专利名称：双频带移动电话中发送接收机的结构的制作方法
技术领域：
本发明涉及移动电话中的发送接收机结构。更具体而言，本发明涉及双频带移动电话中在用信道发送接收机结构。
背景技术：
在移动无线电话技术中应用接收机接收接收频率信号，而发射机在其它方向同时发送发射频率信号，发射频率通过一个称为双工间隔的恒定偏置量与接收频率分开，这些是众所周知的。
虽然双工间隔额定情况下是一个常数，但可以是一个根据移动电话工作频带而定的不同常数。那末构造在一个以上频带中工作的移动电话时会产生复杂情况。为了处理这些复杂情况已经提出各种措施。
一种措施是对于每个感兴趣的频带采用两个分离和独立的接收机-发射机链。这种的优点是对于增强工作的可靠性和功率控制有固有的冗余度。然而，该分开的接收机-发射机链需要额外的空间，导致移动电话产品比较贵和比较占地方。当市场要求移向较小型的，带有较多内置特性的较便宜的电话时，这种措施就不太适合了。
美国专利申请No.08/795，930，题为“transmit SignalGeneration with the Aid of Receiver”(Dolman)，描述了利用接收机的第二本地振荡器作为参考频率，按此，相对于接收频率来控制发射频率以实现或者第一或者第二双工间隔。将Dolman申请引入于此作为参考。
在现有技术中还已知，当将两个合成器PLL电路封装在一个公共集成电路中时。通过同步或其它办法将两个PLL的参考分频器联系起来，使得它们的相位比较器并不相互干扰。在公开市场上可得到的Philips UM1005和8026双合成器集成电路就使用这种技术。这些电路包括N级分频器和可编程环路带宽，例如被描述在美国专利5，095，288和5，180，993，之中的，引入于此作为参考。在双模式卫星/蜂窝电话中为了实现不同频带中不同的调谐步距，采用了这些合成器的新方法，描述在美国专利No.5，535，432和5，610，559中，也引入于此作为参考。
另一种措施是采用一种偏置电压控制振荡器(VCO)，将接收机本地振荡器频率上混频或下混频以产生发射机频率。这种措施被公开在，例如，共同转让的美国专利申请NO.08/676，171和08/823，068中。
题为“Dual Band Transceiver”的美国专利申请N0.08/675，171，描述对于双频带使用公共的无线电部件。共同使用一个公共的接收机本地振荡器合成器，发射机偏置振荡器环，发射机UHF VCO，IF滤波器，和接收机IF电路，大大地减少了用于双频带移动电话的部件数量，然而，对于两个频带的发射机偏置频率是固定的。因此，一个频带必须轻推主信道步进器增加发射机频率，也就是，一个频带必须改变传输频率。因而，必须跳跃的频带不可能用于CDMA和多速率TDMA移动电话需要的全双工模式中。
题为“Dual Band Mobile Station”的美国专利申请N0.08/823，068，也描述了频带间共同使用的类似公共无线电部件，使得能够在两个频带中双工操作。然而，因为利用全偏置方案，发射机载波的产生本来就是麻烦的，这是由于发射机的寄生性能。这种情况是因为合成的VHF信号与接收机本地振荡器频率的上混频，使得所希望的发射频带产生必须被滤波掉的上变频产物。这些产物可增加滤波负担来满足发射机输出谱屏蔽的要求。
在电子学方面的不断进步使得较小的移动电话能够遵循各种国家和国际的协议。国际移动电话标准在欧洲称为GSM，在美国称为PCS1900，在欧洲900MHz频带中发送/接收双工间隔是45MHz；在欧洲1800MHz频带中为95MHz，在美国1900MHz频带中为80MHz。信道间隔是200KHz(13MHz/65)和所发送的符号速率为13MHz/48。正如大家所知，在此标准中的所有定时与13MHz钟有关。称为DAMPS的美国1S136系统在美国800MHz蜂窝频带中以45MHz双工间隔工作，在美国1900MHz PCS频带中以80.4MHz双工间隔工作，调谐步距为30KHz，所发射的符号速率为24.3千符号/秒。正如众所周知，在IS136中，调谐步距和符号速率以及内部定时全部可从19.44MHz钟导出。称为IS95的另一个美国标准使用码分多址，发送片速率为1228.8MHz，在800MHz频带中为45MHz的双工间隔与30KHz的调谐步距组合，在1900MHz频带中变更为50KHz步距与80MHz双工间隔的组合。在IS95中，片速率和频率步距并不能容易地从同样的晶体振荡器中导出。
美国专利NO.5，471，652公开了一种包括倍增器的装置，允许单频带电话中的VCO工作点能够为不同的频带作调整。此专利并未讨论对双频带电话的应用。另外，按照此专利，合成的VHF信号(80-400MHz)必须上变频到发射机信道供数字化(非FM)操作。在FM模式中，UHF振荡器被直接调制制并通过混频器输出。
可以容易理解，在相同的手持单元中将两种或多种以上提到的协议组合受到必须被合成各种各样的调谐步距，双工间隔和符号速率的阻碍。因此，存在一种改进无线电结构以利于这样的组合的需要。
发明概述因此本发明的一个目的是提供一种在双频带中支持全双工操作的发送接收机。本发明的再一个目的是产生的寄生为最小，由此降低发射机的滤波设计要求。本发明的又一个目的是提供一种在相同的手机内可适应多种标准的双频带发送接收机。
依据本发明的第一实施方案，移动电话接收机包括第一超外差下变频装置，利用一个第一本地振荡器频率，可通过可编程数字频率合成器相锁环(PLL)以频率步距调谐此频率。第一下变频装置将接收到的信号变换到第一中频(IF)供滤波。第二下变频装置利用第二本地振荡器将第一IF信号变换为第二IF或复合基带供进一步滤波和处理。利用将第二振荡器锁定在晶体参考振荡器的第二数字频率合成器PLL产生第二本地振荡器。该晶体参考振荡器提供缓冲的钟输出信号，由此数字逻辑导出发送符号速率和接收机处理采样速率。
依据本发明的第一方面，第二本地振荡器在第二本地振荡器频率上提供缓冲的输出信号。将该缓冲的输出信号用作第一本地振荡器合成器PLL的参考频率，因此不需要分配晶体振荡器信号到第一振荡器的PLL电路。依据本发明的第二方面，第一振荡器PLL包括一个相应比较器，将下分频的第一本地振荡器信号与来自第二本地振荡器的下分频参考频率信号作比较，该下分频频率等于所希望的接收机频率调谐步距或其倍数。应该意识到不通过本发明这部分的实践是不可能以整数将晶体频率下分频来得到此频率的。
依据本发明的第三方面，第三数字频率合成器PLL控制发射机频率，使其等于第一本地振荡器频率加或减发送偏置频率。例如，可将发送频率与第一本地振荡器频率外差以产生发送偏置频率信号；然后将发送偏置频率信号在数字分频器中下分频，并与也是由一个整数因子将第二本地振荡器频率分频得到的相位参考频率作比较。
因为依据本发明的第三方面，发送偏置合成器PLL和第一本地振荡器PLL均利用第二本地振荡器作为公共频率参考，而且它们可被封装在一个公共的集成电路中，并至少可共同使用将第二本地振荡器频率分频分别产生第一和第二相位比较器参考频率的参考分频器部分。安排两个PLL的各自相位比较器来响应它们各自的第一和第二相位比较器参考信号的最低公倍数频率上信号的相反极性，以便使两个PLL之间的相互干扰为最小。
依据本发明的第二实施方案，一个移动电话接收机包括第一下变频装置，利用第一本地振荡器频率，通过被锁定在参考频率上的数字频率合成器PLL可以频率步距调谐此频率。该第一下变频装置将接收到的信号变换为第一IF滤波。第二下变频装置利用第二本地振荡器将第一IF信号变换为第二IF。利用将第二振荡器锁定到参考频率的第二数字频率合成器PLL来产生第二本地振荡器频率。第三下变频装置将发送频率与第一本地振荡器频率混频，以产生锁定频率。第三数字频率合成器PLL将锁定频率和参考频率作比较以控制发送频率的产生。
附图简述在阅读以下的描述并参考附图的基础上将更充分地理解本发明，其中
图1用作说明现有技术参考频率的分配；图2用作说明另一种现有技术的方案；图3用作说明在引入的Dolman参考文献中描述的改进的系统；图4用作说明依据第一实施方案的一种参考频率分配方案；图6用作说明依据第一实施方案的本发明的频率合成方案更详细的细节。
