专利名称：时隙式模式操作的自动增益控制的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信系统并特别涉及在无线电通信系统中使用的自动增益控制电路。
在许多无线电接收机中，自动增益控制(AGC)电路用于控制接收信号的动态范围。典型的AGC电路可以记录接收信号的变化并且相应地设置接收机的增益。这种AGC电路可以加入例如在码分多址(CDMA)系统的无线电通信系统中诸如蜂窝电话或车载移动电话的移动站所使用的接收机中。
诸如手持终端(“蜂窝电话”)或类似的便携式终端的移动站的无线电接收机的不同部分中的动态范围由于涉及节电的要求因而是重要的。便携终端一般是电池供电的并且因而存在对于保存其中的电力的普遍考虑。本领域众所周知，通过限制接收机内的接收信号的动态范围，可以实现电力保持。例如，输入到A/D变换器的无线电信号输入的动态范围应该尽可能地限制以便能够在接收机中使用低分辨率，低功率的A/D变换器。而且，模拟放大器和滤波器部分的功率消耗与输入信号的动态范围成正比。因此，在模拟和数字电路领域都存在对限制输入信号的动态范围的有效的AGC电路的普遍需要。
数字AGC电路一般跟踪接收信号的变化以便优化有用的动态范围的使用。信号功率一般有利地作为控制参数因为它最直接地影响接收机中的功率使用。在一般的接收机中，接收的信号功率的变化可能因为快速衰落而遮蔽(例如，通过建筑物，和类似的外部干扰近点角的信号的遮蔽)，或者接收的信号功率可能由于内部系统功率控制事件和由于内部干扰源的影响而变化。而且接收信号功率的变化可能是由于与各种蜂窝拓扑结构有关的频率信道变换。
蜂窝无线电系统经常使用分层的网孔结构以便通过分配网孔布局和基于用户类型的频率重新使用实现优势。这种分层的网孔结构在名称为“简明的HCS”、申请号为08/872,065，于1997年6月10日申请的美国专利申请中另外描述，并且上述申请文件在此结合作为参考。因为移动用户陷入不同的使用类别例如快速移动和慢速移动(例如基于汽车的移动用户和走着的移动用户)，不同的网孔结构可以使用不同的操作参数例如最佳适应快速移动和慢速移动用户的不同网孔类别中的频率分配。一般地，在分层的蜂窝系统中，用于慢速移动用户的网孔可以是为快速移动用户指定的较大网孔的子集，并且可以例如表示为“微微蜂窝区”，这在名称为“自调谐信号强度阈值”，申请号为08/179,958，于1998年10月28日申请的美国专利申请中另外描述，并且该文件在此结合参考引用。但是，因为快速移动用户变成慢速移动用户是似乎可能的，反之亦然，并且为了便于在正常的操作过程中网孔到网孔的越区切换，对于移动站来说经常有必要监视网孔转接或越区切换的预期的相同和/或其它频率信道。并且当执行这种预期切换的监视时判断AGC增益值的一些系统存在于现有技术中。一个这种系统公开在Tuutijarvi等人于1996年6月4日申请的美国专利申请号5,524,009中。Tuutijarvi等人公开了使用接收信号强度(RSS)测量过程的快速AGC设置。在Tuutijarvi等人的专利中，当切换命令由基站发送给移动站时，“空”时间片用于测量信号强度以便在移动站转换信道之前设置AGC。虽然这种系统可以提高切换时间，但是它不能实际改变AGC电路的时间常数并且可能在经常监视其它无线电信道的接收机中变成过载。
在CDMA系统中，接收信号可能包括所需的信号和干扰。一般地，干扰在接收信号中占优势，特别是当考虑宽扩频方法的使用时。因此，AGC电路将不仅记录信号功率而且记录干扰功率。在CDMA系统中，可以预期移动站执行多频信道上的测量，以便准备频率间切换。接收信号功率由于不同的干扰电平、不同的负载和可能的不同无线电网络拓扑结构而可能显著不同。还可以预期移动站在与其他无线电通信系统有关的频率信道上执行测量以便执行系统间切换。不管切换的动机，他们应该尽可能快地执行，以便例如，不干扰与正在进行的通话有关的话音质量，或者完全没有丢失呼叫连接的危险。
情况还可能在CDMA系统有意改变干扰电平和/或所需信号电平中出现。例如，在一些无线电通信系统中，移动站可以转接为接收用于定位目的的其他信号。定位可以在移动站中通过测量来自该移动站内的接收机上的多个基站的不同频率信号实现。测量信号与接收该信号的基站有关的已知位置一起，被用于使用已知的方法例如三角测量来计算该接收机的位置。在这种测量中，减少起源于所需信号的相同基站或来自相邻基站的干扰信号的功率可能是有利的。可以重复执行测量并且移动站可能需要多次测量以便计算和/或更新其位置，特别是当移动时，这样导致了正常接收和面向位置的测量方式、切换方式等之间的快速的转接。识别非同步源还可能需要接收机在不同接收信号之间转接，这另外在supra的相关的美国专利申请号09/093,315中描述，该文献在此结合作为参考。
但是问题发生在接收机中当在新的频率上启动AGC电路，特别是当突然改变频率信道时。因为典型的AGC电路包括一个控制环并且依赖滤波连续的信号采样，它可以取某一个时间周期用于AGC电路调整。这可以叫做AGC“置位时间”。最小化AGC置位时间以便最小化AGC控制信号电平不在目标范围期间的时间是所希望的。如果多个切换，或频率转接经常或连续地出现，AGC置位时间可以占据整个转接时间的很大比例并且成为保持信号质量和节省功率的严重阻碍。
