专利名称：双频带开关、双频带天线共用器及其双频带移动通信装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及双频带开关(dual band switch)，双频带天线共用器(dual bandantenna duplexer)和应用它们的双频带移动通信装置，主要用于如便携式电话等。
背景技术：
在这类传统的高频开关中，广泛流行着日本专利申请(未经审查)公开号为NO.H07-321692所揭示的一种开关。其电路如
图13所示，包含并联连接PIN二极管1001和它的补偿电路1002的电路，且补偿电路1002由电容器1003和电感器1004串联构成。当PIN二极管1001未激活时补偿电路1002用来切断开关电路，因而，设置成电感器1004用来抵消PIN二极管1001未激活时的寄生电容，在所需频带产生并联谐振。电容器1003是所谓的隔直元件，当PIN二极管1001激活时切断补偿电路的直流通路，且开关电路接通。结果，补偿电路1002的阻抗在频率接近直流时为容性，在所需频带为电感性，而且两者之间有一串联谐振点。
近年来，可看到移动通信的用户在迅速增加，这就需要所需数量的电话通信频道。为此，进行了一个通信装置使用两频带的试验。在这种情形下，要求开关工作在两个不同频带。但是，已有技术的高频开关在PIN二极管不激活时仅能在一个频带获得足够的切断状态。因此，需要有两个适合各自的频带的高频开关来实现上述系统，这会导致线路大而复杂并增加成本。
本发明针上述问题，其目的在于实现一种双频带开关，用它可在两个不同的频带获得充分的切断(OFF)状态。
发明概述本发明的电路包含二极管和它的补偿电路，且所述补偿电路由具有至少两个串联谐振点和一个并联谐振点的电路构成。
上述结构使得补偿电路的阻抗在接近直流的低频呈容性，在经历第一串联谐振点之后为感性，由此可在第一频带抵消二极管的寄生电容，并且在经历并联谐振点和随后的串联谐振点之后也呈感生，由此可在第二频带抵消二极管的寄生电容。故能以简单的电路结构获得一种在两个不同频带确保足够OFF状态的双频带开关。
附图概述图1示出本发明第一实施例中双频带开关的电路；图2示出双频带开关OFF状态下的电抗频率特性；图3示出双频带开关的传输特性；图4示出第一实施例中双频带开关另一结构例的电路图；图5示出本发明第二实施例中双频带开关的电路图；图6A和图6B示出双频带开关的传输特性；图7示出本发明第三实施例中双频带开关的电路图；图8示出双频带开关的第二开关状态OFF下的阻抗特性；图9A-9B示出双频带开关的传输特性；图10示出本发明第四实施例中双频带天线共用器的电路图；图11A-图11B示出双频带天线共用器的发送侧传输特性；图12A-12B示出双频带天线共用器的接收侧传输特性；图13示出已有技术双频带开关的电路图。
较佳实施例的描述下面，参照图1至图12-图12B描述本发明的实施例。
第一实施例图1示出本发明第一实施例中双频带开关。图1中，双频带开关包含由PIN二极管101和它的补偿电路102并联连接的电路，而补偿电路102包含由第一电容器103和第一电感器104构成的串联谐振电路与由第二电容器105和第二电感器106构成的并联谐振电路相串联的电路。
下面描述具有上述结构的双频带开关的工作。在靠近直流的低频处，补偿电路102的阻抗呈容性，此时电容器103起主导作用。在经历由第一电感器104、第二电容器105和第二电感器106，以及第一电容器103组合的阻抗产生的串联谐振点之后，补偿电路102的阻抗变为感性，由此，能在第一频带中抵消未激活状态下的PIN二极管101的寄生电容，因而在第一频带，开关为充分OFF状态。
在经历由第二电容器105和第二电感器106产生的并联谐振点之后，补偿电路102再次呈容性。接着在经过由第一电容器103和第一电感器104、及并联谐振电路组合的阻抗所产生的串联谐振点后，补偿电路102的阻抗再次为感性，由此，可在第二频带抵消未激活状态下的PIN二极管101的寄生电容，因而在第二频带，开关再次为足够OFF状态。
在PIN二极管101激活，开关接着(ON)时，第一电容器103作为隔直元件工作，切断补偿电路102的直流通路。
