切换控制器的制造方法
【技术领域】
[0001]本发明总体涉及射频电路(RF)，尤其涉及可用于激活和停止射频电路(包括在多个传导路径之间切换天线)的切换器以及其它应用。
【背景技术】
[0002]图1示出了现有技术的射频电路100，所述射频电路100耦合至天线110。电路100包括数个传导路径120和天线切换器130，所述天线切换器130将天线110耦合至数个传导路径120。各传导路径120包括功率放大器140和接收器放大器150，所述功率放大器140和接收器放大器150通过切换器160交替地接合至天线切换器130。在天线切换器130内，各传导路径120通过串联切换器170可切换地耦合至天线110，可选地，各传导路径120还通过并联切换器180可切换地接地。
[0003]如图1所示，当一个传导路径120被耦合至天线110 (在接通模式)时，该传导路径120的串联切换器170闭合，而并联切换器180断开，对于所有其它传导路径120，切换器170、180处于相反的状态(关闭模式)。虽然天线切换器130仅使用串联切换器170工作，但是添加并联切换器180通过使未被使用的传导路径120接地而提供了更大的绝缘性。
[0004]如图2和图3所示的现有技术的切换器200、300，通常使用多个串联布置的晶体管来实现切换器170、180(以下更详细地描述)，其中晶体管被一起控制，以交替地断开和闭合。串联晶体管有时也被称为堆叠(stack)。堆叠中的晶体管的栅极由高电阻偏置网络(bias network)控制。在接通模式，串联切换器170浮起，在其两端具有几乎为OV的电压降，晶体管表现为串联电阻器。当串联切换器170处于关闭模式时，各晶体管实际上表现为电容，串联的晶体管的输入侧通过并联切换器180接地，而串联电阻器的输出侧呈现整个射频电压摆动，这是因为每个串联切换器170的输出侧在被连接至天线110之前被连接至公共节点190。如果在公共节点190处的电压是射频电压(VRF)并且串联切换器170包括N个晶体管，则VRF/N必须保持为低于晶体管的击穿电压。
[0005]当关闭时，晶体管的源极和漏极之间的总电容源自于:源极和栅极、漏极和栅极、源极和通道以及漏极和通道之间的电容。该射频领域中的堆叠在接通模式下的电阻(Ron)和在关闭模式下的电容(Coff)的乘积给出了表示该切换器的射频性能的品质因数(Ron^Coff) 0切换器170、180中的晶体管的另一度量是其栅极电容，S卩，直流领域(用来控制晶体管)中偏置网络和栅极之间的电容。断开或闭合切换器170、180的切换速度与一时间常数成正比，所述时间常数是栅极电容和偏置网络的电阻的乘积。
[0006]图2和图3提供了通常在互补式金属氧化物半导体(CMOS)中实现的现有技术的切换器200、300的两个示例。两个切换器200、300包括多个串联的晶体管，适于用作串联或并联的切换器170、180。在图2示出的第一示例中，切换器200包括多个串联(从源极到漏极)的晶体管210。电阻器220与所述多个晶体管210的各晶体管相关联；对给定的晶体管210，电阻器220在晶体管210的源极和漏极之间并联连接。所述多个晶体管210的栅极由偏置网络一起控制，所述偏置网络包括公共控制线230和数个电阻器240，其中各晶体管210通过电阻器240中的一个连接至公共控制线230。在图2所示的构造中，切换时间是栅极电容和偏置网络的电阻的乘积的函数。所有晶体管210被一起控制，因而切换时间是最优的。
[0007]图2还示出了等效电路250，表示处于关闭模式的切换器200，以例示所述偏置网络的功率损耗。应注意，为简单起见，从等效电路250中省略了切换器200中的电阻器220。在电路250中，各晶体管210由两个电容器表不,一个表不栅极的源极侧的电容,另一个表示栅极的漏极侧的电容。因为整个射频电压(VRF)分布于6个晶体管210的堆叠上，所以等效电路250的各电容器255的电压是VRF的1/12(如图所示)。在电路中，功率与电压的平方成正比与电阻成反比(V2/2R)。如所例示的，在堆叠的一端，电阻器240的电压为总VRF减去(1/12) VRF(相关联的晶体管210的半个晶体管所耗散的电压)，因而，堆叠的一端的电压为(11/12)VRF。在堆叠中各个相继的电阻器240的电压下降(1/6)VRF，直至最后一个电阻器240，所述最后一个电阻器的电压只有(1/12)VRF。因此，所述偏置网络的各电阻器240所引起的功率损耗取决于其在堆叠中的相对位置。
[0008]在图2所示的实施例中设有6个串联的晶体管210，将各电阻器240的功率损耗相加以求得总损耗。在此实施例中，各项的分母(2R)是相同的，分子是电压的平方和，即(112/122+92/122+72/122+52/122+32/122+1/122)VRF2o 其可以推广至 N 个电阻器的情形:((2N-1)2+...+52+32+l)VRF2/(2N)2。随着晶体管 210 的数量增加，平方和((2N-1)2+...)显著大于平方项(2N)2，因而，总功率损耗随着堆叠中每个晶体管210的增加而增加。
[0009]在图3示出的第二实施例中，切换器300也包括多个串联(从源极到漏极)的晶体管210。类似地，电阻器220与所述多个晶体管210的各晶体管相关联；对给定的晶体管210，电阻器220在晶体管210的源极和漏极之间并联连接。在此实施例中，所述偏置网络也包括为各晶体管210设置的一个电阻器240，然而，在该构造中，电阻器240是沿着控制线230串联连接。如所例示的，第一电阻器240设置在第一栅极和直流控制器(未示出)之间，第二电阻器240设置在第一栅极和第二栅极之间，以此类推。
[0010]图3的实施例被优化，以尽可能减少功率损耗。这是因为，如图3中的等效电路350所示，各电阻器240两端的电压降大约相同，即，VRF/6(串联的电阻器中的第一个电阻器除外，其两端的电压降仅为VRF/12)。因此，当堆叠中串联的晶体管210的数量增加时，功率损耗变为常数，而且不依赖于串联的晶体管210的数量。虽然功率损耗被最小化，但是图3的示例中的切换时间受影响，这是因为晶体管210从堆叠地一端到另一端逐渐打开。
[0011]线性性质是切换器200、300的另一参数(取决于堆叠中晶体管210的数量)。对于某些切换器200、300，其线性性质的要求非常高，例如对天线切换器130的线性性质要求非常高，这是因为天线切换器130通常是设置天线110之前的最后一个部件。在天线切换器130和天线110之间没有过滤的情况下，天线110处的杂散和/或谐波信号可能会干扰目标信号。例如，频带17的第二谐波可能会落入GPS接收频带，因此需要约IlOdBc的谐波抑制。
[0012]在天线切换器130的切换器170、180堆叠中，晶体管210的数量通常取决于:处理所要求的功率所需的晶体管210的最小数量和提供切换器170、180所要求的线性性质所需的最小数量(取较大者)。如给定晶体管的所需数量，则使用所述偏置网络的电阻作为变量来平衡切换时间和功率损耗。就切换时间而言，减少电阻可成比例地减小切换时间。然而，功率损耗与电阻成反，因此，减小电阻可增大所述偏置网络的功率损耗。
【发明内容】