专利名称：副载波频率信号解调装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及把例如通过正交频分复用方式传输的调制信号进行解调的接收机中使用的，更详细地讲，对于在通过使用根据由正交频分复用方式传输的数字调制信号的一个符号期间中的保护间隔期间和与此对应的有效符号期间的最后部分配置的保护间隔转录期间的相关值所运算的相位误差信号，控制副载波频率的基准信号同步检波副载波频率信号，把副载波频率信号进行解调的接收机中使用的副载波频率信号进行解调的副载波频率信号解调装置。
使用
把根据正交频分复用传输方式传输的调制信号进行解调的接收机。
图10是接收正交频分复用(OFDM)传输方式的调制信号的OFDM接收机的结构框图。
在OFDM接收机50中，安装着接收天线40。接收天线40与OFDM接收机50内部的主载波频率信号解调单元30连接。由天线40接收的OFDM传输方式的调制信号输入到主载波信号解调单元30中根据主载波频率的基准信号进行一次解调，从主载波频率信号解调单元30输出副载波频率信号BS，该副载波频率信号BS由副载波频率信号解调单元30根据副载波频率信号的基准信号SS进行二次解调，从副载波频率信号解调单元20输出解调信号DS。
如果对上述内容进行插值，则副载波频率能够视为中间频率(IF)，而且，副载波频率信号BS也能够视为中间频率信号或者IF信号。另外，副载波频率信号BS是数字地调制了多个副载波频率信号的总和，其副载波信号是以基准信号SS的频率为中心的频率定期地空开间隔的信号。
图10中，2是乘法器，4是有效符号期间的延迟电路，5是根据相关特性检测相位误差的相位误差检测电路，9是增益可调的环路滤波器，10是根据数值控制能够进行频率控制的振荡电路，SS是对应于抽样时刻N的相位误差信号输入振荡的数值控制振荡电路10的输出信号，是由乘法器2乘入到副载波频率信号BS上的副载波频率的基准信号。
其次，说明图10所示的现有的副载波频率信号解调单元20的动作。
如果接收机50接收到OFDM传输方式的调制信号，则副载波频率信号从主载波频率信号解调单元30输入到副载波频率信号解调单元20内的乘法器2，在初始状态下从乘法器2输出不修正相位误差的解调信号DS。该解调信号DS和把该解调信号DS用有效符号期间延迟电路4延迟了有效符号期间的信号一起输入到相位误差检测电路5。在相位误差检测电路5中，检测输入的两个信号的相关特性后输出相位误差信号。相位误差信号输入到环路滤波器9，由环路滤波器9去除掉高频噪声的相位误差信号输入到数值控制振荡电路10。
这里，从数值控制振荡电路10输出的基准信号S是对应于任意的抽样时刻N的环路滤波器9的输出信号Δθ(N)的COSθ(N)以及SINθ(N)(θ(N)=Δθ(N)+Δθ(N+1))。
从该数值控制振荡电路10输出的基准信号SS由于振荡控制为减小相位误差信号ES，因此由乘法器2把副载波频率信号BS与基准信号SS相乘得到的解调信号DS的相位误差减小。
相位误差信号ES通过在相位误差检测电路5中，检测解调信号DS以及把解调信号3延迟了该信号中的有效符号期间长度相当部分的信号之间的相关特性，根据其相关值检波解调信号的相位误差而生成。图10中，输入到有效符号期间延迟电路4的解调信号DS被延迟有效符号期间长度相当部分以后输出。在相位误差检测电路5中，检测延时了解调信号DS的信号与没有被延迟的解调信号DS之间的相关特性，根据其相关特性的值生成并输出相位误差信号ES。从相位误差检测电路5输出相位误差信号ES由环路滤波器9去除掉相位误差信号ES的高频成分等的高频噪声输出到数值控制振荡电路10。
这样，在副载波频率信号解调单元20内，实施同步检波。同步检波的大致动作如下。根据解调信号DS生成相位误差信号ES，通过相位误差信号ES控制从数值控制振荡电路10输出的副载波频率的基准信号SS的振荡频率。由乘法器2把副载波频率信号BS与副载波频率的基准信号SS相乘输出解调信号DS。在副载波频率信号BS与副载波频率的基准信号SS的相位误差大时，相位误差信号的值也加大。
然而，图10所示的现有的副载波频率信号解调装置20在为了根据解调信号DS与把该解调信号DS延迟了预定时间的信号的相关特性求出相位误差，接收到由多径传输路径延迟接收的解调信号(多径延迟波解调信号)的情况下，对于通过用最短路径连接了发射极与接收机的通常的传输路径接收的解调信号加入多径延迟波解调信号，根据其多径延迟波解调信号的影响在相位误差检测电路5中求出的相关特性也产生变化。
具体地讲，由于解调信号中的保护间隔转录期间与多径延迟波解调信号的有效符号期间保护间隔转录期间的紧前面的部分(非保护间隔转录期间)没有相关性，因此从解调信号中的保护间隔转录期间中的初始到与多径延迟波的延迟时间相当的期间结束为止之间的相关性降低。另外，作为被延迟了的有效符号期间的保护间隔期间的延迟保护间隔期间与多径延迟波解调信号被进一步延迟了有效符号期间的多径延迟波延迟解调信号中的有效符号期间内的保护间隔转录期间没有相关性，因此从相关检测用的被延迟了解调信号中的有效符号期间的延迟保护间隔期间中的初始与多径传输波的延迟时间相当的期间结束为止之间的相关性降低。其结果，将发生检测出的相位误差的精度恶化的问题。