因而，本领域应该懂得使尽可能快地测量和调整接收机增益的AGC电路具有最小的置位时间。这种电路会使在提高有效通话连接上的质量测量的同时降低功率。
发明概述因此本发明的一个目的是提供具有改进的数字AGC电路的接收机，该AGC电路使AGC控制的信号电平在目标范围之外期间的时间最小化。
本发明的另一个目的是提供当在多个接收信号之间转接时数字AGC电路的减小的置位时间，使得接收信号的动态范围尽可能快地由数字AGC电路限制，从而实现节电。
因此，根据本发明的一个方面，前面的和其他的目的在具有用于其中数字AGC电路在多个接收信号之间转接的蜂窝通信系统的数字AGC电路的接收机中实现。该接收机可以包括一个频率合成器，用于改变耦合到控制处理器的频率。该控制处理器耦合到用于存储AGC参数的存储器。该信号输入可以在不同的频率信道上接收多个接收信号。例如，在分层蜂窝系统中，多个接收信号可以代表来自例如用于切换目的被监视的各个蜂窝的信号。耦合到频率合成器，存储器和数字AGC电路的控制器可以实现从多个接收信号的第一个信号到该多个接收信号的第二信号的转接。该控制器还可以实现存储的AGC参数的第一置位和存储的AGC参数的第二置位以及第一系统状态和第二系统状态之间的转换。该控制器还可以例如当接收机最后转换到第二系统状态时，将与第二系统状态有关的控制参数加到增益控制参数已经被预先存储的数字AGC电路。
根据本发明一个实施例的数字AGC电路还可以包括一个数字滤波器，其特征在于一组系数和内部状态，并且存储的AGC参数可以包括该组系数和用于多个频率信道的每个信道的数字滤波器的内部状态和/或系统状态的最后已知值。包括滤波器系数的第一组参数还可以与第一系统状态和与多个接收信号的第一个信号有关的增益值有关。包括第二组滤波器系数的第二组参数可以与第二系统状态和与多个接收信号的第二个信号有关的第二增益值有关。该第一增益值可以在接收第一信号期间调整，并且第二增益值可以在接收第二信号期间调整。
在本发明的一个实施例中，该控制器可以将接收机从接收与第二系统状态有关的第二信号转接到与第一系统状态有关的多个接收信号的第一信号，检索与存储器中的第一系统状态有关的先前存储的增益值，并且将检索到的与第一系统状态有关的第一增益值应用到该数字AGC电路，并且可以更新和接着存储与第二系统状态和第二接收信号有关的第二增益值。
在本发明的的一个可选实施例中，该控制器还可以采用一个线性预测器并且该存储器可以用于存储与在线性预测中使用的每个系统状态有关的一个或多个以前的AGC参数。在转接到与第一系统状态有关的第一接收信号的过程中，该控制器可以提供与第一系统状态有关的存储的前一个值给线性预测器以便产生可以加到该数字AGC电路的第一增益值的当前值，从而数字AGC电路的置位时间关于该多个接收信号的第一个信号减小。第一系统状态还可以包括一个定时器值，该值使控制器确定第一AGC参数存储在存储器中的时间长度，从存储器中检索第一增益值并且只有当该时间长度低于预定阈值时，将该第一增益值加到该数字AGC电路。因此脱离其有效性的状态值不可以采用。但是，如果该增益值已经存储的时间长度高于预定阈值，则一个缺省的增益值可以加到数字AGC电路。
在本发明的再一个实施例中，控制器可以配置为使该数字AGC电路适合于第一测量间隔期间的第一接收信号。在适合第一接收信号以后，数字AGC电路可以在存储器中存储与该数字AGC电路有关的第一组参数，第一输入信号和第一测量间隔。第一组参数可以包括系统状态，该系统状态例如可以通过参考或结合，特别是存储器中的第一接收信号而确定，该系统状态例如包括信号频率或频道号，第一测量间隔例如包括定时器值，和相关的系统状态，具有与数字AGC电路有关的状态，例如包括与此有关的系数和参数。在根据本发明的操作过程中，控制器可以另外配置为从第二输入信号转换回第一输入信号，此时，控制器可以将该数字AGC电路设置为从该第一存储状态得到的状态。应该知道以从第一存储状态得到的状态设置数字AGC电路将对于数字AGC电路的设置时间，特别是当第一输入信号的特性已经严重改变时取得有利的效果。该控制器可以另外配置为使数字AGC电路适合于第二测量间隔期间的第一输入信号。还可以知道，例如在适合第二和连续的测量间隔期间以后，与数字AGC电路有关的状态，第一信号，和第二以及连续的测量间隔还可以以与上面参考第一测量间隔描述的相似方式存储。
附图的简述该发明的目的和优点将通过阅读结合附图的下面的详细描述理解，其中
图1描述了在宏蜂窝区/微蜂窝区分层设计中的移动终端。
图2是无线终端的方框图。
图3描述根据本发明的一个示例实施例的数字增益控制的接收机。
图4A描述根据本发明的数字增益控制的放大器的一个例子。
图4B描述根据本发明的数字增益控制的放大器的另一个例子。
图5说明可以结合本发明使用的复模数变换器。
图6是根据本发明的一个示意实施例的平均信号电平检测器。
图7是根据本发明的一个示意实施例的一阶AGC控制环。
图8说明根据本发明的模式转换自动增益控制系统。
