专利名称：具有由阻抗电路产生的衰减极点的表面声波滤波器的制作方法
技术领域：
本发明总体上涉及带有极点的表面声波滤波器，尤其涉及例如用于移动通信设备中的谐振器型表面声波滤波器。
与集成电路一样，表面声波滤波器，下文称SAW滤波器，体积小，重量轻，极易批量生产。由于这些原因，SAW滤波器作为射频(RF)滤波器被广泛应用于诸如便携式电话机，携带式寻呼机等设备中。
例如，码分多址(CDMA)式便携电话机以一种频带发射而以邻近频带接收。相应地，这种设备需要带有一对滤波器的天线收发转换开关，一个滤波器通过发射频带频率，滤去接收频带频率，另一个滤波器作用相反。每一个必须具有低的通带介入损耗滤波器，在通带和邻近的阻带之间提供(频率响应的)急剧滚降，在整个阻带宽度上提供高衰减。这些要求传统上是通过使用梯型滤波器来实现的，这种梯型滤波器包括一个或多个串联分路SAW谐振器和一个或多个并联分路SAW谐振器，由滤波器转移函数中的极点产生阻带衰减。
由于对移动式通信设备功能要求的不断增加，以一个SAW梯型滤波器令人满意地满足上述要求变得愈来愈难。原因之一是，通带宽度、介入损耗、阻带滚降的陡度取决于于其上安装SAW谐振器的压电基片的性能。提供具有必要高的衰减的宽阻带尤其困难。
由于通带和阻带的宽度、布局和间隔的限制，这些问题难以通过利用一个SAW梯型滤波器中的SAW谐振器的通带和阻带与谐振频率(串联谐振频率)和反谐振频率(并联谐振频率)之间的联系来解决。使具有高衰减的宽阻带靠近通带并保持通带的低介入损耗尤其困难。发明概述本发明的总体目的是改善有极点的SAW梯型滤波器的频率特性。
更具体的目的是在阻带的宽频率范围内获得高阻带衰减。
进一步的目的是在通带和阻带之间获得急剧滚降。
根据本发明的第一个方面，一个表面声波滤波器包括一个二端对表面声波谐振器滤波电路和一个二端对阻抗电路，二者并联连接在一起。二端对表面声波谐振器滤波电路有一个移相器、至少一个串联分路表面声波谐振器和至少一个并联分路表面声波谐振器。二端对阻抗电路具有通过使表面声波滤波器的断路阻抗与短路阻抗相等来产生衰减极点的阻抗。
根据本发明的第二个方面，一个表面声波滤波器包括一个二端对表面声波谐振器滤波电路和一个二端对阻抗电路，二者并联。二端对表面声波谐振器滤波电路有两个串联分路表面声波谐振器和两个并联表面声波谐振器。和第一个方面一样，二端对阻抗电路具有通过使表面波滤波器的断路阻抗与短路阻抗相等来产生衰减极点的阻抗。
在本发明的这两个方面中，由阻抗电路所产生的衰减极点通过增加阻带的衰减，通带和阻带之间的急剧滚降及在阻带的宽频率范围内获得高衰减而改善了滤波器的频率特性。
图1是一个无线电通信装置的前端部分透视图；图2是本发明第一种实施例的简图，适于用作图1中的接收SAW滤波器；图3将图2作为一对并联的二端对电路重新绘制；图4示出了在断路输出端子情形下的图2；图5示出了在短路输出端子情形下的图2；图6示出了在不同电容值下第一种实施例的频率特性曲线；图7是第二种实施例的简图，也适于用作图1中的接收SAW滤波器；图8是与图7有相同的SAW谐振器的传统滤波器的简图；图9比较了图7和图8中滤波器的频率特性曲线；图10是第三种实施例的简图，适于用作图1中的发射SAW滤波器；图11将图10以一对串联的二端对电路的形式重新绘制；图12是第三种实施例中叉指式换能器结构的简图，图解了使用接合线作为阻抗电路；图13示出了图10中SAW谐振器的等效电路；图14示出了图13的左半部；图15示出了传统的没有阻抗电路的滤波器；图16示出了图15中SAW谐振器的等效电路；图17示出了图15中传统滤波器的断路和短路频率特性曲线；图18示出了第三种实施例的断路和短路频率特性曲线；图19比较了图15和第三种实施例中的滤波器的频率特性曲线；图20总结了图19中的对比；图21是一个有三个并联SAW谐振器和一个电感器的四级滤波器的简图；图22是一个有三个并联谐振器和一个电感器的五级滤波器的简图；图23是本发明第四种实施例的简图，也适于用作图1中的发射SAW滤波器；图24对比了图22和图23的滤波器频率特性曲线；图25是本发明第五种实施例的简图，也适于用作图1中的发射SAW滤波器；图26、27、28和29示出了图3中二端对阻抗电路的另一种布局；图30、31、32和33示出了图11中二端对阻抗电路的另一种布局；本发明的实施例将结合附图加以介绍。