本发明是鉴于上述现有的问题而产生的，目的在于提供即使存在经过多径延迟路径传输的延迟波时，也抑制检测出的相位误差的精度恶化，能够稳定地检测相位误差的副载波频率信号解调装置。
本发明的副载波频率信号解调装置具有接收包含有根据保护间隔分离了的有效符号期间的副载波信号，发生相位误差信号以及解调信号，由相位误差信号频率控制的发生基准信号的振荡电路，而且，具有通过使用基准信号发生解调信号的第1乘法器。
为了达到上述目的，本发明的副载波频率信号调制装置由把前述副载波频率信号中的一个和前述解调信号作为非延迟信号接收，把前述非延迟信号延迟副载波频率信号中的一个有效符号期间长度，输出作为延迟了的结果的延迟信号的延迟电路；检测前述副载波频率信号中的一个保护间隔期间长度的检测期间中的前述延迟信号与前述非延迟信号之间的相关特性，把前述检测期间分割为多个副检测期间，对应于前述副检测期间，发生基于前述相关特性的多个第1相位分割误差值的相位误差检测电路；接收第1相位分割误差值，运算对应的多个加权系数的加权系数电路；通过使用相对应的加权系数把前述第1相位分割误差值进行乘法运算发生多个第2相位分割误差值的多个第2乘法器；运算前述多个第2相位分割误差值使得可以得到前述相位误差信号的运算电路构成。
作为本发明的一个见解，可以举出加权系数电路根据前述第1相位分割误差值的振幅的比例运算前述加权系数。
作为本发明的另一个见解，可以举出加权系数电路根据前述第1相位分割误差值的振幅的幂乘的比例运算前述加权系数。
作为本发明的另一个见解，可以举出运算电路通过运算前述第2相位分割误差值的平均获得前述相位误差信号。
作为本发明的另一个见解，可以举出运算电路通过运算前述第2相位分割误差值的幂乘的平均获得前述相位误差信号。
作为本发明的另一个见解，延迟电路和前述相位误差检测电路接收作为前述非延迟信号的前述解调信号，前述第1乘法器在前述副载波频率信号上乘入前述基准信号。振荡器的频率由使用了反馈控制系统的基准信号进行控制。
作为本发明的另一个见解，延迟电路和前述相位误差检测电路接收作为前述非延迟信号的前述副载波信号，前述第1乘法器在前述副载波频率信号上乘入前述基准信号。振荡器的频率由使用了前馈控制系统的基准信号进行控制。
作为本发明的另一个见解，延迟电路和前述相位误差检测电路接收作为前述非延迟信号的前述副载波信号，前述第1乘法器在前述延迟信号上乘入前述基准信号。振荡器的频率由使用了前馈控制系统的基准信号进行控制。
副载波频率信号例如是正交频分复用传输信号。
本发明的副载波频率信号解调装置还可以在前述运算电路与前述振荡电路之间连接环路滤波器，从前述相位误差信号去除高频噪声。
图1是示出作为本发明实施形态1的副载波频率信号解调装置的结构的框图。
图2(a)～(g)是示出输入到图1的相位误差检测电路5的解调信号DS等的时序图。
图3是放大时间轴示出图2的(c),(e),(f),(g)信号的同时，在(h)中示出了把相关特性检测期间细分了的细分期间的时序图。
图4是示出作为本发明实施形态2的副载波频率信号解调装置的结构的框图。
图5是示出作为本发明实施形态3的副载波频率信号解调装置的结构的框图。
图6是示出作为本发明实施形态4的副载波频率信号解调装置的结构的框图。
图7是示出作为本发明实施形态5的副载波频率信号解调装置的结构的框图。
图8是示出作为本发明实施形态6的副载波频率信号解调装置的结构的框图。
图9是示出作为本发明实施形态7的副载波频率信号解调装置的结构的框图。
图10是示出了OFDM接收机中的现有的副载波频率信号调制装置的结构的框图。
发明的实施形态以下，根据图示的实施形态说明本发明。另外，在图1～图9中，对于与图10并所示的现有的副载波频率信号解调装置相同功能的部分标注相同的符号。
实施形态1图1是示出作为本发明实施形态1的副载波频率信号解调装置的结构的框图。
图1中，21是作为本实施形态的副载波频率信号解调装置的副载波频率信号解调单元，BS是副载波频率信号，2是第1乘法器，DS是解调信号，4是有效符号期间的延迟电路，5是在每个把相关检测期间细分了的期间根据相关特性检测各个相位误差的相位误差检测电路，6是运算对于把相关检测期间细分了的期间的每一个中的相位分割误差值进行乘法运算的加权系数的加权系数电路，7是第2乘法器，8是运算被加权了的每个细分期间的信号的运算电路，9是增益可调的环路滤波器，10是通过数值控制能够进行频率控制的振荡电路，SS是从数值控制振荡电路10输出的基准信号，ES是从运算电路8输出的相位误差信号。
第1乘法器2对应于相位误差Δθ(N)，通过在副载波频率信号BS上乘入从数值控制振荡电路10输出的基准信号SS，修正副载波频率信号BS的相位误差输出解调信号DS。相位误差检测电路5检测与有效符号期间延迟电路4的输出信号的相关特性，根据其相关特性的值检测解调信号的第1相位误差，把该第1相位误差的值作为在约定值N(N是2以上的整数而且是比前述一个符号期间的保护间隔期间中使用的时钟信号的脉冲总数小的数)的细分期间中分割了的第1相位分割误差值。加权系数电路6根据第1相位分割误差值运算并且输出用于由第2乘法器7对应于第1相位分割误差值分别进行对应于多径延迟波的影响的加权的多个加权系数。第2乘法器7通过在第1相位分割误差值上乘入加权系数，在各个第1相位分割误差值上进行加权后输出第2相位分割误差值。运算电路8根据各个第2相位分割误差值，例如通过施加加法等运算，输出作为第2相位误差值的相位误差信号ES。环路滤波器9例如至少具有一个以上的频率特性不同的同时能够改变增益的滤波器，把各个滤波器的输出相加后输出。