详细描述在下面的描述中，为说明而非限制的目的，阐述了具体的细节，例如特定的电路、电路组件、技术等。以便提供对本发明的全面的理解。但是，本领域技术人员显而易见本发明可以以脱离这些具体细节的其他实施例实现。在其他情况下，省略了公知方法、设备和电路的详细描述，以便不使本发明的描述模糊不清。
图1示出移动网络体系结构中的移动电话10，该移动网络体系结构包括属于宏蜂窝区，或长距离系统的基站11，和属于微蜂窝区或短距离系统的基站12。宏蜂窝区一般提供距离范围10-30KM的通信服务。而微蜂窝区一般用于提供室内覆盖，例如在商场购物中。微蜂窝区通常包括在宏蜂窝区中，从而避免两个系统之间的干扰，使用不同的频率信道，例如宏蜂窝区的频率信道F1和用于微蜂窝区的频率信道F2。移动电话10应该自动检测何时移动电话处于微蜂窝区12的范围内并且从通过宏蜂窝区的接收服务转换到通过微蜂窝区的的接收服务。这优化了整个系统的性能，因为如果移动电话10继续宏蜂窝区的接收服务，那将拒绝另一个移动电话在扩展的宏蜂窝区的覆盖区域上使用频率信道F1，而切换到微蜂窝区的接收服务拒绝另一个移动电话只在有限的微蜂窝区的覆盖区域上使用频率F2。
叫做“越区切换”的从一个网孔到另一个网孔的移交服务的通常习惯，是移动电话将测量不同传输的信号强度，例如在频率F1和F2上接收的信号强度，并且报告该测量强度给其当前的服务基站或蜂窝。接着网络注意到每个频率和每个蜂窝区的有效容量，决定是否实现越区切换，并且向该移动电话发出适当命令。
当移动电话已经在通话中占线时越区切换适用。当已经通过例如话音业务时，需要避免由需要测量其他频率信道引起的对话音业务的过多中断。还需要避免在小的，低成本和电池供电的移动电话中的单独业务接收机和测量接收机的复杂性。因此通过临时重新调谐接收机从F1到F2和从F2到F1执行测量。还可以有应该在其上进行测量的若干频率信道，即，多于两个信道，并且应该进行测量的频率信道的列表从服务基站传送到移动站，并且可以包括与相邻宏蜂窝区、微蜂窝区、专用微微小区、家用系统或办公系统或通信卫星有关的频率。
当移动电话空闲时，即当前未在通话中占线，它间歇地监视来自当前选择的基站发射机的具有预先同意的占空因数的信号，该占空因数被选择用以保存电池功率的最大值。该基站可以只在知道被收听的期间中，叫做其“静止模式时间片”，呼叫一个特定的移动电话。不同的移动电话被分配给不同的静止模式时间片以便使呼叫负载的时间变化平坦。在其静止模式时间片中，移动电话具有在其他频率信道上进行信号测量的足够的剩余时间，但是需要能够尽可能快地实现这些以便最小化接收机加电并从电池取得电流的时间。
因此，本发明的一个目的是减少与在其他基站频率上进行测量有关的接收机接通时间数。
从图1中，可以知道在移动电话分别到宏蜂窝区基站和微蜂窝区基站之间的距离比可以很大，例如10KM100m。信号强度已知根据大约距离的四次幂变化。微蜂窝区还可以使用与宏蜂窝区相比不同的天线增益和高度以及不同的发射功率电平，并且因此这种差别与移动电话位置的不确定性的结合可以导致移动电话必须对付信号电平中的大的变化。接收机可以应付的信号电平中的变化量常规称作其“动态范围”。通常，需要自动增益控制(AGC)的一些形式包含大的动态范围，其中AGC电路将放大的接收机输出信号与需要的阈值作比较并且自动增加或减小放大倍数以便保持所需范围内的输出信号。名称叫做“logpolar信号处理”的一种可选的方法在Dent的美国专利5,048,059中描述，该专利在此结合作为引用。Logpolar技术在诸如FDMA或TDMA接收机的窄带接收机中更容易使用并且不必要同样适合例如CDMA接收机的宽带接收机。
接收机的另一重要特性可以叫做“瞬时动态范围”。当接收机接收一个调幅(AM)信号，或非等幅信号时，幅值变化包含重要的信息并且，因此，不应该失真。因此，在AM信号上工作的AGC系统控制放大的接收机输出信号的相对长期平均值，以便不使更快速的承载幅值变化的信息失真。因而AGC系统通常包含一个低通滤波器以便分离由于例如从由于信号调制引起的较快变化的幅值变化中衰落引起的较慢变化的幅值改变。在采用具有4兆赫范围的片速率的射频载波的线性调制的CDMA系统中，原则上从低于1千赫的衰落分量中分离这些高调制分量没有困难。当平均信号电平被控制为某些值时，例如，一个伏特或一个单位，并且该信号是类似噪声的信号时，例如许多CDMA信号的总和，其瞬时幅值可以容易地到达平均值的三倍或更多。实际上，一个真正类似高斯噪声的信号峰值是无限的。然而实际的接收机放大器会将这些信号限制在某些电平因此引起了失真，并且AGC的目的则是控制信号的平均或均方根(rms)电平为例如3倍rms电平的峰值不被限幅。接收机的平均控制信号电平和限幅电平之间的比是瞬时动态范围。