作为本发明能够实施于其中的系统的一个例子，图1示出了便携式CDMA电话机的RF部分的一部分，包括一个天线收发转换开关1、低噪音放大器(LNA)2、功率放大器(AMP)3及其它电路(图中未示出)。天线收发转换开关1是放大器2、3和天线4的接口，包括一个耦合电路5、一个接收(Rx)SAW滤波器6和一个发射(Tx)SAW滤波器7。耦合电路5包括互联电线和诸如电感器、电容器等其它元器件，图中未清楚示出。接收SAW滤波器6包括具有安装在压电基片8上的金属箔叉指式换能器的许多SAW谐振器。发射SAW滤波器7结构相似，详细情况将在后面介绍。所有这些元器件安装在诸如陶瓷或环氧玻璃底座这样的主底座9上。
这种电话机在例如从824兆赫到849兆赫的频带发射，而在从869兆赫到894兆赫的频带接收。发射SAW滤波器7在发射频带的介入损耗最好为1.5分贝(dB)或更少，在接收频带的衰减最好至少为35分贝。接收SAW滤波器6在接收频带的介入损耗最好为4分贝或更少，在发射频带的衰减最好至少为50分贝。第一种实施例本发明的第一种实施例是一个SAW滤波器，适于用作图1中的接收滤波器6。参见图2，用作接收滤波器6的本实施例包括一个移相器10、一对串联分路SAW谐振器12和14、一个并联分路SAW谐振器16、一个电感器18和一个电容器20。这些元器件组成了一个二端对电路，输入端口包括一个输入端子22和接地(E)端子24，输出端口包括一个输出端子26和一个接地端子28。
移相器10和串联分路SAW谐振器12、14串联在输入端子22和输出端子26之间。电感器18和电容器20也串联在输入端子22和输出端子26之间，与移相器10、串联分路SAW谐振器12、14并联。并联分路SAW谐振器16一端连接在串联分路SAW谐振器12、14之间的节点上，另一端连接在接地端子24和28上。
移相器10、SAW谐振器12、14和16安装在一个共同的压电基片上。移相器10包括一根总长11厘米的带状线。串联分路SAW谐振器12和14各包括一个有100对以称为缝隙的50微米间距啮合的指状电极的叉指式换能器。并联分路SAW谐振器16包括一个有86对(电极)叉指、啮合缝隙为86微米的叉指式换能器。移相器10有一特定阻抗值Zp。SAW谐振器12、14和16有阻抗值Z1、Z2、Z3。电感器18包括一个有3毫微亨利(3.0nH)的电感L0的接合线。电容器20有，例如0.1皮法(0.1pF)的电容C0。
第一种实施例是一个二级SAW滤波器。第一级包括串联分路SAW谐振器12和并联分路SAW谐振器16。第二级包括并联分路SAW谐振器16和串联分路SAW谐振器14。一般来说，在SAW谐振器中，每一对相邻的串并联分路SAW谐振器构成滤波器的一级。
参见图3，这一滤波器电路也可描述为包括一对并联在输入端子22和输出端子26之间、以及接地端子24和28之间的二端对电路。其中，一个二端对电路是一个SAW滤波器电路30，它包括移相器10和SAW谐振器12、14和16。另一个二端对电路是一个阻抗电路32，它包括电感器18、电容器20和接地线34。对于一个具有频率f、等于2πf的角频率ω的输入信号，电感器18和电容器20结合起来提供给阻抗电路32的阻抗ZA等于jωL0+1/(jωC0)，j代表-1的平方根阻抗电路32的两个端口的描述有助于计算滤波器的频率特性。例如，并联意味着二端对电路30、32的导纳矩阵加法复合。通常情况下，二端对电路32除了图3中所示出的以外，还可能有许多不同的布局，有些将在后面说明。
下面，描述本实施例的运作。
图2中电路的运作可以通过计算输出端子26和接地端子28断路时输入端子22和接地端子24之间的阻抗Zo，并计算输出端子26和接地端子28短路时输入端子22和接地端子24之间的阻抗Zs来分析。Zo和Zs还可以以转移参数ABCD的形式给出，Zo等于A/C，Zs等于B/D。参数ABCD的定义可以在例如，Fink等人编辑，McGraw-Hill出版的《电子工程师手册》(Electronics Engineer′s Handbook)中找到。
Zo和Zs的值取决于输入信号的角频率ω。用分贝的形式表达时，图2中电路的频率特性曲线α(ω)由下列公式(1)给出，在这里，Log代表对数。α(ω)=20.0×Log|(1+Zo)(1+Zs)(Zo-Zs)|----(1)]]>可以看出，这一频率特性曲线当频率Zo取无限值、频率Zs取无限值、及频率Zo等于Zs时有极点。此处关注的是最后一种情形。