其次，参照图10说明图1所示的本实施形态的副载波频率信号解调单元21中的动作。
如果OFDM接收机50接收到OFDM传输方式的调制信号，则副载波频率信号BS从副载波频率信号解调单元20输入到副载波频率信号解调单元21内的第1乘法器2。
这里，在副载波频率信号解调单元21内，实施同步检波，作为同步检波的大致动作与图10所示的现有的副载波频率信号解调单元20中的动作相同。
在副载波频率信号解调单元21的初始状态下从第1乘法器2输出没有修正相位误差的解调信号DS。该解调信号DD和把解调信号DS由有效符号期间延迟电路4延迟了有效符号期间部分的信号一起输入到相位误差检测电路5。在相位误差检测电路5中，检测输入的两个信号的相关特性后输出相位误差信号。该相位误差信号ES使保护间隔期间和与其对应的有效符号期间最后部分相同步，进行输出。
从相位误差检测电路5输出的相位误差信号在把相关特性检测期间细分了的每个期间进行分割后输出。即，相位误差检测电路5把相关性检测期间分割为1～N的细分期间，根据在每个细分期间检测出的相关值检测并且输出相位误差。
加权系数电路6根据相位误差检测电路5的各个细分期间的输出值运算对于各个细分期间的加权系数。例如，对于相关性强的细分期间加大加权系数，对于相关性弱的细分期间，即，对于由于解调经过多径中的最短路径以外的延迟波(多径延迟波)的信号(多径延迟波解调信号)等的影响相位误差检测精度降低的期间减小加权系数，由此抑制多径延迟波对于解调信号的影响。
把从加权系数电路6输出的对应于相位误差检测电路5的各个输出的各个加权系数由第2乘法器7乘入到相位误差电路5的各个输出上，对于每个细分期间的相位误差信号进行加权。运算电路8输入所有的从第2乘法器7输出的信号，通过根据各个输入信号进行运算，输出最终的相位误差信号ES。
运算电路8的输出即相位误差信号ES输入到增益可调的环路滤波器9。由环路滤波器9去除掉高频噪声的相位误差信号输入到数值控制振荡电路10。
数值控制振荡电路10输出对应于任意抽样时刻N的环路滤波器9的输出信号Δθ(N)的COSθ(N)以及SINθ(N)(θ(N)=Δθ(N)+Δθ(N+1))，即，输出作为被再生了副载波频率的信号的基准信号SS。通过由第1乘法器2把从该数值控制振荡电路10输出的基准信号SS与副载波频率信号BS进行相乘运算获得修正了相位误差的解调信号DS。
这里，说明延迟了上述解调信号DS的信号与没有延迟的解调信号DS之间的相关特性的检测方法。
图2是示出输入到图1的相位误差检测电路5的解调信号DS等的时序图。
图2(a)示出没有被延迟的解调信号DS,ST0,ST1,ST2示出作为传输信号的信号单位的一个符号期间。在符号期间ST0(以下，记为ST0)中，具有保护间隔期间GI0(以下，记为GI0)，和有效符号期间ES0(以下，记为ES0)。另外，从ES0中的最后部分向前侧相当于GI0的期间，成为保护间隔转录期间RG0(以下，记为RG0)。同样，在符号期间ST1,ST2中，具有各个保护间隔期间GI1,GI2(以下，记为GI1,GI2)，和有效符号期间ES1,ES2(以下，记为ES1,ES2)，另外，从有效符号期间ES1中的最后部分向前侧成为保护间隔转录期间RG1(以下，记为RG1)。
图2(b)示出在相关特性函数检测中使用的延迟了解调信号DS的信号，DL0,DL1,DL2示出作为与各个图2(a)的ES0,ES1,ES2相当期间的延迟期间。DG0,DG1是把各个图2(a)的GI0,GI1延时了延迟期间DL0,DL1的延迟保护间隔期间。
如上述那样，作为由正交频分复用方式传输的调制信号的调制单位的ST0～ST2由GI0～GI2和ES0～ES2构成。为了获得发射机与接收机之间信号的同步以及为了防止由多径的延迟信号干涉接收信号，在各个符号期间ST0～ST2的起始部分设置保护间隔期间GI0～GI2。另外，有效符号期间ES0～ES2实际上是包含被解调的通信数据的期间，该期间中最后的一部分RG0～RG2在其符号期间ST0～ST2中转录到对应的各个保护间隔期间GI0～GI2。
图2(a)GI0,GI1中的解调信号由于是转录了图2(a)的RG0,RG1中的解调信号的信号，因此GI0中的解调信号与RG0中的解调信号是相同内容，GI1中的解调信号与RG1中的解调信号是相同内容。从而，把GI0延迟了延迟期间DL0的DG0中的解调信号与RG0中的解调信号是相同内容，把GI1延迟了延迟期间LD1的DG1中的解调信号与RG1中的解调信号是相同内容。其中，DG0与RG0或者DG1与RG1不限定于同步。
这里，如图2(c)所示，设置相关特性检测期间DT0,DT1(以下，记为DT0,DT1)使得RG0或者RG1成为相同期间，检测DT0中的RG0中的解调信号的内容与DG0中的解调信号的内容的相关特性，检测DT1中的RG1中的解调信号的内容与DG1中的解调信号的内容的相关特性。由于能够从检测出的相关特性的值检测出RG0中的解调信号与DG0中的解调信号的相位偏差量，即相位误差，因此从相位误差检测电路5输出相位误差信号。