现代蜂窝电话系统使用数字传输方法，诸如TDMA或CDMA以便得到较高的传输特性和质量。在接收机中处理这些信号包括将该信号放大、滤波和下变换为一个适当的低中频，甚至变换为DC中心周围的基带I和Q信号，叫做复基带(complex baseband)，并且接着使用模数变换器数字化该信号，该变换器保持该无线电信号的相位和幅值变化的复向量表示。数字化宽带CDMA信号所需的高速模数变换器是耗电的，并且需要限制这种设备的位分辨率以便省电。因为CDMA信号以远小于1的信号噪声加干扰比是可解码的，从量化噪声的观点考虑所需的模数变换器字长并不是很长，例如每个I和Q比特流，是两个比特加符号位。但是，如果该信号的rms值是低于在无失真情况下应该表示的峰值的3的因数，则需要一个另外的因数3或1.5比特的净空高度，给出3-4比特加符号位表示。这假设AGC系统已经成功地使用以便控制发给模数变换器的信号的rms电平以便准确地得到正确范围。如果AGC系统只能将信号电平控制在+/-3dB之内，则在模数变换器中需要另一个分辨率比特。没有AGC，图1的情况下的信号电平的变化当然会比+/-3dB大很多。因此宽带CDMA接收机相对于它必须对付的可能的信号电平的整个动态范围可以具有很有限的瞬时动态范围。
根据本发明的可以实现的该发明的AGC系统和方法的一般的无线电话方框图示在图2中。信号通过移动电话天线100以蜂窝频带中的各种频率被接收，并且通过双工器101传送到接收机RF电路104，该电路可以包括固定的和可变的增益放大器，滤波，外插下变换和模数变换以便产生信号处理106的复数样本。频率合成器105由控制处理器107控制以便产生外插下变换的各个本振频率，换句话说叫做混频，因此控制被选择用于信号处理而被变换的接收信号的频率。在各个不同瞬间的控制处理器107可以因此控制接收机接收和处理包含第一频率信道上的编码话音信号的通信信号，并且可选地在第二频率信道上进行第二频率信道的信号强度测量。
当图2的接收机突然变换为接收和处理在第二频率上信号时，第二频率信号比刚才在第一频率上处理的信号强很多，该接收机的瞬时动态范围可能瞬间超过其他，导致模数变换器激励为满标值并且因此被限幅。该信号真正比限幅电平强的量对信号处理则是看不见的。相反地，如果接收机从第一频率突然转换到第二频率时，第二频率上的信号强度弱得多，在模数变换器的输入端的减少的信号电平可能不会到达幅值的最低有效位以便该模数变换器输出一个零值字符串。第二信号比第一信号弱的量对信号处理则也是不可见的。
假设AGC在使用中，AGC检测器将最终检测上面的条件之一并且因此减少或增加增益直到输入到模数变换器的信号输入电平再一次处于其最佳范围的中间。但是，由于需要一个低通滤波器从减慢的衰落分量中分离所需的调幅分量，所以常规的AGC系统不能瞬时适应该信号电平的变化。
部分克服上面问题的一个方法是在其他信号的测量期间加速AGC系统，与通过改变AGC的带宽处理业务信号相反。当AGC只需要测量信号电平并且不需要解码该信息时，该AGC无需避免高频、承载信息的、调幅分量失真。然而，该AGC的带宽通过具有存储器的一个元件，例如电容确定。如果需要可变的AGC，则数字存储器元件比模拟元件例如电容器更适合。而且，在业务模式中使用的低通滤波器的存储器元件中存储的值应该在测量模式期间保存并且为了恢复业务模式而被重新调用。
因此，根据提供的本发明，一个数字AGC系统包括存储器元件，用于存储与第一操作模式例如解码在第一频率上接收的业务信号有关的记忆的AGC值；和包括存储器元件，用于存储与第二操作模式，例如解码在第二频率上进行信号强度测量有关的记忆的AGC值。一般地，有一个存储器用于存储可能的系统状态表，此处系统状态可以包括表示操作模式(业务模式、测量模式等)的多个值；与该状态有关的频率信道；与该状态有关的AGC滤波器系数，和最后知道的AGC滤波器存储器元件值，例如与该状态有关的增益值。本发明还包括信号处理，例如信号处理器106或控制处理器107中的软件程序，用于从存储器中检索以前状态并且将该检索到的值装载到该AGC系统的工作寄存器中，频率合成器和数字控制的增益放大级。该信号处理在退出该状态时存储该更新状态并检索到不同的存储状态之前，还利用检索到的滤波器系数处理接收到的信号采样以便更新检索状态值，例如增益值或其他滤波器存储元件值。任选地，该信号处理可以包括线性预测，根据在以前情况下确定为最佳的增益，预测对于当前在给定频率信道上接收信号最佳的增益。该线性预测还可以任选地采用一个定时器值，表示从确定前次增益值为最佳起的经过时间。当前的定时器值以及在未来的线性预测中使用的更新增益值还可以存储在状态寄存器中。当相关的存储定时器值表示大于阈值的经过时间时，该发明还可以包括不使用预测的或检索的增益值，并且在这种情况下，使用缺省的增益值或执行缺省的使用的增益值的计算。
图3示出实现本发明的示意实施例的数字增益控制的接收机的方框图。来自天线的接收信号通过发射/接收双工器传输到低噪声放大器(LNA 50)。在RF滤波器51中另外滤波之后，接收的信号通过在混频器52中外插混频被转换为中频，混频器52具有一个来自可编程的频率合成器的本振信号。然后该中频(IF)信号在IF滤波器53中带通滤波以便限制该信号带宽为实质上一个无线电信道。
该IF信号利用数字增益控制的IF放大器60另外被放大一个可变量。该IF信号另外可以在方块70中处理用于模数变换，导致根据惯例如果以笛卡尔表示由(I，Q)表示的复数流。
可以可选使用Polar或Logpolar表示。信号处理器106/107处理该复数流以便解码接收信息并且产生数字控制比特给数字增益控制的放大器60以保持发送到模数变换器的信号电平处于最佳范围。