图6用作说明依据第一实施方案，利用频率倍频器的一种本发明的双频带方案；图7用作说明依据第一实施方案，利用频率半频器的一种本发明的双频带方案；图8用作说明依据第一实施方案，利用一个频率半频器和一个频率倍频器的一种本发明的方案；图9用作说明一种发明的方案，其中频率半频器和频率倍频器在依据第一实施方案的位置中被切换；图10用作说明一种发明的方案，其中频率倍频器依据第一实施方案用于AMPS接收时可被断开；图11是图10的一种修改，利用频率半频器；图12用作说明依据第一实施方案用于双模式无线电的另一种参考频率分配；图13用作说明用于图12的双模式无线电的分频器比率；图14用作说明依据第一实施方案为PCS1900模式利用I.F.零差的一种双模式无线电；图15用作说明依据第一实施方案利用单一晶体的一种双模式无线电；图16用作说明用于图15的双模式无线电的分频器比率；图17用作说明依据第一实施方案利用两个参考晶体的一种双模式无线电；图18用作说明用于图17的双模式无线电的分频器比率；图19用作说明除去图17的第二晶体的分频器比率；图20用作说明依据第一实施方案从19.5MHz产生194.4KHz的一种跳跃-计数器；图21用作说明依据本发明的第二实施方案的一种双频带方案；图22用作说明依据第二实施方案利用一个滤波器的本发明的双频带方案更详细的细节；图23用作说明依据第二实施方案利用窄带调制器的一种发明的双频带方案；图24用作说明依据第二实施方案利用一个频率分频器的一种发明的双频带方案；
图25用作说明依据第二实施方案利用各种频率倍增器/分频器的一种发明的双频带方案；和图26用作说明依据第二实施方案利用可变增益放大器的另一种安排的一种发明的双频带方案。
详述现参考图1，一种先前技术的蜂窝电话包括一个藉助于发送/接收双工器(11)连到一台接收机和一台发射机的天线(10)。当像在模拟FM AMPS标准或IS95 CDMA标准中那样，采用同时发送和接收(频率双工)时，双工器(11)是一个双工滤波器。另一种方案，对于像采用时间-双工的GSM/PCS 1900或D-AMPS/IS 136的TDMA系统，双工器可以是一个T/R开关。对于在一个频带中应用频率双工和在另一频带中应用时间双工的双频带电话，双工器(11)可以是既有一个开关又有一个双工滤波器的双频带双工器。当在两个频带中采用频率双工时，双工器(11)可包括用于两个频带的双工滤波器，当在两个频带中采用时间双工时，一个单一T/R开关可为两个频带服务。
双工器允许发射机连到天线而不影响接收机灵敏度。接收机包括一个称为“前端”(12)的低噪音放大器和下变频器。前端可被制造在单一的集成电路中，包括一个低噪音放大器，一个下变频和可能的镜频抑制混频器以及一个第一本地振荡器，用于两个或多个不同频带中的每一个(例如800MHz和1900MHz频带)。
第一本地振荡器与所希望的接收频率信号混频产生第一中频信号。滤波可利用一个固定频率带通滤波器，IF滤波器(15)来进行。藉助于第一本地振荡器合成器相锁环(14)，通过将本地振荡器调谐到等于所希望的接收频率和第一IF的和或差的频率来选择所希望的接收频率。第一LO PLL将第一LO调谐到基本调谐步距的可编程的整数倍，而基本调谐步距是通过将晶体频率用另一个所得到步距的整数来分频，从一个晶体参考振荡器(21)导出。对于小的步距，合成器可用另一种方法通过用较小的整数分频，从晶体振荡器(21)得到较大的步距，然后在这些较大步距之间内插，利用以上引入的参考文献中描述的分数-N合成技术得到所希望的较小步距。第一LOPLL电路(14)将第一LO频率与晶体参考信号作比较并产生误差信号。误差信号在环滤波器(24)中被滤波和积分以产生控制信号控制振荡器频率直到频率精确地等于期望值为止。
接收机将被滤波的第一IF信号放大，然后照例利用第二外差混频器和第二本地振荡器执行第二下变频。IF放大器，第二本地振荡器和第二混频器全被包含在一个通常的第二集成电路中。在第二次下变频到第二或最后中频以后，在最后IF上可进行进一步的放大。一种检测器电路可用于产生与接收到的信号强度有关的无线电信号强度指示(RSSI)。第二IF放大器可以是硬限的，然后输出硬限的最后IF信号到数字信号处理(20)，在其中利用第二IF信号同时利用对RSSI信号数字化将相位信息抽出并数字化，如题为“Log-polarSignal processing”的美国专利NO.5，048，059所描述的那样，引入于此作为参考。藉助于合成器PLL电路(17)和环滤波器(23)将IF放大器电路(16)的第二本地振荡器部分也控制到所希望的频率。第二LO频率与晶体振荡器(21)作比较并产生如上所述的误差信号。因此两个合成器电路(14)和(17)利用晶体作为频率参考或准确度标准用于控制第一和第二LO。数字信号处理逻辑(20)可能也需要一个精确的频率标准用于产生接收机采样和处理速率以及发送符号速率，所以也被提供来自晶体振荡器(21)的输出。
该发射机包括发射频率产生电路(19)，用于产生偏离接收频率固定双工间隔的信号。因此发送频率偏离第一LO频率双工间隔与第一中频的组合，它仍然是一个恒定的偏置。恒定的发送偏置或者等于第一IF减双工间隔或者等于第一IF加双工间隔，取决于第一LO是低于还是高于接收和发送频率。
然后发送频率信号被利用调制器(18)，例如是一个具有I和Q输入信号的正交调制器，由来自数字信号处理器(20)的信息进行调制。然后利用功率放大器(13)，在双频带电话中可以是一个双频带功率放大器，将已调制信号放大到发送功率水平。
发送偏置PLL构成发送和第一LO频率之间的差值，测试看看是否它等于所希望的偏置，这是通过将偏置与晶体参考作比较实现的。因此TX偏置PLL也需要来自振荡器(21)的晶体参考频率信号，这样，振荡器信号必须被分配到四个地方。
四个来自振荡器(21)的分离输出必须被充分地互相隔离，这是通过缓冲放大器和调整印刷电路母板上铜印制线的走线来实现的。这将消耗电池功率并出现辐射干扰的危害。为了在备用期间节省电池功率，常常通过来自控制处理器(数字信号处理20的部分)的控制信号将暂时不需要的输出，例如提供发送偏置PLL，断开，但这进一步引起复杂情况。因此通过将印刷电路板铜印制线引到多重目的地的办法来降低晶体参考信号的干扰是所希望的。
在此方向上的第一步已经在由Ericssorn在美国出售的先前技术产品中采取了。通过将第一和第二LO PLL组合在一个单片中，例如Philips UM 1005或8026部件，可以使用为晶体参考用的单一输入，因为两者都使用晶体作为参考。而且，将晶体振荡器与TX偏置PLL和调制器(18)一起组合在发送信号发生器片中，在振荡器(21)和偏置PLL(19)之间不需要外部输出连接。
因此，参考图2，所需要的晶体参考信号输出的数量减少至2，一个供给双合成器电路(14+17)和另一个供给数字信号处理(20)。
在以上引用的美国专利申请NO.08/795，930，Dolman，之中，解释了所有的PLL希望由最小可能的整数将晶体参考频率分频，以便与它们正在控制的，也是由最小可能的整数分频的振荡器的频率作比较。将这点用另一种方法进行表达，在所控制的振荡器频率和参考频率之间希望有最大可能的公共因子。Dolman透露，当发送偏置频率是利用第二LO作为参考频率而不是晶体(22)来产生时，是便利的。Dolman的发明安排示于图3中。
第二LO提供第一输出信号给它的控制PLL(17)和第二输出给TX偏置PLL(19)。因为晶体振荡器现在在发送电路(18，19)中并不用于任何目的，振荡器(21)再次作为一个分离的电路(21)示出，具有两个缓冲输出。然而随着分离的集成电路片数量的增加。射频信号输出的总数增加了。在印刷电路板上分布的射频信号如下1)从前端(12)到PLL(14)的第一LO信号；2)从前端(12)到TX偏置PLL(19)的第一LO信号；3)从振荡器(21)到PLL(14+17)的晶体参考频率；4)从振荡器(21)到处理(20)的晶体参考频率；5)从IF片(16)到控制PLL(17)的第二LO；和6)从IF片(16)到TX偏置PLL(19)的第二LO。
本发明的一个目的是将RF分布的铜印制线的数目从以上列举的六条减少。
图4示出本发明的一种实施方案，第一LO信号按规定路线发送的两处，就是第一LO PLL(14)和TX偏置PLL(19)与调制器电路(18)一起位于第一(发送)集成电路中。因此从前端片(12)到发送片(14，18，19)只有一个单一的第一LO输出连接。
然而，当两个合成器PLL一起位于相同片上时，它们应该在不同的时间产生输出脉冲。如果两个相位比较器具有独立的参考频率源，如当第二LO用于TX偏置PLL参考，晶体用作第一LO参考是很难或不可能作这样安排的。因此，依据本发明第二LO也用作第一LO合成器PLL的参考。而且，正如以下将被示出，利用第二LO作为第一LO的参考源有许多优点，尤其是希望构成双频带/双模式无线电时。因而，来自IF片(16)第二LO部分的单一参考输入既提供给PLL(14)，也提供给(19)。