这样，能够检测相位误差，而这一点也能够进行数学证明。例如，在Paul H.Moose,“A Technique for Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing Frequency Offset Correction”IEEE TRANSON COMMUNICATIONS,VoL.42,NO.10,OCTOBER 1994，以数学公式示出了现有的由副载波频率信号解调装置解调正交频分复用方式的调制信号的原理。
这里，使用频率的偏移求相位误差。首先，把包含频率偏移δ F的OFDM信号的第ⅰ个符号中的第N个抽样记为SN。在n位于保护间隔期间的情况下，定义用公式(1)表示的自相关特性函数RN。
公式1RN=12E[sn*sn+N]-----(1)]]>式中，E〔x〕是x的期望值，x*是x的共轭复数。另外，N是FFT(高速傅立叶变换)尺寸。
存在频率偏移时，如果忽略噪声，则sn+N使用sn和εF频率偏移，表现为以下的公式(2)。
公式2Sn+N=Snexp[j2πδfN]···(2)把公式(2)代入到公式(1)中，可以得到下面的公式(3)。
公式3RN=12E[|sn|2]exp[j2πδfN]----(3)]]>这里，假设能够用保护间隔期间GI中的时间平均近似期望值E〔x〕的计算，则公式(1)能够表示为下面的公式(4)。
公式4RN=12N8Σn=-Ng-1sn*sn+N------(4)]]>从而，通过从公式(4)得到的复数数据，抽取其中的相位成分，如下面的公式(5)所示能够推断频率偏移δf。
公式5δf=12πNtan-1[Im[RN]Re[RN]]----(5)]]>如下面的公式(6)所示能够从该频率偏移δf的公式(5)求相位误差δθ。
公式6δθ=tan-1[Im[RN]Re[RN]]----(6)]]>从以上可知，通过如公式(1)～公式(4)所示，求保护间隔期间与其对应的有效符号期间的最后部分的相关特性，如公式(5)～公式(6)所示从其中抽取相位成分，能够以数学公式检测解调信号的相位误差。
图2(d)～(g)是示出上述多径延迟波解调信号与通常的解调信号的关系的时序图。
图2(b)示出多径延迟波解调信号，(e)上下级重叠地示出(a)的解调信号与多径延迟波解调信号，(f)示出(c)的相关特性检测期间中的相关特性发生了变换的期间与相关特性没有发生变化的期间，(g)上下级重叠地示出(b)的相关检测用的被延迟了的解调信号与多径延迟波解调信号被延迟了的解调信号。
图2(d)所示的多径延迟波解调信号中的各个符号期间MS0～MS2由于经过多径传输路径中的延迟路径(以下，记为多径传输路径)，因此对于(a)所示的通常的解调信号中的各个符号期间ST0～ST2分别延迟期间dt。为此，对于图2(e)的上一级所示的经过通常路径的解调信号中的RG0，图2(e)的下一级所示的经过多径延迟路径的解调信号中的MEOB(对应于上述RG0的多径延迟波解调信号中的期间)也延迟期间dt。从而，从解调信号中的RG0的初始到期间dt之间，即，对于图2(f)所示的相关特性变化期间DT0a，受到经过多径延迟路径的解调信号中的ME0a(对应于有效符号期间ES0中非RG0部分的多径延迟波解调信号中的期间)的影响。同样，对于图2(f)所示的相关特性变化期间DT0b，受到经过多径延迟路径的解调信号中的ME0b的影响。这里，由于RG0与ME0b是处于延迟关系的相同信号，因此具有相关性，但是RG0与ME0a没有相关性。
另一方面，对于图2(g)的上一级所示的经过通常路径的解调信号在相关检测用中被延迟了的信号中的DG0，图2(g)的下一级所示的经过多径延迟路径的解调信号在相关检测用中被延迟了的信号中的MI0(对应于在相关检测用中被延迟了的多径延迟波解调信号中的上述DG0的期间)也延迟期间dt。从而，从相关检测用中被延迟了的解调信号中的DG0的初始到期间dt之间，即，对于图2(f)所示的相关特性变化期间DT0a，受到经过多径延迟路径的解调信号在相关检测用中被延迟了的信号中的MD01b(对应于有效符号期间ES0中的非RG0部分的多径延迟波解调信号中的期间)的影响。同样，对于图2(f)所示的相关特性变化期间DT0b，受到经过多径延迟路径的解调信号在相关检测用中被延迟了的信号中的MI0的影响。这里，DG0与MI0由于是处于延迟关系的相同信号因此具有相关性，但是DG0与MD0b没有相关性。
从而，由于RG0与ME0a没有相关性，因此从解调信号中的RG0的初始到期间dt之间的相关性不降低，由于DG0与MD0b没有相关性，因此从解调信号在相关检测用中被延迟了的信号中的DG0的初始到期间dt之间的相关性不降低，其结果，例如，在图10所示的现有的副载波频率信号解调单元20中，检测出的相位误差的精度恶化。
在本实施形态中，检测从图2中的RG0的初始到期间dt之间以及从DG0的初始到期间dt之间，通过降低其期间的加权，使得最终的相位误差的精度不发生恶化。
图3是放大时间轴示出图2的(c),(e),(f),(g)的信号的同时，在(h)中示出了把相关特性检测期间细分了的细分期间的时序图。
图3的(c),(e)～(g)是放大示出了图2的对应信号的时间轴的图，(h)示出由本实施形态的相位误差检测电路5把相关特性检测期间细分了的符号期间。该细分期间最好进行细致的分割，然而由于检测相关的能力不能够比时钟信号的波长更细，因此在本实施形态中取为分割为预定值N(N是2以上的整数而且是比一个符号期间的保护间隔期间中所使用的时钟信号的脉冲总数小的数)的细分期间。