图4a和4b示出根据本发明的示意实施例的数字增益控制的放大器60的两个可能的设计。在图4a中，电压或电流控制的IF AGC放大器链61a，61b，61c放大该输入信号以便根据由数模转换器62提供给放大级的一个模拟控制信号(电压或电流)产生放大一个数量的输出信号。在多级AGC放大器中，可以提供一个增加的AGC控制信号以便逐渐减少整个增益，首先从减少末级增益开始，接着减少用于另外增益减少的前置级的增益，并且最后当需要大的增益减少时，减少第一级的增益。这个所谓的“延迟的AGC”系统避免了在该信号仍然弱于中等信号电平的同时，使放大器的噪声系数降级过多。通过在信号处理器106中存储一个查找表，增益对控制比特的控制曲线可以安排为任意所需的，该查找表被预先校准以便将所需的增益减少因数映射为正确的控制比特。例如，该查找表可以安排为将以0.5分贝步长表示的增益减少因数映射为加到数模变换器62的控制比特码型，接着给出分贝的线性控制特性。
图4b示出可以由多个控制比特b1，b2，b3直接增益控制的放大器。双极晶体管TR1，TR2是每个具有四个发射极(在这个例子中)、一个基极和一个集电极的多发射极晶体管。这种晶体管可以在让发射极单独的同时，通过并联四个双极晶体管的基极和集电极端产生。该两个晶体管形成平衡输入基极端之间的差分放大器，平衡输入基极端具有出现在平衡集电极输出端的平衡输入信号(Vin，-Vin)和放大的输出信号电流(Iout，-Iout)。从输入电压+/-Vin到输出电流+/-Iout的放大由下式给出Iout＝Vin/R，此处R是发射极端之间的等效电阻。R可以通过控制电流源I1，I2，I3而变化，上述电流源分别具有为ON或OFF的控制比特b1，b2，b3。例如，如果b1表明接通I1，则整个发射极电阻R等于与R1并联的Ro(由于Io总是ON，所以它总是存在)R＝R0R1/(R0＋R1)作为选择，比特b2或b3，或比特b1和比特b2，比特b1和比特b3等甚至给出8种可能R值的所有三个比特可以表明它们是可以选择的。可以选择R1，R2，R3和R0的值以便当控制比特通过其八个可能值而增加时给出线性电导级数。作为选择，可以作出接近8，0.5分贝的步长。
图4b的放大器可以是类似的放大器链中的一个放大器.在那种情况下，如果包含在该链中的第一放大器提供8个0.5分贝步长，则在该链中的另一个放大器可以提供大约4分贝步长，并且如果第二放大器提供8个4分贝的步长，则第三放大器提供大约32分贝步长，以此类推。因此分贝相对控制比特码的近似线性控制特性可以通过适当级联图4b所示类型设计的放大器提供。在图4a和图4b的两种情况下，可以使用电容器平滑离散增益值之间的阶梯跃变。一般地，在包括许多片周期的一个CDMA码元周期保持接近固定增益是希望的，因而适当的阶梯跃变持续时间例如将是64片码元周期，或4兆赫的片速率的16uS。这可以通过慢动电流源I1、I2和I3的接通和切断速率，或通过数模变换器62的输出电压线的电容提供。
图5示出根据本发明可以使用的复模数变换器62。来自AGC控制的放大器60的放大的IF信号加到由同相混频器71a构成的正交下变换器的输入端，它将该输入信号乘以局部产生器72产生的IF中心频率的余弦波，并且加到正交混频器71b的输入端，此处它乘以来自产生器72的正弦波。该混频器输出在滤波器73a、73b中低通滤波以便消除双-IF分量和补充已经由IF滤波器53部分执行的信道滤波。接着滤波器73a、73b的输出馈入快闪变换器74a、74b，此处该信号被量化为四个比特值，即在最大可能正电平和最大可能负电平之间分布的16个最接近的可能的电平。可以预期制造快闪变换器的各种方法，例如使用16比较器以便将该输入信号与16个电平的每个比较，作为选择，使用将该信号和0作比较的比较器以便确定信号符号，并且接着使用8个比较器量化数值为3比特，给出符号数值表示。量化电平可以不一致地隔开，接着该四比特的输出使用一个查找表被变换为它们表示的实际电平，该查找表指定该电平为比4大的一个较大比特数。为统一隔开量化间隔的电平，电平可以表示+/-1单位、+/-3单位、+/-5单位、+/-7单位、+/-11单位、+/-13单位或+/-15单位。该发明的AGC系统的一个目的是保证信号保持在快闪变换器的16个可能的电平平均的中间，例如在电平+5和电平-5之间摆动，同时不超过最大正电平+15或最大负电平-15。因此信号处理器106/107确定平均(例如，rms或均方)信号电平，并且如果值太高，则放大器60的增益将通过改变该控制比特而减少，可选地如果该平均信号太低，则该增益将增加。
可以采用数字化无线电信号的其他方法，例如上面结合的美国专利5,048,059的logpolar方法，或作为选择，Puckette等人的美国专利4,888,557的正交采样方法，在此结合作为参考。