图2示出该实施例中双频带开关OFF状态下的电抗特性。图中，X1表示PIN二极管101未激活时寄生电容的电抗，X2表示补偿电路102的容抗。因为寄生电容可用绝对值相同极性相反的并联连接电路来低消，所以图中第一频带M1和第二频带M2的两频带中的所述寄生电容可用具有两串联谐振点r1、r2和一个并联谐振点a1并联连接的补偿电路102加以抵消。
图3示出这种双频带开关的传输特性。即，开关ON时，插入损耗在所有频带中小于0.5dB，开关OFF时，在第一频带M1(890-960MHz)和第二频带M2)1710-1880MHz)可获得大于25dB的隔离。
上述结构使该实施例中双频带开关在两个不同频带可工作在充分OFF状态。
该实施例对补偿电路102由一个串联谐振电路和一个并联谐振电路构成。但该电路也可由如图4所示的两串联谐振电路并联的电路构成。即，分别用第一电容器403和第一电感器404，及第二电容器405和第二电感器406构成两串联谐振电路，再将它们并联连接构成补偿电路102。该电路表明这另一结构在接近直流的低频具有电容特性，也具有两个串联谐振点和一个并联谐振点。
图4的补偿电路可通过对图1的补偿电路102加以变换获得，故两电路是等效的。因此，两电路具有图2所示相同的阻抗特性和图3所示相同的传输特性。所以，用这种结构也可实现在双频带M1、M2中获得充分切断(OFF)的双频带开关。
在此实施例的上述开关中，需要偏置电路激活PIN二极管，该偏置电路包含电阻、电感器和旁路电容器，而且在各终端外侧需隔直电容器隔断直流。但本发明并不限定它们的具体数值和结构。
在使用两频带的便携式电话终端中，利用本发明双频带开关简化了终端高频开关电路的结构。因而能减小终端的体积和重量。
第二实施例图5示出本发明第二实施例的双频带开关。图5中，第一端707和公共端708间接有第一PIN二极管701，第二端709和公共端708间接有第二PIN二极管710，然后，两PIN二极管的阴极连接到公共端708。同样，由第一电容器703和第一电感器704构成的串联谐振电路和由第二电容器705和第二电感器706构成的并联谐振电路相互串联连接，以构成第一补偿电路702，再与第一PIN二极管701并联，构成第一开关717。进而，第三电容器712和第三电感器713构成的串联谐振电路及第四电容器714和第四电感器715构成的并联谐振电路串联连接，以构成第二补偿电路711，再与第二PIN二极管710并联，构成第二开关718。扼流圈716接于公共端与接地之间。
下面，描述上述结构的双频带开关。第一开关717和第二开关718分别作为单个开关的工作与第一实施例的双频带开关的解释一样，因此，这里省略这种说明。
通过施加直流使第一开关717接通时，因第二PIN二极管710处于反方向，且第二补偿电路711中第三电容器712隔断直流分量，故所有直流进入扼流圈716，从而使第二开关718断开(OFF)。同样，因第二补偿电路711如第一实施例中所述抵消了两频带(M1、M2)中第二PIN二极管710的寄生电容，故从公共端708看第二开关718的阻抗，在这些频带中是极高的。因此，在这些频带中，从第一端707馈入的输入信号仅输出给公共端708，而不会输给第二端709。
按同样方式通过施加直流使第二开关718接通时，因第一二极管701反向且第一补偿电路702中第一电容器703隔断直流分量，故所有直流进入扼流圈716，从而第一开关717断开。同样，因第一补偿电路702在双频带(M1、M2)中抵消了第一PIN二极管701的寄生电容，故从公共端708侧看第一开关717的阻抗，在两频带中极高。因此在两频带中，从公共端708馈入的输入信号只能输出给第二端709，而不会输出给第一端707。
此实施例的上述结构能实现利用分别接通第一开关717和第二开关718工作在两频带(M1、M2)中的双频带SPDT开关。