这样，通过把相关特性检测期间进行细分，能够特定经过了多径延迟路径的副载波频率信号延迟的期间dt，从而，把经过多径延迟路径的副载波频率信号加入到经过了通常路径的副载波信号上，能够特定作为相关性降低期间的相关特性变化期间DT0a。
在本实施形态中，使用加权系数电路6，较低地设定对于相关特性变化期间DT0a的加权系数，较高地设对于相关特性变换期间DT0b的加权系数。于是，在运算电路8中所运算的最终的相位误差信号中，减少经过多径延迟路径的副载波频率信号的影响。
如以上说明的那样，本实施形态的副载波频率信号解调装置21具备把相关特性检测期间分割为若干个细分期间并且在每个细分期间输出第1相位分割误差值的相位误差检测电路5，运算用于在第1相位分割误差值上进行加权的加权系数的加权系数电路6，对于作为相位误差检测电路5的输出的第1相位分割误差值分别乘以对应的加权系数并且输出第2相位分割误差值的第2乘法器7，运算第2相位分割误差值的运算电路8，由于构成为把相关特性检测期间分割为若干个细分期间，对于各个细分期间中的相位分割误差值分别进行加权，把运算了该被加权了的每个细分期间的相位误差值的结果的值作为最终的相位误差信号进行输出，根据相位误差信号进行副载波频率信号的再生生成基准信号，同步检波副载波频率信号，因此即使在存在经过多径延迟路径的延迟信号的情况下，也能够抑制由该延迟信号对于相关性弱的期间的影响，抑制检测出的相位误差的精度恶化，稳定地检测相位误差。
实施形态2图4是示出作为本发明实施形态2的副载波频率信号解调装置的框图。另外，在以下的图4～图9中，对于与图1所示的第1实施形态的副载波频率信号解调装置相同功能的部分标注相同的符号，并且省略重复的说明。
图4中，12是从相位误差检测电路5输出的各个细分期间的各个第1相位分割误差值检测最大值的最大值检测电路，13是根据最大值检测电路12检测的最大值把相位误差检测电路5的各个细分期间的输出进行归一化并且运算加权系数的归一化电路。
以下，说明本实施形态的副载波频率信号解调单元22的动作。
本实施形态的副载波频率信号解调单元22从在初始状态从乘法器2输出没有修正相位误差的解调信号DS，到输出由相位误差检测电路5细分了的各个第1相位分割误差值的动作与实施形态1相同。
加权系数电路6根据相位误差检测电路5的各个第1相位分割误差值运算对于各个细分期间的加权系数。本实施形态中，作为相位误差检测电路5的输出的各个第1相位分割误差值输入到最大值检测电路12，把各个第1相位分割误差值中的成为最大的相位误差值检测为最大值。把检测出的最大值例如取为1由归一化电路13把各个第1相位分割误差值进行归一化，把其归一化结果作为各个细分期间的加权系数。通过把各个第1相位分割误差值进行归一化，对于相关性强的细分期间加大加权系数，对于相关性弱的细分区间，即由于经过多径延迟路径的延迟信号使相位误差检测精度降低的期间减小加权系数。
通过由第2乘法器7把对应于相位误差检测电路5的各个第1相位分割误差值从加权系数电路6输出的各个加权系数与相位误差检测电路5的各个第1相位分割误差值进行乘法运算，对于各个第1相位分割误差值进行加权作为第2相位分割误差值。在运算电路8中，输入从所有的第2乘法器7输出的各个第2相位分割误差值，对于各个输入信号例如通过实施加法等运算，输出作为第2相位误差值的相位误差信号ES。以下的动作与实施形态1相同。
通过这样设定加权系数，能够抑制与其它期间相比相位误差值较小的期间，即，由于多径延迟波的影响相关性弱的期间的相位误差检测时的振幅。从而，能够抑制由经过了多径延迟路径的延迟信号相关性减弱的细分区间的影响。
如以上所说明的那样，本实施形态的副载波频率信号解调单元22由于构成使用最大值检测电路12以及归一化电路13根据第1相位分割误差值的振幅的比例计算在加权系数电路6中运算的加权系数，因此是比较简单的电路结构，而且即使在存在经过多径延迟路径的延迟波的情况下，也能够比第1实施形态进一步抑制由于多径延迟信号相关性减弱的期间的影响，能够抑制检测出的相位误差的精度恶化，能够稳定地检测相位误差。
实施形态3图5是示出作为本发明实施形态3的副载波频率信号解调装置的框图。
本实施形态的副载波频率信号解调单元23中，对于图1所示的加权系数电路6中的加权系数的设定，构成为把在每个细分期间输入的各个第1相位分割误差值振幅的幂乘进行比较，把其比较结果归一化并且进行运算。
图5中，14是把从相位误差检测电路5的各个细分区间输出的第1相位分割误差值进行幂乘的幂乘电路，12是从幂乘电路14的各个输出检测最大值的最大值检测电路，13是根据最大值检测电路12检测出的最大值把幂乘电路14的各个细分期间的输出进行归一化并且运算加权系数的归一化电路。
以下，说明本实施形态的副载波频率信号解调单元23的动作。
本实施形态的副载波频率信号解调单元23从在初始状态从乘法器2输出没有修正相位误差的解调信号DS到输出由相位误差检测电路5细分了的第1相位分割误差值的动作与实施形态1相同。