图6示出可以由信号处理器106/107使用以执行前述功能的一种类型的平均信号电平检测器。其中，4比特I信号被加到平方逻辑(Square logic)80a和Q信号同样被加到平方逻辑80b。4比特量化可以通过将它们加到给出平方的16值查找表而被平方。在符号幅值表示中，只有3比特幅值需要被加到8单元查找表以便得到平方。该平方值被加入加法器81中。应该懂得I平方加Q平方是复向量无线电信号的瞬间幅值的平方的测量，该值对于纯调相的信号而言将是常数。但是由于非不变幅度调制的原因而该结果将以高频率波动，并且高频波动应该消除以便产生一个均方信号电平的平滑值。一阶(单极)低通滤波器在图6中示出，它实现算法下一个平均值＝最后平均值＋(输入值-最后平均值)/2n选择除数2n以便可以通过简单的n位右移实现，并且确定低通滤波器能够多快地跟踪输入的改变。预期在不同的接收机模式中将需要不同的滤波器速度，作出规定通过设置处理器106/107中的滤波器速度改变“n”。同样，预期接收模式改变可能需要存储当前的累加器值并且通过从存储器中检索以前的值替换，作出规定将累加器设置为处理器106/107中的值。当然该低通滤波器完全可以被构造成可编程的数字信号处理器中的一个适当的软件程序。
如果需要，表示均方信号幅值的累加器输出值，在需要均方根时，可以进行平方根操作，或如果该平均信号电平以分贝表示则执行算逻功能。以其他方式测量平均信号电平也是可能的，例如，以符号幅值表示，可以使用I和Q幅度的和并且低通滤波；作为选择，I和Q超过最大正或负电平的次数可以观察到并且用作控制参数。在上面使用的方法中，无论用什么方式表示是很不重要的，AGC系统的一个目的是控制参数，使之平均等于以相同方式表达的目标值。
图7示出用于控制信号电平接近目标平均值的一阶控制环。该测量的信号电平，不管用什么方法定义和测量，通过比较器88中的减法与以相同方式定义的目标信号电平作比较。该差是与所需目标值的差异或误差。通过在定标器89中除以2m定标误差并且接着通过累加加法器91的定标值和累加器92中的前一个累积值在积分器90中求积分，在适当时钟或时基的每个滴答。注意到有关在CDMA码元间隔上保持固定增益的愿望，时钟周期可以适合一个CDMA码元周期例如16uS。
如果该累加值是正的，表示该信号持续处于大于该目标电平的电平的一种趋势，从累加器92中提取的控制比特控制AGC放大器60以便实现增益减少。相反地，如果该累加的误差值是负的，表示该信号持续处于过低电平的趋势，则从累加器92的控制比特将表示增加的增益。因此，负的累加值选择高增益，而正的累加值选择低增益。当然，这种符号规约在需要时可以容易地颠倒，或通过在累加器92和AGC放大器60之间插入一个查找表改变成任何规约以便使该累加器比特格式适合于控制AGC放大器所期望的格式。例如，该查找表可以线性化该AGC放大器的分贝增益控制特性。
定标1/2m确定AGC反映信号电平变化的速度。预计最佳反映速度在不同的接收机操作模式中是不同的，作出规定通过将其设置为处理器106/107的值来改变“m”。同样，预期该累加器值应该在从一个接收机模式改变为另一接收机模式的过程中存储，通过重新调用以前存储的值用于新模式来替换它，作出规定设置该累加器值，它还从处理器确定接收机的增益。输入给比较器88的测量的平均信号电平可以在输入到AGC之前进行下采样以便适应低通滤波器和AGC中不同的采样速率。
因此在图6和图7的组合中，已经识别出四个AGC有关的参数，这些参数可以方便地与从接收机第一操作模式向接收机第二操作模式的改变相关联地存储并且重新调用和在变回第一模式的过程中复位。这些参数是1.涉及信号强度测量平滑滤波器时间常数的“n”；2.用于平滑滤波器的累加器值(V)；3.与AGC控制环速度有关的“m”；和4.与当前增益设置有关的累加器值(G)。
这四个参数使用一阶平滑滤波器和一阶控制环发生。当然可以使用高阶滤波器和控制环。例如，可以使用二阶无限冲击响应(IIR)平滑滤波器，该滤波器由两个系数定义并且具有存储的两个内部存储器状态。同样可以使用二阶控制环，该控制环具有串联的两个累加器-积分器和衰减期限以保证稳定性，如从锁相环理论公知的。二阶控制环特征也在于确定该环的固有频率和衰减系数的两个系数，并且具有可以方便存储的两个内部存储器状态(累加器值)。但是，当该环包含一个饱和元件时，二阶控制环可能是不稳定的，并且该低分辨率模数变换器表示这种元件。
图8表示上述的元件的组合以便形成根据本发明的一个模式自适应AGC系统。反馈控制环的操作描述作为图3给出；但是，成为该环特征的性能和当前状态的标号为“n”，V，“m”和“G”的参数示出连接到存储器100，存储器100还耦合到模式选择控制器101。存储器100，模式选择控制器101，平滑滤波器(图6)和环积分器(图7)可以都是图2的信号处理器106或控制处理器107的一部分，它因此也控制其他方框例如频率合成器105。
具体化根据本发明的示例实施例的图8的电路的接收机可以在图8中说明性标为MODE 1、MODE 2、MODE 3和MODE 4的多种模式下工作。图1的宏蜂窝区/微蜂窝区情况中描述的两个示例模式，分别解码小区的信息信号，并且瞬间切换频率到另一个小区的频率以便测量其他小区的整个信号强度。但是可以展望其他模式，例如静止模式，其中空闲模式中的移动电话功率下降以便节约电池和例如在每秒20毫秒的指定的寻呼时间片中，定期唤醒，以便确定呼叫报警消息是否写着由网络发射的地址。当从静止模式唤醒时，可能需要使用不同的AGC参数，例如更快地重新调整对于该信号电平的接收机增益，该参数可能在1秒内显著改变，与业务模式相比，此处AGC几乎连续地可操作。然而根据本发明可以处理的另一个可能模式，是加电之后的初始捕获，其中该移动电话，优选地以知道的似然性，查找无线电信号的频率表，并且处理找到的试图同步和解码由网站发射的广播控制信号的最强信号。初始捕获需要接收机模式灵活，并且这种操作在美国专利申请序列号为09/236,083(Dent于1999年1月25日申请的)中描述并且标题为“具有并行执行的多级CDMA同步”，在此结合作为参考。