断路的布局可以重画如图4所示。可以看出，Zo有如下值Zo=(ZA+Z2)(Zp+Z1)ZA+Zp+Z1+Z2+Z3---(2)]]>短路的布局可以重画如图5所示。可以看出，Zs有如下值Zs=ZA×ZssZA+Zss----(3)]]>这里，Zss=Zp+Z1+Z2×Z3Z2+Z3----(4)]]>
在本实施例阻带频率中，ZA要比SAW谐振器12、14和16的阻抗Z1、Z2和Z3小得多，所以上述公式(2)和(3)可化简如下Zo≈Z2×(Zp+Z1)Zp+Z1+Z2+Z3----(5)]]>Zs≈ZA(6)因为Zo几乎独立于ZA，且Zs几乎等于ZA，通过选择ZA，就可以在某一理想的阻带频率产生衰减极点，从而使Zo在该频率等于Zs。而且，由于Zo依赖于Zp，Zs几乎独立于Zp，可以选择Zp的值来调节Zo，而不会强烈影响到Zs。可实现Zo和Zs间的阻抗匹配的频率范围可以依此办法进行延伸。
调节Zp还可以增加实现SAW滤波器和外部电路阻抗匹配的频率范围。
图6示出了调节ZA的效果，更明确地说是调节电容器20的电容C0的效果。横轴代表频率，纵轴代表以分贝表示的衰减。标有a的曲线是将C0的值设为本实施例中所使用的0.1皮法进行数字模拟所得到的。曲线b将C0设为0.2皮法，曲线c将C0设为0.5皮法，曲线d将C0设为0。曲线d对应于阻抗电路包含电感器18而电容器20不存在这种情形。
C0的这些变化对于从864兆赫到894兆赫的通带影响较小，但是对于较高或较低的阻带影响很大。曲线a、d的比较表明，在这两个阻带，第一种实施例拓宽了获得特定衰减的频率范围。第二种实施例为了改善阻带的衰减特性，还可以进一步增加SAW谐振器，如图7所示。同第一种实施例一样，阻抗电路包括一个具有3.0nH的阻抗Lo的电感器18和一个具有0.1pF的电容Co的电容器20。移相器10仍为一根11厘米长的带状线。每个串联分路SAW谐振器12、14和38包括一个有一百对(电极)叉指和50微米啮合缝隙的叉指式换能器。同第一种实施例一样，电感器18和电容器20与移相器10和第一对串联分路SAW谐振器12和14并联在一起。
第二种实施例有四个并联分路SAW谐振器40、42、44和46，与串联分路SAW谐振器呈梯型布局并联。第一和最后一个并联分路SAW谐振器40和46各有一个有六十对(电极)叉指和60微米啮合缝隙的叉指式换能器。中间两个并联分路SAW谐振器各有一个有八十五对(电极)叉指和85微米啮合缝隙的叉指式换能器。
附带提一句，可以将含有电感器18和电容器20的阻抗电路与所有的三个串联分路SAW谐振器12、14和38并联在一起，但本发明人发现当阻抗电路仅与两个SAW谐振器并联时，会得到更好的特性。
图8示出了一个去掉实施例2中的移相器10、电感器18和电容器20的传统的SAW梯型滤波器。图9将实施例2的频率特性曲线(标有a)与该传统的SAW梯型滤波器的频率特性曲线(标有b)进行了对比。在从864兆赫到894兆赫的通带，两个滤波器有着几乎相同的特性和少于4分贝(4dB)的介入损耗。然而，在低阻带，在从824兆赫到851兆赫的整个频带，第二种实施例满足了衰减至少50分贝的要求，而传统的SAW梯型滤波器不满足。
在高阻带，也可看到类似的改进。第三种实施例第三种实施例是一个适于用作图1中的输出滤波器7的SAW滤波器。参见图10，用作发射SAW滤波器7的该装置包括三个串联分路SAW谐振器48、50和52，两个并联分路SAW谐振器54和56和一个电感器58。这些元器件组成了一个二端对电路，在输入端有输入端子60和接地端子62，在输出端有输出端子64和接地端子66。
每一个串联分路SAW谐振器48、50和52包括一个有一百二十对(电极)叉指和120微米啮合缝隙的叉指式换能器，每一个并联分路SAW谐振器54和56包括一个有六十对(电极)叉指和90微米啮合缝隙的叉指式换能器。电感器58有4.0nH的阻抗。
参见图11，此滤波器电路相当于一对二端对电路的串联。其中，一个二端对电路68是一个SAW滤波器，包括SAW谐振器48、50、52、54和56。另一个二端对电路70是一个阻抗电路，包括电感器58，提供阻抗ZA。这两个二端对电路68和70的串联意味着它们的阻抗矩阵加法复合。
参见图12，第三种实施例中的SAW谐振器48、50、52、54和56在压电基片71上形成金属箔叉指式换能器结构。两个并联分路SAW谐振器54和56背对背放置，共享一个公用中央电极结构。电感器58是一段接合线，将该公用电极结构联在外部接地焊盘62上。这个焊盘62将图10中的接地端子62和66的功能结合在一起。接合线电感器58的电感由接合线电感器58与SAW谐振器54和56的连接点所决定。