加权系数电路6根据相位误差检测电路5的各个第1相位分割误差值运算对于各个细分期间的加权系数。在本实施形态中，相位误差检测电路5的各个第1相位分割误差值输入到各个幂乘电路14，由各个幂乘电路14计算各个第1相位分割误差值的幂乘值。各个幂乘电路14的输出被输入到最大值检测电路12，成为最大的相位误差值检测为最大值。把检测出的最大值例如取为1由归一化电路13把各个细分期间的相位误差值的幂乘值进行归一化，把其归一化结果作为各个细分期间的加权系数。通过把各个细分期间的相位误差值的幂乘值归一化，对于相关性强的细分期间加大加权系统。对于相关性弱的细分期间，即，由经过多径延迟路径的延迟信号相位误差检测精度降低的期间减小加权系数。
由第2乘法器7把从加权系数电路6输出的对应于相位误差检测电路5的各个输出的各个加权系数与作为相位误差检测电路5的输出的各个第1相位分割误差值进行乘法运算，对于每个细分期间的各个第1相位分割误差信号进行加权作为第2相位分割误差值。在运算电路8中，输入从所有的第2乘法器7输出的各个第2相位分割误差值，通过把各个输入信号进行运算，输出作为第2相位误差值的相位误差信号ES。以下的动作与实施形态1相同。
通过这样设定加权系数，能够抑制与其它期间相比第1相位分割误差值较少的期间，即，由于多径延迟波的影响相关性减弱的期间的相位误差检测值的振幅。从而，能够抑制由经过了多径延迟路径的延迟信号相关性减弱的细分期间的影响。
如以上所说明的那样，本实施形态的副载波频率信号检测单元由于构成为由幂乘电路14，最大值检测电路12以及归一化电路13根据第1相位分割误差值的振幅的幂乘的比例计算由加权系数电路6运算的加权系数，因此能够比第2实施形态进一步调整加权系数的比例，是比较简单的电路结构，即使在存在经过多径延迟路径的延迟波的情况下，也能够进一步抑制由于多径延迟信号相关性减弱的期间的影响，能够抑制检测出的相位误差的精度恶化，能够稳定地检测相位误差。
实施形态4图6是示出作为本发明实施形态4的副载波频率信号解调装置的框图。
在本实施形态的副载波频率信号解调单元24中，使得在图1所示的运算电路8中，进行把由加权系数电路6以及第2乘法器7加权了的各个第2相位分割误差值进行平均运算。
图6中，15是运算作为第2乘法器7的输出的各个第2相位分割误差值的平均的平均电路，设置在运算电路8内。
以下，说明本实施形态的副载波频率信号解调单元24的动作。
本实施形态的副载波频率信号解调单元24从在初始状态从乘法器2输出没有修正相位误差的解调信号DS到由加权系数电路6和第2乘法器7对于每个细分期间的各个第1相位分割误差值进行加权的动作与实施形态1相同。
运算电路8输入从所有的第2乘法器7输出的各个第2相位分割误差值，通过把各个输入信号进行运算，输出作为第2相位误差值的相位误差信号ES。
这里，本实施形态的运算电路8由于是平均值电路15，因此如果所有的作为第2乘法器7输出信号的各个第2相位分割误差值输入到平均电路15中，则在平均电路15中计算平均值，把其平均值作为第2相位误差值的相位误差信号ES从平均电路15输出。以下的动作与实施形态1相同。
通过这样运算各个相位误差信号的平均值，能够抑制经过多径延迟路径的延迟信号相关性减弱的细分期间的影响。
如以上说明的那样，本实施形态的副载波频率信号解调单元24由平均电路15构成运算电路8，通过在运算电路8中运算进行了加权的各个第2相位分割误差值的平均获得第2相位差值，因此是比较简单的电路结构，即使在存在经过多径延迟路径的延迟波的情况下，也能够进一步抑制由多径延迟信号相关性减弱的期间的影响，抑制检测出的相位误差的精度恶化，能够稳定地检测相位误差。
实施形态5图7是示出作为本发明实施形态5的副载波频率信号解调装置的框图。
在本实施形态的到载波频率信号解调单元25中，在图1所示的运算电路8中，进行把由加权系数电路6以及第2乘法器7加权了的各个第2相位分割误差值进行幂乘平均运算。
图7中，16是运算作为第2乘法器7的输出的第2相位分割误差值的幂乘平均的幂乘平均电路，设置在运算电路8内。
以下，说明本实施形态的副载波频率信号解调单元25的动作。
本实施形态的副载波频率信号解调单元25从在初始状态从乘法器2输出没有修正相位误差的解调信号DS到由加权系数电路6和第2乘法器7对于每个细分期间的各个第1相位分割误差值进行加权的动作与实施形态1相同。
运算电路8输入由所有第2乘法器7输出的各第2相位分割误差值，通过运算各输入信号，输出作为第2相位误差值的相位误差信号。
这里，由于本实施形态的运算电路8是幂乘平均电路16，因此，所有作为第2乘法器7的输出信号的各个第2相位分割误差值如果输入到幂乘平均电路16中，则在幂乘平均电路16中计算幂乘平均值，把其幂乘平均值作为最终的相位误差信号从幂乘平均电路16输出。以下的动作与实施形态1相同。
通过这样运算各个第2相位分割误差值的幂乘平均值，能够抑制由经过多径延迟路径的延迟信号相关性减弱的细分期间的影响。
如以上所说明的那样，本实施形态的副载波频率信号解调单元25由于用幂乘平均电路16构成运算电路8，通过在运算电路8中运算进行了加权的各个第2相位分割误差值的幂乘平均获得第2相位误差值，因此能够比图6所示的实施形态4进一步调整加强的比例，是简单的电路结构，即使在存在经过多径延迟路径的延迟波的情况下，也能够进一步抑制由于多径延迟信号相关性减弱的期间的影响，能够抑制检测出的相位误差的精度恶化，能够稳定地检测相位误差。
实施形态6图8是示出作为本发明实施形态6的副载波频率信号解调装置的框图。