现在将晶体振荡器电路(21)与第二LO PLL和IF电路(16)组合，使得自振荡器(21)到PLL(17)的参考信号只是一种内部连接。同样，第二LO信号到其控制PLL(17)只是一个内部信号。剩下的外部信号只是从参考振荡器(21)到数字处理(20)。
现在射频振荡器信号分布已减少到以下信号1)从前端(12)到PLL(14和19)的第一LO信号；2)从振荡器(21)到处理(20)的晶体参考频率；和3)从IF片(16)到TX偏置PLL(14和19)的第二LO。
同样可以设想将晶体振荡器(21)放入数字处理片(20)，然而，振荡器(21)与其它采用同样集成电路制造工艺的模拟/RF电路合在一起更合乎逻辑，因此设想优先与IF片(16，17，21)集成在一起。可能在某些应用中，超高频(VHF)晶体，例如谐波晶体，可直接用于控制第二本地振荡器的频率而不用数字频率合成器PLL电路；然而，VHF谐波晶体比基模晶体更难以调整到所希望的振荡器频率，所以带有数字PLL的基模晶体参考振荡器是优选的。
图5给出依据图4的发明的方框图的参考频率分配和频率合成安排更多细节。
在装置中精确频率参考的基本来源是连到振荡器电路(21)的图1-4的石英晶体谐振器(22)。甚至石英晶体都不可能为在2GHz无线电谱区中工作的蜂窝电话提供所需的必要精度，因而包含在数字处理(20)内的装置确定相对于从陆-基网站或卫星中继站接收到的信号的接收机频率误差，此误差归因于晶体(22)，一种调整信号被送到连到晶体(22)的调整部件(例如变容二极管)以消除此误差。
在图5中，振荡器电路(21)与第二本地振荡器(33)和其包括参考分频器(35)，第一可变分频器(32)，相位比较器(31)和环滤波器(34)的控制PLL一起并入IF片(30)。晶体振荡器信号由计数器/分频器(35)分频为由第一整数M1分频的频率，产生相位比较频率Fref/M1，其Fref是晶体频率。第二本地振荡器信号在第一可变分频器(32)中被分频为由整数N1分频的频率，产生第二相位比较信号，与来自M1分频电路(35)的相位比较频率信号作比较，产生来自第一相位比较器(31)的相位与频率误差信号。利用环滤波器(34)将相位误差信号滤波和积分，产生对第二本地振荡器(33)的频率控制信号以免去比较频率脉动。来自分频器(35)的比较频率越高，环滤波器(34)消除不希望的脉动越容易，换句话说，对校正由于噪音或振动引起的第二LO频率不希望的起伏保持快速响应。因此本发明的一个目的是获得高比较频率，也就是低参考分频比M1。因而第二本地振荡器频率被精确地控制为等于Fref N1/M1。
依据Dolman的先前发明和当前的发明，缓冲的第二本地振荡器信号从第二LO(33)输出用作其它频率产生的参考，尤其是发送偏置频率(依据以上参考的Dolman的先前申请)，现在依据本发明也有第一本地振荡器频率。因为TX偏置和第一LO合成器PLL电路被一起放在发送信号产生片(40)中以便减少第二LO信号分布到单一的横穿过板的连接，希望各个PLL的相位比较器应该在某个最长的公共周期内分开尽可能远的不同时间上发脉冲。这就保证当一个电荷泵相位比较器从电源接收电流脉冲时，其它的电荷泵处于三态，也就是，高阻抗状态或开路输出，没有电流流到各自的环滤波器。这就使从一个电荷泵到其它电荷泵的干扰的风险为最少。电荷泵相位检测器的设计和操作较充分地描述在上面引用的美国专利No.5，095，288中。
为了提供电荷泵(43，49)之间最佳的异相关系，内部频率关系被找出，其中用于TX偏置环的相位比较频率是用于第一LO的相位比较频率的整倍数M3。因为依据Dolman的被引用的申请，第二LO频率也是TX偏置参考的整M2倍，现在第一LO比较频率必须与除以M2、M3的第二LO频率有关。
因此第二LO频率信号是从IF片(30)到TX片(40)的输入并在第二参考分频器(41)中由整数M2分频，由此按Dolman得到对TX偏置相位比较器(43)的相位参考为FL02/M2=Fref·N1/(M1·M2)然后，此频率在第三参考分频器(42)中由整数M3进一步分频，以便获得用于第一LO相位比较器(49)的相位比较频率。而且，分频器M3和相位比较器(43)被安排来响应分频器M2输出的相反的边沿，例如一个响应上升沿(低电压或‘0’状态转变到高电压或‘1’状态)，而另一个响应下降沿(1到0转变)。这就保证他们在分频器(41)的输出上最低公倍频率的时间中响应分离的半个周期。
因而电荷泵相位比较器(49)的相位比较速率为Fref·N1(M1·M2·M3)此频率与来自第一LO(51)在第三可变分频器(48)中被因子N3下分频的第一LO频率相比较，产生来自比较器(49)的频率和相位误差信号，在环滤波器(52)中被滤波以获得反馈控制信号，控制振荡器(51)到所希望的第一LO频率Fref·N3·N1(M1·M2·M3)最好，N3不是一个整数因子而是包括一个整数部分和一个分数部分，第一LO PLL的部件(48，49和52)按照上面引用的专利NO.5，180，993组成分数-N合成器。可选的做法是，M3和N3都可按照题为“Frequency Synthesis by Sequential FractionApproximations”(Dent，提交日期为__)的美国专利申请no.__，该文引入于此作为参考，在由一种分数-(N，M)控制器产生的型式中改变。分数-N和分数-(N，M)技术都具有使第一LO相位比较器频率高于所希望的调谐步距这种所希望的效果，使环滤波器(52)容易滤去不希望的比较频率脉动，另外还维持快速控制环响应以校正误差。
当需要传输时，由发送频率振荡器(45)产生发射机频率信号。来自振荡器(45)的发送频率信号在TX混频器(46)中与来自第一LO(51)的第一LO信号混频。第一LO信号最好通过单一交叉板连接来自接收片(12)以便使RF铜制线最少。然而对于所提到的任何一种片内信号。单一交叉板连接可以是一种平衡连接，包括在反相中驱动的两条铜制线，因为来往RF片的平衡连接在高频下可减少不希望的寄生耦合和辐射效应。
TX混频器(46)将发送频率和第一LO频率混频产生TX偏置频率Ftxoff上的差频信号。来自混频器(46)的差频信号可被低通滤波以保证除去原来的，较高的输入频率，然后驱动由因子N2分频的第二可变分频器(47)。然后频率为Ftxoff/N2的输出信号在第二相位比较器(43)中与来自分频器(41)的相位参考相比较以产生频率和相位误差信号。来自比较器(43)的误差信号在环滤波器(44)中被滤波和积分，产生控制信号控制TX振荡器(45)直到所希望的TX偏置频率被精确地达到为止。因此TX偏置频率由下式给出Ftxoff/N2=Fref·N1/(M1·M2)，或Ftxoff=Fref·N2·N1/(M2.M1)包括部件(41，43，44，45，46，47)的TX偏置PLL也可能是一个分数-N合成器，然而分数-N合成器比整数合成器复杂，因此希望避免在装置中拥有多于一个。这样因子N2最好是一个整数。
为相位比较器(31，43，49)获得最高可能的相位比较频率在具有发送与接收频率信道之间单一双工间隔的单频带无线电中很少是一个问题。在两频带无线电中首先比较困难的是必须利用一个以上的双工间隔。因此现在将藉助于图6，7，8和9描述依据本发明的两频带无线电设计。
依据图6的一种两频带无线电包括一个发送频率振荡器(45)，用于在两个可能的发送频带的较低者中产生发送频率，然后当希望在两个频带的较高者中工作时，使用频率倍频器(45a)将此频率加倍，较低和较高频带大约相隔一个倍频程。当需要较低频带工作时，来自振荡器(45)的一个输出直接用于驱动调制器，当需要较高频带工作时，使用来自倍频器(45a)的一个输出。然而，如图6中指明的那样，较低频率直接从振荡器(45)进入TX混频器(46)。
同样，第一本地振荡器(51)在适合于两个可能的接收频带的较低频率上工作，将接收到的信号变换为所希望的第一中频；当希望在两个接收频带的较高者中工作时，来自第一LO(51)的信号被利用倍频器(51a)倍频，用于较高频带的LO频率比用于较低频带的大约高一个倍频程。通过适当选择第一中频和适当选择在前端片(12)中或者高端或者低端的混频可以使这种近似程度成为极其接近。