图6A-6B示出该双频带SPDT开关的传输特性。从第一端707到公共端708的传输特性声明，第一开关717为ON状态时第一频带M1和第二频带M2中插入损耗小于0.5dB，第一开关717为OFF状态时在双频带中可获得大于25dB的隔离。从公共端708到第二端709的传输特性声明，第二开关718为ON状态时第一频带M1和第二频带M2中插入损耗小于0.5dB，第二开关718为OFF状态时在两频带M1、M2中可获得大于25dB的隔离。
如上所述，按照此实施例的结构，双频带SPDT开关可获得良好的特性。
在此实施例中，第一开关717和第二开关718虽用图1所示电路构成，但也可用图4所示电路构成。
在此实施例的双频带SPDT开关中，各开关需要偏置电路激活PIN二极管，该偏置电路包含电阻、电感和旁路电容，在各终端的输出侧还需要隔直电容器隔离直流。但本发明并不限定它们的具体数值及具体结构。
在使用两频带的便携式电话终端中，采用本发明的双频带开关可简化该终端的高频开关电路结构。因而能减小终端的体积和重量。
第三实施例图7示出本发明第三实施例的双频带开关。在图7所示本发明第三实施例的双频带开关中，第一开关827的结构与第二实施例中第一开关717的相同，因此，其相同部分赋予相同标号并省略其说明。
图7中，第一开关827的一端连接到公共端708，第三电容器817的一端和第三电感器818的一端相连，而第三电容器817的另一端接地。第四电容器819的一端、第四电感器820的一端和第二PIN二极管822的阳极连接于第三电感器818的另一端，而第四电容器819的另一端接地。第四电感器820的另一端构成第二端709，连接于第五电容器821的一端和第三PIN二极管826的阳极，而第五电容器821的另一端接地。包含由第六电容器824和第五电感器825构成的并联谐振电路的补偿电路823的一端连接第二PIN二极管822的阴极，而第二补偿电路823的另一端接地。第三PIN二极管826的阴极接地。按照上述结构，在公共端708与第二端709之间形成第二开关828。
第三电容器817、第三电感器818和第四电容器819构成第一移相电路829，而第四电容器819、第四电感器820和第五电容器821构成第二移相电路830。在这种情况下，将第一移相电路829的相位设置成在第二频带(第二实施例中的M2)为90度左右，而第一移相电路829的相位和第二移相电路830的相位的和设置成在第一频带(第二实施例中的M1)为90度左右。
第二补偿电路823设置成在第一频带M1为并联谐振状态，且在第二频带M2设置成随第二PIN二极管822的激活而成串联谐振状态。
下面描述上述结构的双频带开关的工作。
通过对第一PIN二极管701施加正向偏置而加入直流时，如第一实施例中所述，第一开关827接通。此时，直流进入第二PIN二极管822和第三二极管826，两者被激活。之后，在第二频带M2中，第二PIN二极管822激活且第二补偿电路822为串联谐振状态，进而第一移相电路829的相位偏移90度，因此，从公共端708侧看，第二开关828的阻抗为高阻抗。另一方面，在第一频带M1中，因第二补偿电路823为并联谐振状态，故第二PIN二极管822相对于高频可忽略，因第一移相电路829和第二移相电路830的相位和为90度，故从共公端708看，第二开关828也为高阻抗。图8示出从公共端708看开关828在上述情况下的阻抗特性。图8中，标号1和2之间的区域表示第一频带M1(890～960MHz)，标号3和4之间的区域表示第二频带M2(1710～1880MHz)。在这两频带获得高阻抗状态，因此，从端707传送到公共端708的信号不会输出到第二端709。结果，第二开关828在两频带M1和M2中为充分OFF状态。
接着在图7中撤除偏置时，第一开关827如第一实施例中所述在第一和第二频带M1、M2中为切断状态，从公共端708侧看，开关827在两频带中为高阻抗。此时，第二PIN二极管822和第三PIN二极管826为未激活状态，第二开关828成为仅有第一移相电路829和第二移相电路830的电路，因此，从公共端708来的信号照原样发送给第二端709，第二开关为接通状态。