在本实施形态的副载波频率信号解调单元26中，把修正副载波频率信号BS的相位误差输出解调信号DS的第1乘法器2的配置采用了与上述的实施形态1不同的配置。更具体地讲，在实施形态1中，配置了第1乘法器2使得把从数值控制振荡电路10输出的被再生了的作为副载波频率的信号的基准信号SS进行反馈，而在本实施形态中，配置第1乘法器2使得把基准信号SS进行前馈。即，第1乘法器2配置成其输出不朝向有效符号期间延迟电路4和相位误差检测电路5输出，而是作为解调信号DS输出。
以下，说明本实施形态的副载波频率信号解调单元26的动作。
本实施形态的副载波频率信号解调单元26的副载波频率信号BS直接输入到相位误差检测电路5，同时，还直接输入到有效符号期间延迟电路4。而且，由有效符号期间延迟电路4延迟了有效符号期间部分的信号输入到相位误差检测电路5。另外，由相位误差检测电路5实施的动作以后的，直到通过由第1乘法器2把从数字控制振荡器10输出的基准信号SS与副载波频率信号BS进行相乘运算得到修正了相位误差的解调信号DS的动作与实施形态1相同。
这样通过把副载波频率信号解调单元26内的同步检波电路不是取为反馈电路而是取为前馈电路，能够缩短收敛时间。
如以上说明的那样，本实施形态的副载波频率信号解调单元26由于把同步检波电路取为前馈电路，因此是比较简单的电路结构，在即使存在经过多径延迟路径的延迟波的情况下，也能够抑制由于多径延迟信号相关性减弱的期间的影响，能够抑制检测出的相位误差的精度恶化，能够稳定地检测相位误差，进而还能够缩短收敛时间。
实施形态7图9是示出作为本发明实施形态7的副载波频率信号解调装置的框图。
在本实施形态的副载波频率信号解调单元27中，把修正副载波频率信号BS的相位误差输出解调信号DS的第1乘法器2的配置取为与上述实施形态1不同的配置。更具体地讲，在实施形态1中，配置第1乘法器2适使得把从数值控制振荡电路10输出的再生了的作为副载波频率的信号的基准信号SS进行反馈，而在本实施形态中，配置第1乘法器2使的把基准信号SS在有效符号期间延迟电路4的后级进行前馈。即，第1乘法器2配置成使得输入有效符号期间延迟电路4的输出，同时，配置成其输出不朝向有效符号期间延迟电路4和相位误差检测电路5输出，而作为解调信号DS输出。
以下，说明本实施形态的副载波频率信号解调单元27的动作。
本实施形态的副载波频率信号解调单元27的副载波频率信号BS直接输入到相位误差检测电路5，同时，还直接输入到有效符号期间延迟电路4。而且，由有效符号期间延迟电路4延迟了有效符号期间部分的信号输入到相位误差检测电路5，同时，还输入到第1乘法器2。另外，由相位误差信号检测电路5实施的动作以后的，直到通过由第1乘法器2把从数值控制振荡器10输出的基准信号SS与副载波频率信号BS进行相乘运算得到修正了相位误差的解调信号DS的动作与实施形态1相同。
通过这样把副载波频率信号解调单元27内的同步检波电路不是取为反馈电路而是取为前馈电路，能够缩短收敛时间。
如以上所说明的那样，本实施形态的副载波频率信号解调单元27由于把同步检波电路取为把由有效符号期间延迟电路4延时了有效符号期间部分的信号输入到第1乘法器2的前馈电路，因此是比较简单的电路结构，在即使存在经过多径延迟路径的延迟波的情况下，也能够抑制由于多径延迟信号相关性减弱的期间的影响，能够抑制检测出的相位误差的精度恶化，能够稳定地检测相位误差，而且能够缩短收敛时间，能够对于检测出的相位误差的实际符号期间进行相位误差修正，能够得到更高精度的稳定地进行动作的副载波频率信号解调装置。
另外，上述各实施形态的副载波频率信号解调单元记述了使用正交频分复用(OFDM)方式的接收机的情况，然而，例如也可以组装为数字电视接收机解调单元的一部分电路。
另外，本发明的副载波频率信号解调装置中在上述各实施形态中说明过的构成副载波频率信号解调单元的各种电路的种类、连接状态或者连接到副载波频率信号解调单元的主信号单元的种类、控制方法等并不限定于前述实施形态中说明过的内容。
作为本发明的总体见解，在解调副载波频率信号的副载波频率信号解调装置中，由于具备在为了检测相位误差求保护间隔期间和与其对应的有效符号期间的后部分的相关特性时，把相关特性检测期间分割为若干个细分期间，对于各个细分区间的第1相位分割误差值进行加权，把其运算值求作为第2相位误差值的装置，因此起到能够抑制由于经过多径传输路径延迟了的副载波频率信号相位相关检测期间中的相关性减弱的期间的影响，能够防止相位误差检测精度的恶化，能够使动作稳定的效果。
作为本发明的一个见解，由于构成为具备在把相关特性检测期间分割为若干个细分区间，对于各个细分区间的第1相位分割误差值进行加权时，根据各个第1相位误差值的振幅的比例运算加权系数的装置，因此是比较简单的电路结构，可以说起到能够抑制由于经过多径传输路径延迟了的副载波频率信号相关检测期间中的相关性减弱的期间的影响，能够防止相位误差检测精度的恶化，能够使动作稳定的效果。
作为本发明的另一个见解，由于构成为具备在把相关特性检测期间分割为若干个细分期间，对于各个细分期间中的第1相位分割误差值进行加权时，根据各个第1相位误差值的振幅的幂乘的比例运算加权系数的装置，因此能够进一步调整加权的比例，可以说起到能够进一步抑制由于经过多径传输路径延迟了的副载波频率信号相关检测期间中的相关性减弱的期间的影响，防止相位误差检测精度的恶化，使动作更稳定的效果。