为了简化图形，图12中的叉指式换能器的(电极)叉指个数被极大地减少了。
下面，描述第三种实施例的运作。
图13示出了由等效的集总常数电路表示的SAW谐振器48、50、52、54和56。串联分路SAW谐振器48由一个电感Ls1和一个电容Cs1串联，再与电容Cs10并联来代表。并联分路SAW谐振器54由一个电感Lp1和一个电容Cp1串联，再与电容Cp10并联来代表。中央串联分路SAW谐振器50由一个电感2Ls2和一个电容(1/2)Cs2串联，再与电容(1/2)Cs20并联来代表。
这个电路是对称的，可以仅考虑左半部分进行分析，如图14所示。图13中的中央串联分路SAW谐振器50，一分为二后，产生了图14中所表示的等效电路72，包括一个电感Ls2和一个电容Cs2串联，再与电容Cs20并联，这些电路元件与一对端子76和78连接。相似地，图12中的电感器58在图14中变成一个带有电感L0的电感器74，连接在一对端子80和82之间。
图14中当端子76、78、80和82断开时端子60和62之间的阻抗Zo以及当这些端子短路时的阻抗Zs，与Lo和谐振器48、72和54的阻抗Z1、Z2和Z3有关，如下述公式(7)和(8)所示，在这里，S等于jω，ω为输入信号的角频率。Zo＝Z1+Z3+SLo (7)Zs=Z1+Z2×Z3Z2+Z3----(8)]]>Z1，Z2和Z3的值由下列公式(9)，(10)和(11)给出。
Z1＝(1+S2Ls1Cs1)/(SCs10+SCs1+S3Ls1Cs1Cs10)(9)Z2＝(1+S2Ls2Cs2)/(SCs20+SCs2+S3Ls2Cs2Cs20)(10)Z3＝(1+S2Lp1Cp1)/(SCp10+SCp1+S3Lp1Cp1Cp10)(11)在公式(8)中，电感Lo并未出现来表示Zs，因为Lo被端子80和82之间的连接短路掉了。
图14中电路的频率特性曲线由与第一种实施例中同样的公式(1)给出。在第一种实施例中，通过使Zo等于Zs可以得到衰减极点，这可以通过选择合适的电感Lo来实现，因为Zo依赖于Lo，而Zs不依赖。
Zo和Zs相等的条件由下列公式(12)给出。SLo=-Z32Z2+Z3----(12)]]>第三种实施例如此设计，以使得在很宽的高频范围内满足上述条件，说明如下。
为了对比，图15示出了一个没有第三种实施例中电感器58的SAW滤波器。图16示出了相应的等效集总常数电路。图16中的电路常数与图13中的相应常数一样。
这一传统的SAW滤波器的断路阻抗Zo和短路阻抗Zs图如图17所示。横轴表示频率，单位赫兹(Hz)，纵轴表示阻抗，单位欧姆(Ω)。Zo和Zs是通过将Lo置为零，从公式(7)到公式(11)计算出来的。Zo和Zs在频率高于875兆赫左右时的差异应当引起注意，因为这些频率位于所希望的滤波器的高阻带上。
图18表示了第三种实施例的断路电阻Zo和短路电阻Zs，它们是通过将Lo置为4.0nH，从同样的公式(7)到公式(11)计算出来的。横轴和纵轴与图17含义相同。与图17相比，Zo和Zs在高阻带的差异大大减小了。
图19对比了图15中传统滤波器和第三种实施例的滤波器的频率特性曲线(分别用a、b表示)。横轴表示频率，单位赫兹，纵轴表示衰减，单位分贝。在通带，从824兆赫到849兆赫的所有频率中两个滤波器都满足了介入损耗不超过1.5分贝的要求。在高阻带，从869兆赫到894兆赫的所有频率中，第三种实施例还满足了衰减至少为35分贝的要求，但是，传统的滤波器没有满足。
图20以表格的形式概括了从图17到图19的信息。
图20的右部分给出了断路电阻Zo和短路电阻Zs在接近高阻带高端的三个频率(889MHz，895MHz和901MHz)的阻抗值。当Lo为零时，Zo和Zs的差为-j0.72或更大，当Lo为4.0nH时Zo和Zs的差降为-j0.30或更小。
图20的左部分给出了在通带的两端(823MHz和849MHz)和高阻带的两端(869MHz和895MHz)的阻抗值。在高阻带的高端(895MHz)，第三种实施例(Lo＝4.0nH)的衰减超过传统滤波器(Lo＝0nH)大约13分贝，具有实质性改进。