图9A-图B示出该实施例双频带SPDT开关的传输特性。从第一端707至公共端708的传输特性表明，当接通偏置时在第一频带M1和第二频带M2中插入损耗小于0.5dB，当切断偏置时在两频带M1、M2获得大于25dB的隔离。从公共端708到第二端709的传输特性表明，当切断偏置时在两频带M1、M2的插入耗小于0.25dB，当接通偏置时在两频带M1、M2可获得大于25dB的隔离。通过使第一、第二和第三PIN二极管701、822和826同时激活或不激活，上述实施例的结构可实现工作在双频带M1、M2下的双频带SPDT开关。该双频带5PDT开关仅用一个偏置电路工作，且当第二开关828接通时不必施加直流，故有省电耗的优点。
该实施例中第一开关827虽用图1所示电路构成，但也可用图4所示电路构成。
还有，本实施例的第一、第二移相电路829、830虽包含集中参数元件的电容器和电感器，但这些移相电路也可用分布参数的传输线构成。在这种情况下，可缩减元件数量，也能很好地构成移相电路。
本实施例中第三二极管826的阴极虽直接接地，但也可通过一个包含由电容、电感构成的并联谐振电路的补偿电路接地。此时，在第三PIN二极管826激活状态下，第二移相电路830和第三PIN二极管826的连接点呈充分低阻抗的状态。
在此实施例的双频带SPDT开关中，需要包含电阻、电感和旁路电容的偏置电路接通PIN二极管，并在各终端的输出侧需要隔直电容器隔离直流。但本发明并不限定它们的具体数值和结构。
在使用双频带的便携式电话终端中，利用本发明的双频带开关可简化终端高频开关电路的结构。能减小终端的体积和重量。
第四实施例图10显示本发明第四实施例双频带天线共用器。图10所示本发明第四实施例双频带天线共用器的双频带开关900具有图7所示本发明第三实施例的相同结构。因此，省略该开关的具体电路图及其详细说明。
在图10所示双频带天线共用器中，合成器901的输出端902经过隔直电容器911连接该双频带开关900的第一端707，第二分离滤波器905的输入端906经过隔直电容器912连接第二端709。再设置将控制信号馈给双频带开关900的控制端909及偏置电路910，构成双频带天线共用器。合成器901的功能是将第一发送侧端903来的第一频带M1信号传送给输出端902，将第二发送侧端904来的第二频带M2的信号传送到同一输出端902。另一方面，另一侧的分离滤波器905的功能是，将输出端906来的第一频带M1的接收信号传送到第一接收侧端907，将同一输入端906来的第二频带M2的接收信号传送到接收侧端908。
在合成器901中，从第一发送侧端903至输出端902的线路由包含4个元件的T型低通滤波器构成，用以使第一频带M1通过，并滤除第二频带M2，从第二发送侧端904到输出端902的线路由含有4个元件的T型高通滤波器构成，用以滤除第一频带M1，并使第二频带M2通过。按照该结构，从第一发送侧端903馈入的第一频带M1的发送信号传送到输出端902而不会泄漏到第二发送侧端904，同时，从第二发送侧端904馈入的第二频带发送信号传送到输出端902而不会泄漏到第一发送侧端903。
作为分离滤波器905，将合成器901配置在相反方向中应用，因此，两者有相同的结构。从输入端906馈入的接收信号按以下方式分路第一频带M1的分量传送到第一接收侧端907，第二频带M2的分量传送到第二输出侧端908，而且每一侧分量不会泄漏到另一侧。
下面描述上述结构的双频带天线共用器的工作。
发送信号时，偏置加到控制端909，双频带开关900的第一端707与公共端708之间呈ON状态，由此，第一发送侧端903来的第一频带M1的发送信号通过合成器901，经过双频带开关900的第一端707，输出到公共端708，同样，第二发送侧端904来的第二频带M2的发送信号也通过合成器901，经过双频带开关900的第一端707，也输出到公共端708(公共端708通常接于通信装置的天线)。在这种情况下，因合成器901的作用，各频带的发送信号不会泄漏到另一发送侧端，同样，因双频带开关900的作用，上述信号也不会泄漏到第一接收侧端907和第二接收侧端908。接着，当接收信号时，取消对控制端909的偏置，双频带开关900的公共端708和第二端709之间呈ON状态，由此，公共端708来的接收信号通过双频带开关900的第二端709，再经分离滤波器905按以下方式传送第一频带M1的分量输出到第一接收侧端907，第二频带M2的分量输出到第二接收侧端908。在这种情况下，因分离滤波器905的作用，各频带的接收信号不会泄漏到另一接收侧端，同样，因双频带开关900的作用，信号也不会泄漏到第一发送侧端903和第二发送侧端904。