例如，对于低频带接收操作，我们有F101(LOFrx(LO)+Fif1对于高端混频或F101(LO)=Frx(LO)-Fif1对于低频混频，其中F101(LO)是低频带第一LO频率，Frx是低频带接收信道频率和Fif1是所选的第一中频。同样地F101(hi)=Ftx(hi)+F1f1对于高端混频或F101(hi)=Ftx(hi)-Fif1对于低端混频，其中F101(hi)是高频带第一LO频率，Frx(hi)是高频带接收信道频率和Fif1是和低频带相同的所选的第一中频。因此，对于F101(hi)是F101(LO)两倍的情况，我们有Frx(hi)+/-Fif1=2(Frx(LO)+/-Fif1)给出Fif1=Frx(hi)-2Frx(LO)(对于两者的可选符号为‘+’)…(1)或Fif1=(Frx(hi)-Frx(LO))/3(高在频带中为‘-’和低频带中为1+1)……………(2)或Fif1=2Frx(LO)-Frx(hi)(对于两者的可选符号)或Fif1=(2Frx(LO)-Frx(hi))/3(在高频带中为‘+’和低频带中为1-1)后两个等式给出不可能的否定结果。一种可能的变更方案是使高频带上的第一LO的范围是低频带上第一LO的范围的三倍，给出Fif1=(3Frx(LO)-Frx(hi))/2(对于两者的可选符号为‘-’)…(3)Fif1＝(3Frx(LO)-Frx(hi))/4(对于高频带和低频带中为‘+’)…(4)现在将描述依据IS54“D-AMPS”单频带标准工作的，用于依据图4和5的优选内部频率计划的例子。其中，在相位比较器(31，43和49)上给出最高可能相位比较频率的一种频率计划的搜索结果被得到，结果为第一IF第二LO TNOFFSET M1 N1 M2 N2 M3 第一LO 分数N 模101.64101.52 146.64 9 47 9 13 478以上的结果提供的相位比较频率为
Fxtal/M1=19.44/9=2.16MHz对于第二LO相位比较器(31)；FL02/M2=101.52/9=11.28MHz对于TX偏置相位比较器(43)，和FL02/(M2·M3)=11.28/47=240KHz对于第一LO相位比较器(49)。
通过采用分数N分频器，对于N3给出步距为1/8，即分数N的模为8，第一LO调谐步距被从以上的240KHz降至30KHz。
以上的解决办法提供的高TX偏置相位比较频率为11.28MHz。为了获得最高的第二LO相位比较频率可以是其它的准则。一种第二LO正好是晶体的谐波的另外结果是，例如第一IF 第二LO TX偏置 M1 N1 M2 N2 M3 第一LO 分数N模116.76 116.64 161.76 1 6 243 337 116以上的值得出在相位比较器(33)上的第二LO相位比较频率为19.44 MHz，分频器(35)并非必要，因为M1=1。发送偏置和第一LO相位比较器(43，49)都工作在480KHz，分频器(42)可略去，因为M3=1。通过采用模为16的分数N分频器(48)，使N3以1/16的步距改变，第一LO调谐步距被从480KHz降为30KHz。
现在注意力转到带有依据图6的内部频率参考分配的双频带无线电。以上两个示范性解决方案被示出，因为它们也和依据双频带D-AMPS标准IS136工作的双频带无线电兼容。对于第一本地振荡器是在800MHz频带高端工作和在1900MHz频带低端工作，以及第二IF是固定在120KHz的情况，在下表中给出双频带无线电的解决方案。
表1示出第二LO是晶体的谐波，也就是第二LO具有最高可能的相位比较频率，M1等于1时的解决方案。
表1第二LO为晶体谐波的双频带800(1900)解决方案 当利用以上表1中的数字来确定用于TX偏置相位比较器(43)的相位检测器比较频率时，必须考虑图6中的安排，在倍频器(51a)中将1900MHz倍频以前控制TX振荡器(S1)的频率。
因此，相位比较器(43)必须工作在由分频器(41)和M2所指明的值提供的频率的一半上。
这样，任何一个相位比较器(43)必须还包含一个2分频电路，当在1900MHz频带中工作时将来自分频器(41)的频率折半，或者对于1900MHz必须被加倍时采用M2的值分频。
在后一种情况下，用于1900MHz工作的M3值必须被折半(当M3在1900MHz时始终为奇数时是不可能的)，或者用于1900MHz工作的分数模必须被折半。后者是优选的，所以在1900MHz时优选的分数模是与用于1900MHz工作的袁1中所示的M2值加倍组合的4或12。因而在相位比较器(43)上的TX偏置相位比较频率对于1900MHz工作时为1080KHz，而不是通过M2所指明的值将表1中的第二LO频率分频得到的2160KHz。
而且，注意到在图6中来自倍频器(S1a)的频率始终被加倍，它被送到以用于N3的可变分频器(48)开头的分数N第一LO合成器环。因为在800MHz频带工作期间用于接收机混频器的频率是被合成的频率的一半，合成器只需要提供60KHz的步距以便以30KHz的步距调谐接收机。这样用于800MHz工作在表1中所示的分数N模可被折半。
利用相同的分数N模在两个频带中工作可能是所希望的，这始终可以通过利用一个是800MHz和1900MHz模的最小公倍数的模来实现，如果认可这样的事实，即在一个或两个频带中的频率步距可以比需要的更精细些，超过所需的频率分辨率是可接受的。
以上的论点对于考虑相对于图6的频率加倍电路(45a，51a)的图7中的频率折半电路(45b，51b)来说是一种启发。另一个启发是相位噪音被频率加倍电路加倍而被频率折半电路折半。因而当利用频率折半电路时，预料有较低的不希望的相位噪音和脉动。还有一个启发是频率加倍电路需要一个滤波器来除去不希望的基频泄漏，以及其它不需要的较高频的谐波；然而频率除2电路的其它不需要的谱成分是相当少的。
现参考图7，可以看到，送到以混频器(46)开头的TX偏置合成器环是振荡器(S1)的未分频输出。因此用于800MHz频带工作的相位比较器必须工作在由表1所示的频率的倍频上，即，M2的值必须被折半，另一种方案是在表1中所示用于800MHz工作的N2值必须被加倍。前者对于M2是奇数的情况是不可能的，但当第一IF是155.64MHz和M2=162时是可能的。因此，当表1应用到图7时，用于800MHz的N2值应被加倍，例外的是这样的情况第一IF=155.64MHz，在这种情况下较好的选择是将M2折半到81；然后必须将用于800MHz工作的M3值加倍(到2)，以保持在相位比较器(49)上相同的第一LO相位比较频率，另一种方案是将分数N模从32增加到64。另一方面，因为振荡器(51)的频率在用于800MHz工作的接收机中使用以前被折半，所以以60KHz步距调谐振荡器(51)是足够的，使分数N模能被折半再次回到32。
以上关于图7的考虑也适用于图8和9的安排，在其中TX频率信号和第一LO被始终控制在较高频率并被折半供800MHz使用。
在图6，7，8和9的实施方案之间选择时，另一个推动因素是功率消耗。在图6中，X2电路51a在800MHz频带接收工作期间必须上电，在电池必须被补充以前的备用时间上最有效。还有，X2电路45a只需为1900MHz传输上电，因此节省在800MHz频带传输时的功率。在图7中，分频器51b只需要为800MHz接收通电，为1900MHz接收时可断电。除2电路45b同样只需要为800MHz传输通电，不需要为1900MHz传输通电。
在图8中，X2电路45a必须为在任何一个频带中传输通电，但这是不重要的，因为功率放大器(13)占去大部分发送功率消耗。除2电路51b可在1900MHz接收期间通电。在图6和9中，X2电路51a必须始终为在任何一个频带中接收通电。因此这不如图7或8为在1900MHz上的备用电池寿命所希望的那样。
1900MHz D-AMPS操作利用TDMA，它提供较长的备用时间，由于接收占空因数低。然而800MHz工作包括模拟FM AMPS模式，其中接收备用占空因数较长。因此800MHz AMPS工作对于电池寿命来说是限制因数，因而我们被引向考虑图10，其中第一LO始终被控制在较低频率，允许倍频器51A在800MHz接收期间断电。
参考图10，第一LO被始终控制在较低频率，也就是倍频以前的情况。这使倍频器51a能在800MHz工作中断电。然而，不足之处是振荡器51必须以15KHz步距调谐，以便在1900MHz上提供30KHz步距，要求分数N模为加倍，这是不希望的。考虑到除2电路在目前的半导体技术中消耗非常少的功率，可能少于一个倍频电路的消耗，连同以上概括的频率折半比起倍频的其他优点，图7可能是最好的实用方案。