确定AGC参数对于每种模式最佳不是这个发明的目的，本发明的目的是期望它们将是不同的并且提供对于每种模式单独存储和检索它们的机制。该存储由控制器101控制下的存储器100提供并且在与选择不同模式或频率信道的同步中由控制器101实现检索。
当改变模式时，例如从静止模式唤醒，或当瞬间中断的业务模式间歇地扫描另一个频率信道时，以前存储的对于新模式的适当的参数组被从存储器100中重新调用。虽然系数不能动态地改变参数，但是滤波器和控制器状态参数(例如V和G)可能由于没被允许连续地测量采样的信号而变得过时。因此产生从过去的测量或过去的增益值预测将来情况的增益值G的需要，并且还可能需要复位V为用于开始新信号平滑的一缺省值。预测一般包括确定从过去历史的变化率并外插，外插需要知道经过时间。外插中的成功还依赖于包含的时间长度。如果该经过时间太长，则即使外插的存储的参数，可能也不是准确的预测。在这些情况下，需要检测预测何时是可疑的并且需要回复到缺省的操作模式，例如用于设置缺省的增益，或通过建立首次大的增益步长来扩大对于正确增益值的扩大查找，注意该测量的信号强度是否为零或使检测器已经饱和，并且如果那样则继续减小增益步长大小直到该信号强度落入该信号强度检测器的范围之内并且该环可以闭合。因此对于定时器的需要是明显的以便确定从最后修改存储的参数组的经过时间。该定时器例如可以由控制器101在退出一种模式时存储参数组的时候读出。在下一次恢复模式时，当前的定时器值将与存储值作比较以便确定所经过的时间，该时间将与一个阈值作比较。如果所经过的时间大于阈值，则将调用确定初始AGC参数的缺省方法，否则如果所经过的时间小于该阈值，则AGC参数将根据存储的参数和经过的时间预测。
本领域以不同的方式公知预测以前值的参数的各种方法诸如线性预测、自回归，或卡尔曼滤波。卡尔曼滤波器例如可以同时设计为估计未来信号强度和信号的信号强度变化速率。该信号强度及其导数还可以由增益G及其导数代替，因为以前使用的增益与信号强度密切相关。这种2阶可变卡尔曼滤波器包括由P表示的2×2矩阵，初始化其具有大的对角线项并且接着在每次测量后连续更新。P阶矩阵元幅度确定在每次反映改进的估计值的每次测量之后，允许每次新的测量影响变量和缩减的估计的程度的多少。防止P阶矩阵进入0，如果允许其为0，将恰好导致提供变量的平均值，而不是记录变化值。为了允许跟踪变化值，在每次测量之后通过加一个通常由Q表示的常数矩阵来“增加”P矩阵。Q矩阵反映允许滤波器以多快速度记录变化值。明显地，存储器100还可以扩展为存储一个卡尔曼P矩阵、一个Q矩阵、定时器值和增益导数以及增益值，以及诸如模式指示器和频率信道号的其他指示器，以便该发明被配备成用于执行增益或信号强度值的线性预测，从而提高间歇接收信号的增益匹配。这种计算还可以通过存储在信号处理器106或控制处理器107中适当的软件程序执行。
本领域技术人员在无须脱离由下面权利要求书描述的发明的精神和范围的前提下，可以利用有关上面教导中给出的主题的许多改变构造一种模式自适应的AGC系统。
权利要求
1.一种接收机，包括一个天线用于接收信号；一个增益控制的放大器，用于放大所述接收信号；一个模数变换器，用于将所述放大信号变换为数字值的流；和一个处理器，用于和接收所述数字值并且当所述接收机工作在第一模式时使用第一组参数值选择性地控制所述增益控制放大器的增益和当所述接收机工作在第二模式时使用第二组参数值。
2.权利要求1的接收机，其中所述第一模式是用于接收分配给所述接收机的业务信道上所述信号的业务模式并且所述第二模式是用于测量其他信道上信号的测量模式。
3.权利要求1的接收机，其中所述第一模式是静止模式，其中所述接收机工作在第一功率电平，所述第二模式是工作模式，其中所述接收机工作在大于所述第一功率电平的第二功率电平。
4.权利要求1的接收机，其中所述处理器确定由使用低通滤波器的所述模数变换器输出的平均信号电平。
5.权利要求4的接收机，其中所述低通滤波器是一阶滤波器并且其中所述第一组参数值包括一个第一滤波器时间常值并且所述第二组参数值包含不同于所述第一滤波器时间常值的第二滤波器时间常值。
6.权利要求5的接收机，所述第一模式是用于接收分配给所述接收机的业务信道上的所述信号的业务模式并且所述第二模式是用于测量其他信道上的信号的测量模式，并且其中所述第一滤波器时间常数值提供比所述第二滤波器时间常数值小的滤波器带宽。
7.权利要求5的接收机，其中所述一阶滤波器包括一个可设置的累加器，其中可以由所述处理器使用根据所述接收机是否分别工作在所述第一或第二操作模式下的所述第一和第二组参数值中选择的值设置累加器。
8.权利要求4的接收机，其中所述低通滤波器是二阶或更高阶滤波器。