图11A-11B和图12A-12B示出双频带天线共用器的传输特性。第一频带M1设置为890～960MHz，第二频带M2设置为1710～1880MHz。如图11A所示，从第一发送侧端903到公共端708的传输特性为，当发送信号时第一频带M1的插入损耗小于1dB，第二频带M2得到大于25dB的衰减，由此，第一频带M1的发送信号发送到公共端708。同样，接收信号时，两频带可获得25dB以上的隔离。反之，从第二发送侧端904到公共端708的传输特性如图11B所示，接收信号时第一频带M1的衰减大于25dB，第二频带M2的插入损耗小于1dB，由此，第二频带M2的发送信号发送到共公端708。接收信号时，两频带都有25dB以上的隔离。接着，从公共端708到第一接收端侧端907的传输特性如图12A所示，当接收信号时第一频带M1中插入损耗小于1dB，对第二频带M2的衰减大于25dB，由此从公共端708馈入的第一频带M1的接收信号发送到第一接收侧端907。而当发送信号时，两频带都有25dB以上的隔离。最后，从公共端708到第二接收侧端908的传输特性如图12B所示，当接收信号时第一频带M1中的衰减大于25dB，第二频带M2中的插入损耗小于1dB，由此从公共端708馈入的第二频带M2的接收信号发送到第二接收侧端908。而当发送信号时，两频带都有25dB以上的隔离。如上所述，本发明的双频带天线共用器的特性适用于采用第一频带M1和第二频带M2的多制式型便携式通信终端。
在该典型实施例中，合成器901和分离滤波器905分别用低、高通滤波器的复合电路构成。然而为滤除不希望的频率分量，这种复合电路的一部分或全部也可用带通滤波器构成。譬如，在发送侧，高次谐波在许多情况下会带来问题，但高通滤波器又不能滤除它。因此，合成器可按照带通滤波器来构成。另一方面，在接收侧，滤除高次谐波外，还要滤除频率变换时产生的本振频率、镜像频率等，故分离滤波器可用包含带通滤波器加带通滤波器的复合电路构成，以滤除信号分量的高、低带中的不需要的电波。
在此实施例中，将第三实施例的结构用于双频带开关900。但也可采用第二实施例的结构。在这种情况下，分别需要两个控制端和两个偏置电路，且两者之一总要施加偏置，因此，电流消耗增大，但所用PIN二极管数量仅为两个，故该电路仍可以简单结构形成。
在采用两频带的便携电话终端中，通过使用本发明双频带天线共用器，可以简单结构形成终端的天线共用器电路。因此可减小该终端的体积和重量。
工业应用性如上所述，本发明的双频带开关包含将二极管和它的补偿电路并联连接的电路，所述补偿电路由具有至少两个串联谐振点和一个并联谐振点的电路构成。上述结构使补偿电路的阻抗在接近直流的低频时为容性，在经历第一串联谐振点之后为感性，由此可在第一频带抵消二极管的寄生电容，并在经历并联谐振点和随后的串联谐振点之后，再次为感性，由此可在第二频带抵消PIN二极管的寄生电容。因此，可用一个PIN二极管获得在两个不同频带具有充分OFF状态的双频带开关，故能减小双频带开关的体积和重量。
权利要求
1．一种双频带开关，其特征在于，包含二极管和该二极管的补偿电路的并联电路，所述补偿电路具有至少两个串联谐振点和一个并联谐振点。
2．如权利要求1所述的双频带开关，其特征在于，所述补偿电路包含串联谐振电路与并联谐振电路的串联电路。
3．如权利要求1所述的双频带开关，其特征在于，所述补偿电路包含第一串联谐振电路与第二串联谐振电路的并联电路。
4．一种双频带开关，其特征在于包含第一端；第二端；公共端；连接在所述第一端和所述公共端之间的第一二极管与第一补偿电路的第一并联电路；连接在所述公共端和所述第二端之间的第二二极管与第二补偿电路的第二并联电路。
5．如权利要求4所述的双频带开关，其特征在于，所述第一补偿电路具有至少两个串联谐振点和一个并联谐振点。