以上的表1列举对于第二LO是晶体的谐波的解决方案，给出对于分频器(35)为1的最低值。表2列举第二LO相位比较器(31)工作在是晶体频率被3除(M1=3)的6.48MHz上时的解决方案。
表2双频带800(1900)与第二LO为晶体/3的倍数 第二本地振荡器为2.16MHz(晶体/9，即M1=9)的倍数，或720KHz(晶体/27或M1=27)的倍数也有许多解决方案，至少一种解决方案是M1=6.以下的袁3中只列举其它的解决方案，它们有着特别有兴趣的特性，例如在800MHz或1900MHz工作中对于TX偏置比较器(43)有高的比较频率。
表3其它特别有兴趣的解决方案 以上的解决方案对于它们在一个或其它频带中相当低的(M2，N2)值是值得注意的，在这些情况下给出非常高的TX偏置相位比较频率。
如上所述，第一本地振荡器在较高频率范围内应该调谐在近似等于为在较低频带中工作所需的频率范围两倍的范围上。
对于800MHz蜂窝频带的接收频率范围为869.04到893.97MHz，而1900MHz PCS频带的接收频率范围为1930.08到1990.08MHz.代入以上的等式(1)，(2)，(3)和(4)，分别给出所希望的第一中频为192MHz，64MHz，338.52MHz和169.26MHz。当工作在60MHz宽的1900MHz接收频带上时为了提供足够的镜频抑制，64MHz IF是太低了。388.52MHz IF难以选取，因为在此频率上具有30KHz带宽的SAW或晶体滤波器得不到。因此等式(1)或等式(4)的解决方案是优选的。
所有以上在表1-3中的解决方案是对于800MHz上的第一LO高和1900MHz上的低，即对于等式(2)的解决方案。如果本地振荡器(51)的范围是在800MHz和1900MHz工作之间频带切换，则可以采用这些结果。试图在一个频带中覆盖为在800和1900MHz工作所需的整个调谐范围是不希望的。
搜索为等式(1)的情况的解决方案得到以下第一IF最接近192MHz的结果第一IF189.96MHz第二LO190.08MHz=88/9×19.44MHz晶体(N1=88，M1=9)TX偏置(800MHz)234.96MHz=89/72×第二LO(N2=89，M2=72)TX偏置(1900MHz)270.00MHz=125/88×第二LO(N2=125，M2=88)TX偏置比较频率(在800MHz)=2640KHz(实际上对于图7的安排是5280KHz，N2=89，M2=36)TX偏置比较频率(在1900MHz)=2160KHz第二LO比较频率=2160KHz可能的第一LO分数N模1，2，4，8，11，22，44或88(800MHz)和1，2，3，4，6，8，9，12，18，24，36或72(1900MHz)例如，如果为两个频带选取分数N模为8，则第一LO相位比较频率为240KHz。
另一种方案，为了在1900MHz给出720KHz相位比较频率，可以选择分数N模为24，但在800MHz相位比较频率将仍然是240KHz。在800MHz上的调谐步距将是10KHz和相同的模24，或对于图7的安排甚至是5KHz。这要比所需的30KHz精细，但是可接受的。对于800MHz工作来说，240KHz是一个适当的比较频率，对于1900MHz工作来说，720KHz的较高比较速率是所希望的，其中振荡器相位噪音是800MHz时的两倍。
依据等式(4)的一种解决方案假定对于800MHz的工作，高频带第一本地振荡器频率被3分频，换句话说，图7的分频器(51b)必须从除2电路变为除3电路。也必须将分频器45b变为除3电路，目的是使在800MHz上的发送频率步距是正确的。这种解决方案在此不作进一步研究，因为对于双频带IS136蜂窝电话来说，它不是优选的，但无论如何是所公开的方法的一种明显的扩展。
本发明可用于双频带/双模式无线电话，其中在800MHz频带中与AMPS和IS54(DAMPS)的兼容性和与PCS1900(GSM-基的)标准的兼容性是所希望的。
要解决的问题是无线电通常是为D-AMPS工作设计的，以利用19.44MHz晶体为基础，作为24.3KS/S传输符号速率，30KHz信道间隔和8KS/S话音数字化的最方便的公倍数。另一方面，无线电通常是为基于13MHz晶体的GSM，DCS1800或PCS1900工作设计的，是传输位速率270.833KB/S(13MHz/48)，信道间隔200KHz(13MHz/65)和8KS/S话音数字化速率的最小公倍数。由于部件数的增加，使其难以只把一种设计的无线电和其它设计的无线电集成。因此，希望找到内部频率计划，使得要设计的部件能够由任何一种晶体频率进行工作，作为另一个目的，希望找到参考频率分配方案，将允许用相同的晶体参考频率工作在800MHz上的AMPS模式，800或1900MHz上的D-AMPS模式或1900MHz上的PCS1900模式中的任一种。
图12示出一种利用连到参考振荡器(21)的13MHz和19.44MHz晶体的解决方案，然而只有其中之一在来自数字逻辑(20)的“选择晶体”控制信号期间被激治。
一个单一的中频放大器片包括一个双晶体参考振荡器(21)，第二LO和它的控制PLL(17)和一个双带宽第二IF放大器和第二混频器(16)。参考振荡器在13MHz的一个模式中工作，然后第二LO被控制到12×13MHz。另一种方案，在第二模式中，参考振荡器工作在19.44MHz，第二LO被控制到，例如，155.52MHz，这足够接近同样的振荡器可被使用的156MHz，而且也是19.44MHz的倍数(19.44MHz的八倍)。
IF放大器片从前端片(12)接收下变频信号，或者利用宽带IF滤波器(15WB)或者利用窄带IF滤波器(15NB)进行滤波。在宽带模式中的滤波器中心频率为150MHz，在此模式中与156MHz的第二LO混频产生6MHz的第二IF，与RSSI信号一同送到数字信号处理(20)。窄带第一IF滤波器工作在比第二LO的155.52MHz高120KHz的中心频率上，给出窄频带中的第二IF为120KHz，然后被送到信号处理片(20)。在窄带模式中120KHz上或在宽带模式中6MHz上的第二IF信号最好利用第二IF滤波器(未示出)在IF放大器(16)中被进一步滤波。在一种实施方案中，120KHz的第二IF滤波器是具有通带宽近似30KHz的集成化的有源带通滤波器，是作为IF放大器片(16，17，21)制造的。6MHz的第二IF滤波是由外部的近似170KHz带宽的陶瓷滤波器(未示出)来实现的，如同用于TV声频的IF级。
当在800MHz上窄带AMPS模式中工作时，双工间隔是45MHz，所以发射机频率是第一LO以下的45+155.64MHz。因此TX偏置是200.64MHz。然而，如图13所示，TX混频器(46)将在800MHz频率的倍频上的发送和接收机振荡器(45，51)混频，所以产生401.28MHz的偏置。这将具有1920KHz和155.52MHz的第二LO的最高公因子，所以分频器(47)将来自TX混频器(46)的TX偏置由第一整数N2分频得到第一1920KHz信号，分频器(41)将来自IF片(30)的第二LO由整数M2=81分频，产生第二1920KHz信号。两个1920KHz信号在发送相位比较器(43)中相比较，产生误差信号。误差信号在环滤波器(44)中被滤波和积分，产生用于TX振荡器(45)的控制信号，将其保持在所希望的频率，当在分频器(45b)中被折半时，是所希望的800MHz发送频率。
这种在800MHz上的频率计划也可用于800MHz频带中的D-AMPS模式。对于在1900MHz上的D-AMPS模式中工作的情况，双工间隔是80.04MHz，所以，发送偏置是80.04+155.64MHz=235.68MHz。这并不简单地与155.52MHz的第二LO频率有关然而，因为在1900MHz只采用时间双工模式，使得发送和接收出现在不同时隙中并且不同时，第一本地振荡器可由发送和接收之间比较小的数值240KHz加以闪避，所以TX偏置可以采用235.44MHz而不是235.68MHz。
稍微修改的TX偏置235.44MHz与第二LO 155.52MHz共同使用一个公共因子2160KHz。因此在1900MHz的D-AMPS模式中，分频器(47)由一个重新编程的整数N2分频，将235.44MHz分频为2160KHz，而分频器(41)被重新编程，由M2为72分频得到2160KHz，现在相位比较器(43)在2160KHz上的比较信号，而不是1920KHz。