9.权利要求4的接收机，其中所述处理器还包括一个控制环，用于将所述平均信号电平与目标平均信号电平作比较并且根据所述比较控制所述增益，所述控制环至少包括一个可变参数，该参数使用根据所述接收机是否分别工作在所述第一或第二操作模式下的所述第一和第二组参数值中选择的值设置。
10.权利要求9的接收机，其中所述至少一个可变参数是确定执行自动增益控制速度的比例因数。
11.权利要求9的接收机，其中所述控制环包括一个可设置的累加器的值作为所述至少一个可变参数。
12.权利要求1的接收机，还包括用于存储所述第一和第二参数值的一个存储器装置。
13.权利要求12的接收机，其中每个所述第一和第二组参数值包括与滤波器时间常数有关的第一值，与滤波器的累积值有关的第二值，与比例因数有关的第三值，与积分器的累积值有关的第四值。
14.权利要求12的接收机，其中所述处理器还是可操作的以便根据至少一个另外操作模式调整并且其中所述存储器装置包括用于每个所述至少一个另外操作模式的一组参数值。
15.权利要求1的接收机，还包括一个定时器，用于确定从所述第一和第二组参数值之一由所述处理器使用起的经过时间；其中如果所述经过时间大于一个阈值，则所述处理器使用一组缺省的参数值，并且其中如果所述经过时间小于所述阈值，则所述处理器根据一组存储的参数值和所述的经过时间预测一组参数值。
16.一种用于控制接收机中数字自动增益控制(AGC)电路的方法，该方法包括步骤从所述接收机的第一操作模式转换成所述接收机的第二操作模式；通过使用一组与所述第二操作模式有关的参数值控制与所述接收机中放大器有关的增益以便处理在所述接收机被转换为工作在所述第二模式之后的接收信号，其中所述第一模式的该组参数值不同于所述第二模式的参数值。
17.权利要求14的方法，其中所述转换步骤还包括步骤操作所述第一模式中的所述接收机以便接收分配给它的业务信道上的信号；转换成所述第二模式；和操作所述第二模式中的所述接收机以便测量与除所述业务信道以外的信道有关的信号强度。
18.权利要求14的方法，其中所述转换步骤还包括步骤操作静止模式中的所述接收机以便定期唤醒和在分配的寻呼信道时隙中接收信号；从所述静止模式转换成其中所述接收机使用较多功率的活动模式；和操作所述活动模式中的所述接收机以便接收业务信号。
19.权利要求14的方法，还包括步骤将所述放大器输出进行模/数变换以便产生数字信号；和确定使用低通滤波器的所述数字信号的平均信号电平。
20.权利要求17的方法，其中所述低通滤波器是一阶滤波器并且其中所述第一模式的所述参数值组包括第一滤波器时间常值并且所述第二模式的所述参数值组包括不同于所述第一滤波器时间常值的第二滤波器时间常值。
21.权利要求18的方法，其中所述第一模式是用于接收分配给所述接收机的业务信道上的所述信号的业务模式并且所述第二模式是用于测量其他信道上信号的测量模式，并且其中所述第一滤波器时间常值提供比所述第二滤波器时间常值小的滤波器带宽。
22.权利要求18的方法，其中所述一阶滤波器包括一个可设置的累加器，其中累加器可以由所述处理器利用从根据所述接收机是工作在所述第一还是第二操作模式下的所述第一和第二组参数值中选择的值设置。
23.权利要求17的方法，其中所述低通滤波器是二阶或较高阶滤波器。
24.权利要求17的方法，还包括步骤将所述平均信号电平与目标平均信号电平作比较；和根据所述比较控制所述增益，所述控制环至少包括一个可变参数，使用从根据所述接收机是分别工作在第一操作模式还是第二操作模式下的第一和第二组参数值中选择的值设置该参数。
25.权利要求22的方法，其中所述至少一个可变参数是确定执行自动增益控制的速度的比例系数。
26.权利要求22的方法，其中所述至少一个可变参数是可设置的累加器的值。
27.权利要求14的方法，还包括步骤分别存储与所述第一和第二模式有关的第一和第二组参数值。
28.权利要求25的方法，其中每个所述第一和第二组参数值包括与滤波器时间常数有关的第一值，与滤波器的累加器值有关的第二值，与比例系数有关的第三值，和与积分器的累加器值有关的第四值。
29.权利要求14的方法，还包括步骤确定从由所述处理器使用所述第一和第二组参数值之一时起经过的时间；其中如果所述经过时间大于阈值，则所述处理器使用缺省的参数值组并且其中如果所述经过时间小于所述阈值，则所述处理器根据存储的参数值组和所述的经过时间预测一组参数值。
30.权利要求1的接收机，其中所述第一模式是空闲模式，将该接收机从该模式中唤醒以便接收第一信道上的控制信道信号和所述第二模式是空闲模式，将该接收机从该模式中唤醒以便测量第二信道上的信号强度。
全文摘要
公开一种具有数字自动增益控制(AGC)电路的接收机用于包括分层蜂窝系统的蜂窝通信系统中。该接收机包括一个控制器,它根据系统工作模式在增益控制值之间转换。这样,该AGC可以被最佳化用于不同类型的接收处理操作,例如话务接收和其他信道的测量。
文档编号H03G1/00GK1333945SQ9981583
公开日2002年1月30日 申请日期1999年11月17日 优先权日1998年11月24日
发明者K·古斯塔夫松, P·登特, H·埃利松 申请人:艾利森电话股份有限公司