为了与第三种实施例作进一步比较，图21示出了一个包括两个串联分路SAW谐振器76和78，三个并联分路SAW谐振器80，82和84和一个电感器86的四级SAW滤波器。电感器86联在接地线E-E和所有的三个并联分路SAW谐振器80，82和84之间。
若将本电路与第三种实施例作同样的分析，Z4表示每一个串联分路SAW谐振器76和78的阻抗，Z5表示外接的两个并联分路SAW谐振器80和84的阻抗，Z6表示中央并联分路SAW谐振器82的阻抗，ZA表示电感器86的阻抗，总断路阻抗Zo和总短路阻抗Zs便由下述公式(13)和(14)给出Zo=Z5×(Z4+Z6)Z5+Z4+Z6+ZA----(13)]]>Zs=Z4×Z5Z4+Z5----(14)]]>
与第三种实施例一样，通过选择合适的ZA，在某一给定的频率，可以使Zo等于Zs。然而，由于Zo和Zs相等的条件现由下述公式(15)给出，不能期待滤波器的频率特性曲线有很大改善。ZA=-Z52Z6(Z4+Z5)(Z4+Z5+Z6)----(15)]]>这一条件比公式(12)所给的条件要复杂得多。设计一个如图21所示结构的滤波器以便在很宽的频率范围满足公式(15)不容易。
结果是，当进一步增加滤波器的SAW谐振器数量以得到更大的阻带衰减时，滤波器设计就应当基于图11所示的模型而非图21。例如，图22示出了一个通过在图21中再增加一个串联分路SAW谐振器88的一个不太理想的五级SAW滤波器。图22中虚线内的部分与图21是相同的。上述公式表明，这种滤波器设计不如基于图11的设计改进更大，这将在下文的第四种实施例中加以说明。第四种实施例参见图23，第四种实施例是一个五级SAW滤波器，包括三个串联分路SAW谐振器90、92和94，三个并联分路SAW谐振器96、98、100和两个电感器102和104。电感器102是一根连接在头两个并联分路SAW谐振器96和98和接地线E-E之间的接合线。这两个并联分路SAW谐振器96和98背对背放置，就象图12中的SAW谐振器54和56那样。电感器104是连接在图23中的第三个并联分路SAW谐振器100和接地线之间的一根接合线。
每一个串联分路SAW谐振器90、92和94包括一个有一百对(电极)叉指和120微米啮合缝隙的叉指式换能器。并联分路SAW谐振器96、98和100各有一个有八十对(电极)叉指和90微米啮合缝隙的叉指式换能器。电感器102的电感是0.1nH，电感器104的电感也是0.1nH。
这个滤波器可看做由三个分部分组成一个SAW滤波器电路106，包括头两个串联分路SAW谐振器90和92和头两个并联分路SAW谐振器96和98；一个阻抗电路108，包括电感器100，后者与SAW滤波器电路106串联；一个SAW滤波器电路110，包括第三个串联分路SAW谐振器94，第三个并联分路SAW谐振器98和电感器102。SAW滤波器电路106和阻抗电路108结合在一起组成了一个与SAW滤波器电路110级联的滤波器部分。两个SAW滤波器电路106和110结合在一起组成了一个SAW梯型滤波器。
图24比较了图22中不太理想的滤波器标有a的频率特性曲线和第四种实施例中滤波器的标有b的频率特性曲线。图22中的电感器86与图23中的电感器100电感值相同，为0.1nH。在从824兆赫到849兆赫的通带，两个滤波器都满足了介入损耗为1.5分贝或更小的要求。然而，图22中的滤波器在从868兆赫到894兆赫的阻带并没有完全满足衰减至少为35分贝的要求。第四种实施例在通带和阻带之间有更加急剧的滚降，轻而易举地满足了35分贝的要求，提供了优异的阻带衰减。第五种实施例参见图25，本发明的第五种实施例将第三和第四种实施例的设计进一步扩展成为一个有四个串联分路SAW谐振器112、114、116和118、四个并联分路SAW谐振器120、122、124和126、两个电感器128和130的六级SAW滤波器。
这个滤波器可分为两部分，132和134，每一部分在设计上与图23中有滤波器电路106和阻抗电路108的部分相似。可选择每一部分的阻抗ZA以提供在一个宽的阻带频率范围上的高衰减。两个滤波器部分132和134级联，因此它们的转移参数ABCD通过矩阵乘法复合。
再参见图10，第三种实施例还可描述成包括一个有两个串联分路SAW谐振器48和50和两个并联分路SAW谐振器54和56的二端对SAW滤波器电路，后者与一个包括电感器58的二端对阻抗电路串联，这两个电路构成了第一个滤波器部分，该部分又与含有SAW谐振器52的第二个滤波器部分级联。