最后，为了得到双工偏置是80MHz的PCS1900模式，发送偏置是80+150MHz，因为在此模式中第一IF是150MHz。230MHzTX偏置和现在是156MHz的第二LO共同使用一个2MHz的公约数。这种模式也是时间双工，第一LO可被闪避，以便将TX偏置从230MHz修改为，例如，234MHz，这样与156MHz的第二LO具有较大的公因子78MHz。然而，保持相位比较频率2MHz可能是有利的，这样就使所有的相位比较频率(1920，2160和2000KHz)充分地接近以利于使用公共的环滤波器(44)和相位比较器(43)。否则，如果希望利用较大的公因子，例如78MHz，为了提供所希望的稳定性和锁定时间的闭环特性，可能需要不同的环滤波器和甚至是不同的相位比较器。因此图13的安排经过仔细考虑把目标对准粗略地保持在所有的频带和模式中相同的TX偏置环的环带宽和锁定时间的工作特性。
图12和13的双模式，双频带发射机-接收机假定在所有的模式中使用双超外差接收机。在窄带AMPS和D-AMPS模式中，第二中频是120KHz，第二IF滤波器是集成化的，在片上的，有源滤波器；在宽带PCS1900模式中，可以包括所有的GSM语音和数据模式，卫星通信模式和GPRS包数据模式，第二IF是6MHz，第二IF滤波器是较难以在此频率上集成。一种用于宽带模式的另一种接收机结构示于图14中，其中第二IF在宽带模式中是零频，另一种方式称为“IF零差”，与在一个变换步骤中直接从在天线上接收到的频率变换到零频率的RF零差可相对比。图14的接收机在两步中从在天线上接收到的频率变换到零频率，第一步变换到第一中频156MHz，第二步通过与156MHz的本地振荡器混频从156MHz变换到零频率。因为相对于图12和13的150MHz，现在图14中的第一IF是156MHz，对于1900MHz的TX偏置现在是156+80=236MHz，这样仍然与156MHz的本地振荡器共同使用一个公因子2MHz。因此对于图13的仅有的改变是用于PCS1900工作的N2值从130/2=115改变为236/2=118。如果希望的话，通过改变N2为236/4=59和M2从78到39，和M3从2到4可使用较高的公因子4MHz(或者另一种办法是改变分数N模N3，以便为第三相位比较器(49)接受较高的参考频率)。
图12，13和14的实施方案使用两个不同的参考晶体，虽然在任何时间只有一个是有效的。然而这样增加了复杂性，两个晶体必须独立地进行温度补偿，因为每个晶体有各自不同的温度补偿需要。温度补偿是通过“自学习”来实现的，为此接收机锁定到一个基站信号上，然后利用基站信号频率作为基准来校正晶体误差。使用热敏电阻测量主要温度，用于晶体的校正被存贮在一个表中与数字信号处理器(20)中的微处理器存贮器中的主要温度对照。
为了简化温度补偿以及减少与第二晶体有关的成本和板面积，考虑利用单一晶体的图15和16的解决办法是有兴趣的。图15的解决办法是选择一个折衷的晶体频率19.5MHz。这是13MHz的1.5倍，PCS1900位速率是从13MHz导出的，相对于13MHz/48，位速率仍然可按19.5MHz/72导出，19.5MHz也接近D-AMPS模式需要的19.44MHz，24.3KS/S的符号速率是由此用800分频导出的。当采用19.5MHz时，误差是0.3％，在所发送的符号流中引起的定时漂移精确地等于一个TDMA脉冲串6.667ms或162个符号持续期的传输期间中半个符号周期。在原理上，这样一种误差无论如何没有比接收机预期的大，由于多径传播引起的传输路径延时变化达一个符号。然而校正所传输的信号使得其误差不与由传播路径引入的缺陷组合。大致上，符号速率误差可通过将晶体频率用802分频来降低，获得符号速率的残余误差为0.0585％，在162个符号脉冲串持续时间上给出的定时漂移小于一个符号的十分之一。通过跳跃计数器可以进行进一步的精细化，该计数器有时用802分频，有时用803分频以便建立对24.3KS/S符号速率更精确的近似。然而，在一种实施方案中，24.3KS/S调制是在每位8个样本的速率下用数字化方式产生的。每位几个样本用于表示已被一种根一升馀弦滤波器频率响应滤波过的符号流的曲线波形。因此通过将晶体频率有时用100，有时用101分频，建立对8倍于符号速率，或者每秒194.4千样本的一种精确近似是确实希望的。现在将导出用100分频产生的倍数N1和用101分频产生的倍数N2。
D-AMPS帧重复周期20ms代表19.5MHz钟的390，000个周期，相对于19.44MHz钟的388，800个周期。
因此定时发生器被编程，当采用19.5MHz钟时用390，000分频，相对于当采用19.44MHz钟时用388，800，以便建立20ms的重复周期。D-AMPS TDMA帧被分为3个时隙，因而一个时隙的持续时间是19.5MHz钟的130，000个周期，相对于19.44MHz钟的129.600个周期。因此对于N1和N2的第一等式为100.N1+101.N2=130，000另外，如前所述，被建立的1/8符号样本周期的总数为8×162=1296，所以对于N1和N2的第二等式为N1+N2=1296。
解这些等式给出N2=400，N1=896。
因此，一个跳跃计数器被编程，用100分频总共896次，穿插着用101分频总共400次，建立总共1296个1/8符号周期，定时误差不大于19.5MHz钟的半个钟周期的数量级，或者25纳诺秒。图20示出实现以上功能的一种跳跃计数器设计。分频器(100)被配置成依据来自累加器(101)的控制输入，或者用100或者用101分频，使得来自分频器(100)的相继的输出脉冲将或者用19.5MHz钟的100个周期或者101周期隔开。累加器(101)被配置为模81累加器，这意味着如果加一个增量以后，累加器中的值等于或大于81，那末81被从累加器中减去并产生溢出或进位脉冲。来自累加器(101)的进位脉冲输出被用于使分频器(100)用101分频。
如果上次分频器(100)输出脉冲引起的增量并未使累加器(101)产生进位，则分频器(100)计数19.5MHz钟输入的100个周期，产生下一个输出采样速率脉冲。否则，如果上次分频器输出脉冲使累加器增量并溢出，则累加器进位输出回授到分频器(100)，使分频器在产生下一个分频器输出采样速率脉冲以前，计数19.5MHz钟输入的101个周期。
通过设置累加器增量等于25，累加器在25/81的时间产生一个进位脉冲，等于400/1296的时间，这就是在一个D-AMPS时隙中产生精确的数目为1296的8×符号速率脉冲所需要的以上由101分频计算所得的比例。
图16示出利用一个19.5MHz晶体的内部频率计划。在D-AMPS模式中的第一IF改变为154.32MHz以给出高相位比较器频率1320KHz和1080KHz，用于分别在800和1900MHz工作中的发送相位比较器，同时也给出在第二LO相位比较器(31)上的高比较频率780KHz。
本发明的另一种实施方案示于图17中，这次用13MHz晶体来导出所有的无线电振荡器频率，连到数字片(20)的19.44MHz晶体只导出用于AMPS和D-AMPS模式的位和数字采样速率。用于这种情况的频率计划示于图18中，其中与图16的仅有的差别在于现在第二LO相位比较器工作在520KHz。
在图16和图18中，主要接收机合成器(第一LO)在PCS1900模式中作为模为5(可选10或20)的分数N合成器工作，在AMPS和D-AMPS模式中模为12。