作为本发明的另一个见解，由于构成为具备在把相关特性检测期间分割为若干个细分期间，对于各个细分期间的第1相位分割误差值进行加权，把其平均值求作为第2相位误差值的装置，因此是比较简单的电路结构，可以说能够起到抑制由于经过多径传输路径延迟了的副载波频率信号相关检测期间中的相关性减弱的期间的影响，能够防止相位误差检测精度的恶化，使动作稳定的效果。
作为本发明的另一个见解，由于构成为具备在把相关特性检测期间分割为若干个细分期间，对于各个细分期间的第1相位分割误差值进行加权，把其幂乘平均值求作为第2相位误差值的装置，因此能够进一步调幅加权的比例，可以说起到能够抑制由于经过多径传输路径延迟了的副载波频率信号相关检测期间中的相关性减弱的期间的影响，能够防止相位误差检测精度的恶化，能够使动作更稳定的效果。
作为本发明的另一个见解，由于构成反馈系统使得根据解调信号决定相位误差，因此可以说起到用解调信号可靠地修正相位误差的效果。
作为本发明的另一个见解，由于构成前馈系统使得根据副载波频率信号决定相位误差，因此是比较简单的电路结构，在即使存在经过多径延迟路径的延迟波的情况下，也能够抑制由于多径延迟信号相关性减弱的期间的影响，可以说起到能够抑制检测出的相位误差的精度恶化，能够稳定地检测相位误差，进而能够缩短收敛时间的效果。
作为本发明的另一个见解，由于构成前馈系统使得根据副载波频率信号决定相位误差，根据被延迟了的副载波频率信号获得解调信号，因此是比较简单的电路结构，在即使存在经过多径延迟路径的延迟波的情况下，也能够抑制由于多径延迟信号相关性减弱的期间的影响，可以说起到抑制检测出的相位误差的精度恶化，能够稳定地检测相位误差，进而，能够缩短收敛时间，对于检测出了实际相位误差的符号能够进行相位误差修正，能够以更高的精度使动作稳定的效果。
作为本发明的另一个见解，副载波频率信号是正交频分复用传输信号，可以说起到满足正交频分复用传输信号的解调中的严格的频率控制要求的效果。
作为本发明的另一个见解，由于副载波频率信号解调装置具备环路滤波器，因此可以说起到能够从相位误差信号去除高频噪声的效果。
权利要求
1．一种副载波频率信号解调装置，该副载波频率信号解调装置具有接收包含有由保护间隔分离了的有效符号期间的副载波信号，生成相位误差信号以及解调信号，根据前述相位误差信号进行频率控制的生成基准信号的振荡电路，通过使用前述基准信号生成解调信号的第1乘法器，其特征在具备于作为非延迟信号接收前述副载波频率信号的一个以及前述解调信号，使前述非延迟信号延迟副载波频率信号中的一个有效符号期间长度，输出作为延迟结果的延迟信号的延迟电路；检测前述副载波频率信号中的一个保护间隔期间部分的检测期间中的前述延迟信号与前述非延迟信号之间的相关特性，把前述检测期间分割为多个副检测期间，对应于前述副检测期间，发生基于前述相关特性的多个第1相位分割误差值的相位误差检测电路；接收前述第1相位分割误差值，运算对应的多个加权系数的加权系数电路；通过用对应的加权系数把前述第1相位分割误差值进行乘法运算发生多个第2相位分割误差值的第2乘法器；在上述多个第2相位分割误差值上实施运算使得得到前述相位误差信号的运算电路。
2．如权利要求1中所述的副载波频率信号解调装置，其特征在于前述加权系数电路根据前述相位误差值的振幅的比例运算前述加权系数。
3．如权利要求1中所述的副载波频率信号解调装置，其特征在于前述加权系数电路根据前述相位误差值的振幅的幂乘的比例运算前述加权系数。
4．如权利要求1中所述的副载波频率信号解调装置，其特征在于前述运算电路通过运算前述第2相位分割误差值的平均获得前述相位误差信号。
5．如权利要求1中所述的副载波频率信号解调装置，其特征在于前述运算电路通过运算前述第2相位分割误差值的幂乘的平均获得前述相位误差信号。
6．如权利要求1中所述的副载波频率信号解调装置，其特征在于前述副载波频率信号是正交频分复用传输信号。
7．如权利要求1中所述的副载波频率信号解调装置，其特征在于在前述运算电路与前述振荡电路之间连接着从前述相位误差信号去除高频噪声的环路滤波器。
8．如权利要求1～7的任一项中所述的副载波频率信号解调装置，其特征在于前述延迟电路和前述相位误差检测电路接收作为前述非延迟信号的前述解调信号，前述第1乘法器在前述解调信号上乘入前述基准信号。
9．如权利要求1～7的任一项中所述的副载波频率信号解调装置，其特征在于前述延迟电路和前述相位误差检测电路接收作为前述非延迟信号的前述副载波频率信号，前述第1乘法器在前述副载波频率信号上乘入前述基准信号。
10．如权利要求1～7的任一项中所述的副载波频率信号解制装置，其特征在于前述延迟电路和前述相位误差检测电路接收作为前述非延迟信号的前述副载波信号，前述第1乘法器在前述延时信号上乘入前述基准信号。
全文摘要
副载波频率信号解调装置通过有效符号期间的对应部分和相关的保护间隔检测相位误差。其各个相位误差检测期间分割为副检测期间,在其中得到个别的相位分割误差值,各个相位误差值进行加权。被加权了的各个相位误差值再次进行结合使得可以得到最终的相位误差信号。即使在多径的通道中接收了相位误差信号的情况下,通过前述的分割以及加权,能够恒定而且正确地检测相位误差。
文档编号H04J11/00GK1311575SQ00134430
公开日2001年9月5日 申请日期2000年11月30日 优先权日2000年2月28日
发明者藤原卓, 井户纯 申请人:三菱电机株式会社