本发明所采用的阻抗电路并不仅限于前述实施例中所示出的电路。
例如，在第一种实施例中，图3中所示出的阻抗电路可以用图26、27、28和29中所示的阻抗电路进行代换。图26中的电路包括一个电容器136。图27中的电路有一个电感器138和一个电容器140，并联连接。图28中的电路包括并联连接的一个电感器142和一个电容器144，两者又都与电感器146串联。图29中的电路包括串联的电感器148和电容器150，二者与电容器152并联。第二种实施例中亦可能作相似的代换。
在第三种实施例中，图11所示的阻抗电路70可用图30、31、32和33中的阻抗电路之一代换。图30中的电路有一个电容器154和一个电感器156串联。图31中的电路包括一个电容器158和一个电感器160并联。图32中的电路包括一个电容器162和一个电感器164并联，两者又都与电感器166串联。图33中的电路包括串联的一个电容器168和一个电感器170，二者与电容器172并联。第四种实施例和五中亦可能作相似的代换。
第一种和第二实施例中的移相器10并不仅限于安装在如SAW谐振器那样的压电基片上的带状线。再参见图1，移相器10的部分或全部可以安装在主底座9上。例如，移相器10作为并联电路5的一部分，可以既包含安装在压电基片8上的带状线也包含连接在主底座9上的带状线。至少使移相器10的一部分安装在主底座9上更好一些，因为，对于移相器特性的改变在主底座9上做起来比在压电基片8上要更容易一些。
本领域的技术人员会看出，在下述权利要求的范围内还可能作出进一步的改变。
权利要求
1.一种有极点的表面声波滤波器，包括一个二端对表面声波谐振器滤波电路，它具有一个移相器、与前述移相器串联的至少一个串联分路表面声波谐振器，以及至少一个并联分路表面声波谐振器；以及一个二端对阻抗电路，后者与前述二端对表面声波谐振器滤波电路并联，具有通过使前述表面声波滤波器的断路电阻等于前述表面声波滤波器的短路电阻来产生衰减极点的阻抗。
2.如权利要求1所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述二端对表面声波谐振器滤波器电路只有两个串联分路表面声波谐振器。
3.如权利要求1所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述二端对阻抗电路包括一个第一电容器。
4.如权利要求3所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述二端对阻抗电路还有一个第一电感器。
5.如权利要求4所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述第一电感器有一根有一定电感阻抗的接合线。
6.如权利要求4所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述第一电容器和第一电感器串联。
7.如权利要求6所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述二端对电阻电路还包括一个与前述第一电容器和前述第一电感器并联的第二电容器。
8.如权利要求4所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述第一电容器和前述第一电感器并联。
9.如权利要求8所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述二端对阻抗电路还包括一个与前述第一电容器和前述第一电感器串联的第二电感器。
10.如权利要求1所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述表面声波滤波器安装在一个天线收发转换开关中，前述移相器包括一根在前述天线接收转换开关中的互联线。
11.如权利要求1所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述串联分路表面声波谐振器、前述并联分路表面声波谐振器和前述移相器安装在一压电基片上。
12.如权利要求11所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述移相器有一根安装在前述压电基片上的带状线。