通过使用图19的装置，仅为产生数字钟使用的19.44MHz晶体可以删去，其中需要时藉助于内部PLL数字片(20)产生它自己的19.44MHz钟。为便于做到这点，分频器(41)和(42)被分成两个分频器(41a，41b)和(42a，42b)。在800MHz的D-AMPS模式中，分频器41a将154.44MHz的第二LO频率用117分频，获得发送相位比较器(43)在其上工作的1320KHz。选择器开关41C被用于在此模式中选择分频器41a的输出。在此模式期间，分频器41b同时工作，用11分频以提供14.040MHz输出到数字片(20)。在需要时，这种频率藉助于本地PLL与在数字片(20)上产生的19.44MHz共同使用一个公因子1080KHz。分频器(42a)在此时工作用另一个因子2将相位比较器(43)的工作频率分频，得到660KHz。它与模11的分数N分频器(43)一道用于提供振荡器的60KHz步距，对于800MHz AMPS或D-AMPS工作的情况，在用2分频以后提供30KHz的步距。对于1900MHz D-AMPS工作的情况，开关41C代替选择分频器(42b)的输出，其频率为14.04MHz被13除，也就是1080KHz。这是所希望的提供给1900MHz时的双工偏置80.04MHz的频率，相比之下800MHz时为45MHz。所选的用于相位比较器(43)的1080KHz在被重新编程为用3分频的分频器(42a)中进一步用3分频，给出用于相位比较器(49)的360KHz相位比较频率，现在和利用模12的分频N分频器(48)一起给出在1900MHz的D-AMPS工作期间用于振荡器(51)的30KHz调谐步距。对于PCS1900工作的情况，分频器(41b)被编程用12分频，将现在是156MHz的第二LO分频，提供13MHz钟输出到数字片(20)，13MHz在分频器(42b)中用13分频为1MHz，这就是相位检测器(43，48)的工作频率。这样分频器(42a)被编程使M3=1。利用用于分频器(48)的模5的分数N提供在这种模式中所希望的200KHz步距。
因此如上所示，本发明允许利用或者单一晶体参考或两个晶体来组成双频带，双模式发送接收机，以多种方式导出交替的符号速率270。833KB/S和24．3KS/S，交替的信道间隔300KHz或200KHz，和发送-接收双工间隔45MHz，80.04MHz或80.00MHz。
而且，这种灵活性是利用与现有技术相比被改进的结构实现的，使得无线电硬件基本上被降低到三个集成电路片，它们之间的RF互连数目也减少，因而使内部干扰的风险为最小并降低功率消耗。
一种利用发送偏置频率来控制产生发送频率的替代方案，如上所述，是利用锁定频率。图21示出依据本发明的第二实施方案采用锁定频率的一种双频带发送接收机。
依据第二实施方案的双频带发送接收机包括与以上描述的双频带发送接收机类似的部件，例如，一个双工器，一个接收机前端，一个接收机IF，调制器，和一个功率放大器。虽然未示出，依据第二实施方案的双频带发送接收机也包括如上所述的DSP装置(20)。
为用作说明的目的，第二实施方案参考按照PCS和AMPS/DAMPS标准的工作情况进行描述。然而，将意识到本发明也适用于其它标准。
参考图21，对于频率双工的工作情况，双工器(11a)包括一个双工器或开关，PCS和AMPS/DAMPS耦合器，一个PCS双工器或RX/TX开关，和一个AMPS/DAMPS双工器。由天线10接收到的信号被双工或切换，以便选择工作频带。PCS和AMPS/DAMPS耦合器检测系统的功率水平，并与DSP(20)通信，保证系统工作在对感兴趣的频带适当的功率水平上。PCS双工器或RX/TX开关和AMPS/DAMPS双工器将适当的输入耦合到接收机前端(12a)。
双工器可用一个开关来代替，或者与一个隔离器或环行器一起使用，这取决于对于一个特定频带的要求。同样，开关可用一个双工器来代替，或者与一个隔离器或环行器一起使用。
接收器前端(12a)包括一个或多个低噪音放大器和下变频混频器。接收机前端(12a)可含有用于每个频带的分离的放大器和混频器，如图21所示。用于每个频带的滤波器可被包括在接收机前端(12a)中或作为分离的部件实施，如图21所示。第一LO(51)和频率倍频器(59)也可被包括在前端(12a)中或作为分离的部件实施，如图21所示。
对于低频带工作的情况，来自第一LO(51)的第一LO频率被送到接收机前端(12a)中的一个混频器。对于高频带工作的情况，第一LO频率在倍频器(59)中被倍频，然后送到接收机前端(12a)中的一个混频器。第一LO频率或被倍频的第一LO频率，取决于频带，与所希望的接收频率信号混频，产生在IF滤波器(15)中被滤波的第一中频信号。所希望的接收频率通过将第一LO(51)调谐来选取，使得利用第一LO PLL(14)调至等于所希望的接收频率和第一IF的和或差的一个频率。第一LO(51)是一个信道步进器，由第一LO PLL(14)调谐到由参考频率源，如晶体频率振荡器(21，22)导出的基本调谐步距的整数倍。第一LO(51)工作在适合于两个可能的接收频带中较低者的一个频率上，以便将接收到的信号变换到所希望的第一IF。对于高频带工作的情况，第一LO PLL(14)将第一LO(51)，利用频率倍频器(59)调谐到基本调谐步距的整数倍的两倍。
第一LO PLL(14)将第一LO频率或被倍频的第一LO频率与参考频率作比较并产生控制第一LO(51)的误差信号。第一LO PLL(14)可包括一个开关，选择是否将第一LO频率或被倍频的第一LO频率与参考频率作比较。如果始终选择较低的频率，此开关可删去。通过选择为第一LO PLL(14)作比较的LO频率，取决于频带，可为两个频带保持相同的信道步进值(例如，30KHz)。另外，当希望低频带工作时，通过使第一LO PLL(14)不在低频带频率的两倍上工作来节省电流。
该接收机在接收机IF电路(16a)中执行第二下变频，此IF电路包括，例如，一个用于将第一中频与来自第二LO(33)的第二LO频率下变频的混频器。虽然是作为分离部件示出的，第二LO(33)可包含在接收机IF电路(16a)中。第二LO(33)由IF PLL电路(17)控制到所希望的频率，该电路将第二LO频率与来自，例如，一个晶体振荡器(21)的参考频率相比较并产生误差信号。
该发射机包括用于产生发送频率的发送频率振荡器(45)。发送频率是偏离第一LO频率的双工间隔和第一中频组合而成。过去，发送频率偏置一直用于控制发送频率的产生。以这种方式使用偏置的一个问题是产生必须被滤波的上变频产物。这就增加了对发射机的滤波负担。
依据第二实施方案，通过将第一LO频率与发送频率下混频产生锁定频率并在TXPLL(19)中将锁定频率和参考频率相比较避免了这一问题。该比较结果被发送频率振荡器(45)用于控制发送频率的产生。
依据一种示范性实施方案，由发送频率振荡器(46)产生的发送频率信号被在缓存器/倍增器(53)中的整数X1，X2，…或N倍增，产生“在用信道”发送频率。然后此频率在TX混频器(46)中与来自第一LO(51)的第一LO频率混频，产生锁定频率。锁定频率与来自例如，晶体振荡器(21)或任何其它合适的频率源，如第二LO(33)的参考频率作比较，其结果用于控制TXLO(45)。
当希望在两个频带的较高者中工作时，倍频器(54)将低频带发送频率倍频，产生高频带发送频率。高频带发送频率和低频带发送频率信号分别在放大器(55)和(56)中被放大，然后在I/Q调制器(18)中用来自，例如，DSP(20)的信息进行调制。
I/Q信息通过I/Q调制器(18)直接对发射机载波进行调制。当希望在高频带工作时，倍频器(54)的输出被调制，而倍增器(53)的输出被调制用于低频带工作。已调信号在可变增益放大器(57)和(58)中被放大，这些放大器可作为一个单一的宽带设备来实现，或者作为对每个频带最佳的，单独的窄带设备来实现，如图21所示。可变增益放大器(57)和(58)的输出利用功率放大器(13)被放大到发送功率水平，功率放大器可用如图21所示的窄带功率放大器来实现或用一个宽带功率放大器来实现。混频器(46)，倍增器(53)和(54)，放大器(55)和(56)，调制器(18)，和可变增益放大器(57)和(58)可作为单一设备来实现，如图21所示。
按第二实施方案的双频带无线电结构可按几种方法加以修改，这取决于要实现的每个频带中特定的标准。例如，如果在振荡器的使用频带之间的调谐范围内有帮助的话，在用信道TX LO(45)可包括一个频带开关。
另外，TX混频器(46)的输出在TX PLL(19)中比较以前可在滤波器(46a)中被滤波，如图22所示。这样就减少齿痕的含量。
I/Q调制器(18)可以是覆盖两个发送频带的宽带型，如图21和22所示。否则，I/Q调制器可以是对每个频带最佳的窄带型，如图23所示。
如图24中所示，发送频率可从TXLO(45)直接送到TX混频器(46)。在这种情况下，倍增器(54)可由缓冲器(54b)代替，分频器(53c)可加到低频带支路。
如图25所示，发送振荡器频率可以是所希望的发送信号的任何整乘数/商数，包括整数1。为此目的，低频带和高频带分别包括多路调制器/除法器(53a-b)和(54a)。在高频带支路中可包括一个开关，选择在多路调制器/除法器(54a)中的乘/除，这取决于乘法器/除法器(53a)和(53b)中的乘/除。将会认识到，发送频率可从任何乘法器/除法器送到TX混频器(46)。
