专利名称：准相干检波方式的载波恢复电路以及解调电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字无线通信系统中的准相干检波方式的载波恢复电路以及解调电路。本申请要求基于2009年11月5日申请的日本专利申请特愿2009-2M164号的优先权，其全部内容以引用方式合并于此。
背景技术：
以往，开发了在数字无线通信系统中提高频带的利用效率来使数据通信高速化的各种方法。例如，已知有通过如正交调幅(QAM Quadrature Amplitude Modulation)或者相移键控调制(PSK=Phase Shift Keying)那样将相位信息用于数据识别的调制方式来将数字调制解调多值化的方法。在将相位信息用于数据识别的调制方式中，在发送装置和接收装置中产生的相位误差(相位噪声)成为使误码率(BER:Bit Error Rate)恶化的原因。 在使用该调制方式的接收装置中，试图通过进行相位误差补偿(相位噪声补偿)来实现误码率的改善。图16是示出应用于数字无线通信系统的接收装置的解调电路9的构成的框图。解调电路9包括基准振荡器1001、正交检波器1002、A/D转换器1003、以及载波恢复电路91。载波恢复电路91包括相位旋转器1004、相位误差检测器1005、环路滤波器1008、以及数控振荡器1009。载波恢复电路91形成相当于锁相环(PLL =Phase Locked Loop)的载波恢复环路。基准振荡器1001输出具有固定频率的基准信号。正交检波器1002使用从基准振荡器1001输出的基准信号对IF输入信号r91 (IF为中频，Intermediate Frequency)进行正交检波，从而生成同相信道(Ichdn-phase Channel)的基带信号和正交相位信道(Qch， Quadrature-phase Channel)的基带信号。正交检波器1002向A/D转换器1003输出这些基带信号。正交检波器1002输出的基带信号中包含由中频(IF)与基准振荡器1001的固定频率之间的相位差引起的相位误差。A/D转换器1003将从正交检波器1002输出的基带信号进行模/数转换后输出至相位旋转器1004。相位旋转器1004通过对从A/D转换器1003输出的数字基带信号进行相位旋转来进行相位误差补偿，输出同相信道(Ich)以及正交相位信道(Qch)的输出信号r92。相位误差检测器1005检测Ich/Qch输出信号r92中残留的相位误差，并输出示出与检测到的相位误差相当的电压值的相位误差信号。环路滤波器1008去除包含在相位误差信号中的不需要的高频分量。数控振荡器1009生成具有与通过了环路滤波器1008的相位误差信号所示出的相位相反的相位的正弦波信号以及余弦波信号，并将它们输出至相位旋转器1004。相位旋转器1004基于从数控振荡器1009输出的正弦波信号以及余弦波信号进行基带信号的相位误差补偿。在相位旋转器1004的相位误差补偿中，环路滤波器1008去除包含在从相位误差检测器1005输出的相位误差信号中的不需要的高频分量，因此能够抑制数控振荡器1009的正弦波信号以及余弦波信号的短期波动。即，通过PLL环，载波恢复电路91的动作变得稳定。在此，根据包含在正交检波器1002所输出的基带信号中的相位误差的大小和调制方式，环路滤波器1008的最佳带宽不同。因此，优选根据相位误差的大小和调制方式来调节环路滤波器1008的带宽。已知有各种调节环路滤波器1008的带宽的方法。例如，专利文献1公开了数字卫星广播接收器，其中，纠错电路测定误码率，控制电路基于误码率是否大于预先确定的阈值来设定环路滤波器的系数。专利文献2公开了 QAM载波恢复电路，其中，估计相位噪声以及加法性噪声，用户基于该估计结果来优化载波的环路带宽。专利文献3公开了载波恢复装置，其中，基于QAM调制或PSK调制的信号点配置(Constellation Bitmap 星座图)中的信号点(Constellation Points 星座点)的坐标和解调信号的坐标来计算相位误差。专利文献4公开了载波恢复电路，其中，将QAM调制的信号点配置中的各信号点的周边区域分割成四份，来判定载波恢复的相位滞后或者相位超前。在先技术文献专利文献专利文献1 日本专利文献特开2000-101666号公报；专利文献2 日本专利文献特表2003-531523号公报；专利文献3 日本专利文献特开2006-U9536号公报；专利文献4 日本专利文献特开平03-34746号公报。