6．如权利要求5所述的双频带开关，其特征在于，所述第一补偿电路包含串联谐振电路与并联谐振电路的串联电路。
7．如权利要求5所述的双频带开关，其特征在于，所述第一补偿电路包含第一串联谐振电路与第二串联谐振电路的并联电路。
8．如权利要求4所述的双频带开关，其特征在于，所述第二补偿电路具有至少两个串联谐振点和一个并联谐振点。
9．如权利要求4所述的双频带开关，其特征在于，所述第二补偿电路包含串联谐振电路与并联谐振电路的串联电路。
10．如权利要求4所述的双频带开关，其特征在于，所述第二补偿电路包含第一串联谐振电路与第二串联谐振电路的并联电路。
11．一种双频带开关，其特征在于包含第一端；第二端；公共端；连接在所述第一端和所述公共端之间的第一二极管与第一补偿电路的并联电路；第一移相电路和第二移相电路的第一串联电路，其中所述第一串联电路连接在所述公共端与所述第二端之间；连接在所述第一移相电路和所述第二移相电路的连接点与接地点之间的第二二极管与第二补偿电路的第二串联电路；连接在所述第二端与接地点之间的第三二极管。
12．如权利要求11所述的双频带开关，其特征在于，所述第一补偿电路包含至少两个串联谐振点和一个并联谐振点。
13．如权利要求11所述的双频带开关，其特征在于，所述第一补偿电路包含串联谐振电路与并联谐振电路的串联电路。
14．如权利要求11所述的双频带开关，其特征在于，所述第一补偿电路包含第一串联谐振电路与第二串联谐振电路的并联电路。
15．如权利要求11所述的双频带开关，其特征在于，所述第二补偿电路具有至少一个并联谐振电路。
16．如权利要求11所述的双频带开关，其特征在于，在所述第一移相电路的相位为90度的频率上，处于激活状态的所述第二二极管的寄生电感和所述第二补偿电路变成串联谐振状态。
17．如权利要求11所述的双频带开关，其特征在于，在所述第一移相电路的相位与所述第二移相电路的相位和为90度的频率上，所述第二补偿电路变为并联谐振状态。
18．一种双频带天线共用器，其特征在于，包含权利要求4至17的任一所述双频带开关；具有第一发送侧端、第二发送侧端和输出端的合成器；具有第一接收侧端、第二接收侧端和输入端的分离滤波器；其中，所述合成器的所述输出端连接所述双频带开关的所述第一端，所述分离滤波器的所述输入端连接所述双频带开关的所述第二端。
19．如权利要求18所述的双频带天线共用器，其特征在于，所述合成器包含配置在所述第1发送侧端与所述输出端间的低通滤波器；配置在所述第二发送侧端与所述输出端间的高通滤波器。
20．如权利要求18所述的双频带天线共用器，其特征在于，所述合成器包含配置在所述第1发送侧端与所述输出端间的低通滤波器；配置在所述第二发送侧端与所述输出端间的带通滤波器。
21．如权利要求18所述的双频带天线共用器，其特征在于，所述分离滤波器包含配置在所述输入端与所述第一接收侧端间的低通滤波器；配置在所述输入端与所述第二接收侧端间的高通滤波器。
22．如权利要求18所述的双频带天线共用器，其特征在于，所述分离滤波器包含配置在所述输入端与所述第一接收侧端间的带通滤波器；配置在所述输入端与所述第二接收侧端间的带通滤波器。
23．一种双频带移动通信装置，其特征在于，将权利要求1、4或11所述的双频带开关用于该双频带移动通信装置的高频电路。
全文摘要
本发明涉及诸如便携电话等移动通信装置所用的高频开关,其目的在于提供一种具有简单结构并在两频带可改变到ON和OFF状态的双频带开关。为实现上述目的,本发明提供的双频带开关包含PIN二极管(101)和它的补偿电路(102)的串联电路,且补偿电路由包含至少两个串联谐振点和一个并联谐振点的电路构成。这种结构使补偿电路的阻抗在接近直流的低频为容性,经历第一串联谐振点后为感性,由此可在第一频带抵消二极管的寄生电容,而且经历并联谐振点和随后的串联谐振点之后再次呈感性,由此可在第二频带抵消PIN二极管的寄生电容。
文档编号H03K17/76GK1225751SQ98800588
公开日1999年8月11日 申请日期1998年6月2日 优先权日1997年6月3日
发明者櫛谷洋, 汤田直毅, 高桥広志, 藤川诚 申请人:松下电器产业株式会社