如图25和26中所示，可变增益放大器(59a)和(59b)也可存在于I/Q调制器输入，以补充或替代在调制器输出的可变增益放大器(57)和(58)。
依据第二实施方案的双频带发送接收机有许多优点。例如，发射机应用在用发送频率来产生锁定频带，作为对照的是利用偏置信号产生发射机载波。因此，产生较少的寄生信号。一种在用信道的安排也降低为满足无线电标准对发射机屏蔽的滤波要求。这对于不是全双工的无线电特别有帮助，例如采用TDMA标准的系统，它本来并不要求大量的发射机频带滤波。表面声波(SAW)滤波器照例被添加以便除去在超出发送屏蔽的变换过程中产生的齿痕。
另一个优点是锁定频率偏置振荡器在发射机偏置方法中产生的频率是相同类型的。因为这种信号是下混频产物，因而可以处于相当低的功率水平，带有的谐波能量比由振荡器电路产生的低。由于功率水平较低，从滤波器周围和直接从发射机或通过混频器发出的信号泄漏的危险较少。因此本实施方案具有降低齿痕信号水平的好处。
依据第二实施方案的TX PLL(19)，执行很强的滤波功能，起着一个截止频率为从1KHz到1MHz的某处的低通滤波器的作用。被用作参考频率的VHF频率在插入发射机上变频过程以前，被滤波到一个很小的值。因此，保持非常低的寄生含量。对50到250MHz信号的滤波在1MHz要比在1和2GHz上容易得多。因而，此实施方案具有对在发射机中产生的齿痕信号更容易滤波的好处。
另一个好处是与偏置方法相比，在发射机中的电流被节省，因为在IQ调制和发送输出频率之间的混频器/调制器级的数目被减至1。对于线性发射机，每个线性混频器增加电流。另外，通过只在高频带中工作时才激活倍频器(54)的办法来节省电流。通过选择低频带(900MHz)输入到主接收机LO合成器，以避免当在低频带中工作时让合成器在两倍频率上运行，这样也节省电流。
另一个好处是一个单一的信道步进器为两个频带中的发射机和接收机信道共同使用，减少了空间，电流，和成本。一个TXLO和一个第一LO也为两个频带共同使用，因而进一步减少空间和成本。
还有一个好处是允许双频带全双工运行。通常，在双频带发送接收机中，双工间隔在频带之间是不同的。对于一个共同使用的信道步进器，如果信道步进器在频带之间双工间隔中必须做成不同，则这可能是一个问题。依据第二实施方案，发送环解决双工间隔差别，而不是信道步进器，由此使得在两个频带中能够全双工运行。
依据第二实施方案的双频带发送接收机也使RX PLL(14)能跨入用于低和高频带的全信道间隔。这就避免在900/1900MHz双频带手机中为1900MHz频带将TX PLL(14)以半信道间隔(对于在IS-136，IS-137所需的30KHz信道间隔是15KHz)增量。
另外，本发明在TX PLL(19)中提供灵活性。从发射机提供给TX混频器(46)的发送频率可始终位于较低频带或在频带之间切换。
虽然以上的实施方案描述是针对一种双频带电话，将会认识到，它也适用于一个单频带电话，通过除去相应于第二频带的部件或简单地只利用用于一个频带的部件来实现。
本发明在蜂窝无线电以外的范围内可能是有用的。本发明可由本领域的技术人员利用以上讲授的内容进行修改而仍然在由以下的权利要求所描述的本发明的精神和范围内。
权利要求
1．一种用于在发送频率上产生发送信号和在接收频率上产生接收信号的无线电发送和接收装置，包括-用于将所述的接收到的信号与第一本地振荡器频率信号混频并将它变换到第一中频信号的第一下变频器；-用于将所述的第一中频信号与第二本地振荡器频率信号混频并将它变换到第二中频的第二下变频器；-用于提供参考频率信号的参考装置；-第一本地振荡器频率合成器装置，有一个第一输入，用于所述的第一本地振荡器频率信号和一个第二输入，用于所述的参考频率信号并据此产生控制信号，控制所述的第一本地振荡器，产生所希望的第一本地振荡器频率信号；-第二本地振荡器频率合成器装置，有一个第一输入，用于所述的第二本地振荡器频率信号和一个第二输入，用于所述的参考频率信号并据此产生控制信号，控制所述的第二本地振荡器，产生所希望的第二本地振荡器频率信号；-用于产生发送频率信号的发送振荡器装置；-用于将发送频率信号与第一本地振荡器信号混频以产生锁定频率信号的发送下变频装置；-发送合成器装置，有一个第一输入，用于锁定频率信号和一个第二输入，用于参考频率信号并据此产生控制信号，用于发送振荡器装置控制发送频率信号。
2．如权利要求1的装置，还包括一个频率倍频器，用于将所述的输入到所述的第一本地振荡器频率合成器装置的第一本地振荡器频率信号倍频，其中所述的第一本地振荡器频率合成器装置选择所述的第一本地振荡器频率信号或被倍频的第一振荡器频率分别用于低频带运行和高频带运行。
3．如权利要求1的装置，其中第一下变频器将所述的接收到的信号与第一本地振荡器频率信号混频用于低频带运行和将所述的接收到的信号与被倍频的第一振荡器频率信号混频用于高频带运行。
4．如权利要求1的装置，还包括频率倍频器，用于将发送频率信号倍频供高频带运行。
5．如权利要求1的装置，还包括频率分频器，用于将发送频率信号分频供低频带运行。
6．如权利要求1的装置，还包括频率倍增器，用于将发送频率信号倍增供低频带运行和/或高频带运行。
7．如权利要求1的装置，还包括频率分频器，用于将发送频率信号分频供低频带运行和/或高频带运行。
8．如权利要求1的装置，还包括一个滤波器，用于将锁定频率信号滤波。
9．如权利要求1的装置，还包括一个调制器，用于调制发送频率信号以产生供发送的信号。
10．如权利要求1的装置，还包括一个可变增益放大器，用于放大发送频率信号以产生供发送的信号。
11．一种用于在发送频率上产生发送信号和在接收频率上接收信号的方法，包括以下步骤-将所述的接收到的信号与第一本地振荡器频率信号混频以产生第一混频信号；-将所述的第一混频信号变换到第一中频信号；-将所述的第一中频信号与第二本地振荡器频率信号混频以产生第二混频信号；-将所述的第二混频信号下变频到第二中频；-将所述的第一本地振荡器频率信号与参考频率信号作比较并据此产生控制信号，控制产生所希望的第一本地振荡器频率信号；-将所述的第二本地振荡器频率信号与所述的参考频率信号作比较并据此产生控制信号，控制产生所希望的第二本地振荡器频率信号；-产生发送频率信号；-将发送频率信号与第一本地振荡器信号混频以产生锁定频率信号；-将锁定频率信号与参考频率信号作比较并据此产生控制信号，控制发送频率信号的产生。
12．如权利要求11的方法，还包括以下步骤-将所述的第一本地振荡器频率信号倍增；和-为与参考频率信号比较选择第一本地振荡器频率信号或被倍频的第一本地振荡器频率信号，分别用于低频带运行和高频带运行。
13．如权利要求11的方法，其中所述的接收到的信号与第一本地振荡器频率信号混频用于低频带运行，和所述的接收到的信号与被倍频的第一振荡器频率信号混频用于高频带运行。
14．如权利要求11的方法，还包括将发送频率信号倍频用于高频带运行的步骤。
15．如权利要求11的方法，还包括将发送频率信号分频用于低频带运行的步骤。
16．如权利要求11的方法，还包括将发送频率信号倍增用于低频带运行和/或高频带运行的步骤。
17．如权利要求11的方法，还包括将发送频率信号分频用于低频带运行和/或高频带运行的步骤。
18．如权利要求11的方法，还包括将锁定频率信号滤波的步骤。
19．如权利要求11的方法，还包括将发送频率信号调制，产生供发送的信号的步骤。
20．如权利要求11的方法，还包括将用于发送的发送频率放大的步骤。
全文摘要
依据本发明的第二实施方案,移动电话接收机包括利用第一本地振荡器频率的第一下变频器,第一本地振荡器频率可由被锁定到参考频率的可编程数字频率合成器(PLL)按频率步距调谐。第一下变频器将接收到的信号变换到第一(IF)供滤波。第二下变频器利用第二本地振荡器将第一(IF)信号变换到第二IF。利用将第二振荡器锁定到参考频率的第二数字频率合成器(PLL)产生第二本地振荡器频率。第三下变频器将发送频率与第一本地振荡器频率混频,产生锁定频率。第三数字频率合成器(PLL)将锁定频率和参考频率作比较以控制产生发送频率。
文档编号H03D7/16GK1286831SQ98813199
公开日2001年3月7日 申请日期1998年11月3日 优先权日1997年11月19日
发明者J·施朗, R·贝奥施, C·戈雷, A·哈德吉克里斯托斯 申请人:艾利森公司