13.如权利要求1所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述串联分路表面声波谐振器和前述并联分路表面声波谐振器安装在一压电基片上，前述压电基片安装在一主底座上，前述移相器安装在前述主底座上。
14.如权利要求1所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述串联分路表面声波谐振器和前述并联分路表面声波谐振器安装在一压电基片上，前述压电基片安装在一主底座上，前述移相器部分安装在前述压电基片上部分安装在前述主底座上。
15.一种有极点的表面声波滤波器，包括一个二端对表面声波谐振器滤波电路，它具有与前述移相器串联的两个串联分路表面声波谐振器和两个并联分路表面声波谐振器；以及与前述二端对表面声波谐振器滤波器电路串联的二端对阻抗电路，该电路具有通过使前述表面声波滤波器的断路阻抗等于前述表面声波滤波器短路阻抗产生衰减极点的阻抗。
16.如权利要求15所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述二端对阻抗电路包括一个第一电感器。
17.如权利要求16所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述第一电感器包括一根有一定电感阻抗的接合线。
18.如权利要求16所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述二端对阻抗电路还包括一第一电容器。
19.如权利要求18所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述第一电感器和第一电容器并联。
20.如权利要求19所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述二端对阻抗电路还有一个与前述第一电感器和前述第一电容器串联的第二电感器。
21.如权利要求18所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述第一电感器和前述第一电容器串联。
22.如权利要求21所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述二端对阻抗电路还有一个第二电容器，后者与前述第一电容器和前述第一电感器并联。
23.如权利要求15所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述两个并联分路表面声波谐振器背对背连接，共享一个公用中央电极。
24.如权利要求23所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述二端对阻抗电路包括一根接到前述公用中央电极上的接合线。
25.如权利要求15所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述二端对表面声波谐振器滤波电路和前述二端对阻抗电路组成了第一滤波器部分，前述表面声波滤波器还有一个与前述第一滤波器部分级联的第二滤波器部分。
26.如权利要求25所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述第二滤波器部分当与前述二端对表面声波谐振器滤波电路相结合时，构成一个表面声波梯型滤波器。
27.如权利要求25所述的表面声波滤波器，其特征在于，前述第二滤波器部分在结构上与前述第一滤波器部分相似，包括一个有两个串联分路SAW谐振器和两个并联分路SAW谐振器的二端对表面声波谐振器滤波器电路，后者与一个二端对阻抗电路串联。
28.一种表面声波滤波器，包括许多级联的如权利要求15所述的表面声波滤波器。
全文摘要
本发明公开了一种表面声波滤波器,它包括一个二端对表面声波谐振器滤波电路,后者与一个二端对阻抗电路并联或串联。该二端对阻抗电路具有通过使表面声波滤波器的断路阻抗等于短路阻抗来产生衰减极值的阻抗。这样,与通常和阻带间的急剧滚降相结合,就可以在一宽的阻带频率范围上获得高衰减。
文档编号H03H9/05GK1190823SQ98103820
公开日1998年8月19日 申请日期1998年2月11日 优先权日1997年2月12日
发明者江原永典, 野口和繁, 岛村一, 冈田好生, 驹崎友和 申请人:冲电气工业株式会社