发明内容
发明要解决的问题在以往的接收装置中，不论相位误差的大小和调制方式如何，都在环路滤波器 1008中设定与设想的相位误差范围中最大的相位误差相对应地确定的环路带宽。即使对相位误差小(即，相位误差特性好)的接收装置的环路滤波器1008，也设定根据设想的相位误差范围中最大的相位误差而确定的环路带宽，因此无法充分反映与小的相位误差相适应的误码率特性。在专利文献1中，基于误码率来设定环路带宽，但根据相位误差小的收发装置之间的传播路径状况，有时误码率也会发生恶化，因此也有可能无法设定适当的环路带宽。专利文献2中，由用户进行环路带宽的优化，因此并不自动地设定环路带宽。另外，专利文献 2没有具体公开由用户进行的环路带宽的优化方法。用于解决问题的方法本发明正是鉴于上述问题而完成的，用于提供具有优异的误码率特性的准相干检波方式的载波恢复电路以及解调电路。本发明涉及一种适用于准相干检波方式的解调电路的载波恢复电路。该载波恢复电路包括相位旋转器，该相位旋转器将从接收信号检测到的基带信号进行相位旋转；相位误差检测器，该相位误差检测器检测包含在经相位旋转的基带信号中的相位误差；振幅误差检测器，该振幅误差检测器检测包含在经相位旋转的基带信号中的振幅误差；环路滤波器，该环路滤波器从相位误差中去除谐波分量；环路滤波器控制部，该环路滤波器控制部基于相位误差与振幅误差来控制环路滤波器的带宽；以及相位旋转控制部(或者，数控振荡器)，该相位旋转控制部(或者，数控振荡器)基于去除了谐波分量的相位误差来控制相位旋转器。当相位误差与振幅误差的差分值大于预先设定的阈值时，上述环路滤波器控制部扩展所述环路滤波器的带宽，当判断为若缩小环路滤波器的带宽则振幅误差就减小时，上述环路滤波器控制部缩小环路滤波器的带宽。另外，当振幅误差与过去的振幅误差的最小值之间的差分值大于预先设定的阈值时，上述环路滤波器控制部判断为若缩小所述环路滤波器的带宽则振幅误差就减小。上述载波恢复电路还包括第二相位旋转器，该第二相位旋转器将从接收信号检测到的基带信号进行相位旋转；第二相位误差检测器，该第二相位误差检测器检测包含在通过第二相位旋转器进行了相位旋转的基带信号中的相位误差；第二振幅误差检测器，该第二振幅误差检测器检测包含在通过第二相位旋转器进行了相位旋转的基带信号中的振幅误差；第二环路滤波器，该第二环路滤波器去除由第二相位误差检测器检测到的相位误差的谐波分量；以及第二相位旋转控制部，该第二相位旋转控制部基于通过第二环路滤波器去除了谐波分量的相位误差来控制第二相位旋转器。在此，环路滤波器控制部对环路滤波器和第二环路滤波器设定不同的带宽，并且，当相位误差检测器的相位误差与振幅误差检测器的振幅误差的差分值大于预先设定的阈值时，扩展环路滤波器和第二环路滤波器两者的带宽。此外，当振幅误差检测器的振幅误差与第二振幅误差检测器的振幅误差的差分值大于预先设定的阈值时，判断为若缩小环路滤波器的带宽则振幅误差就减小，从而缩小环路滤波器和第二环路滤波器两者的带宽。本发明涉及的解调电路包括基准振荡器，该基准振荡器自行振荡从而产生具有基准频率的基准信号；正交检波器，该正交检波器以基准信号对中频接收信号进行检波，从而生成相位彼此正交的基带信号；A/D转换器，该A/D转换器对基带信号进行A/D转换；以及载波恢复电路。载波恢复电路具有上述的构成和功能。本发明涉及的载波恢复方法包括将通过从接收信号检测到的基带信号进行相位旋转的相位旋转处理；检测包含在经相位旋转的基带信号中的相位误差的相位误差检测处理；检测包含在经相位旋转的基带信号中的振幅误差的振幅误差检测处理；以及基于相位误差和振幅误差来控制环路滤波器的带宽的环路滤波器控制处理。在此，基于通过环路滤波器去除了谐波分量的相位误差来控制相位旋转。发明效果根据本发明，能够在数字无线通信系统中提高接收装置的误码率(BER)特性。另外，因为能够追随C/N比的变化进行载波恢复，所以能够实现高质量的解调处理。
图1是示出本发明实施例1涉及的解调电路的构成的框图；图2是示出作为解调电路的构成元素的相位误差检测器的构成的框图；图3是示出作为解调电路的构成元素的振幅误差检测器的构成的框图；图4是示出作为解调电路的构成元素的环路滤波器控制部的构成的框图；图5是示出16QAM的信号点配置的第一象限的图，并且在I-Q平面上示出了包含相位误差的信号；
图6是示出16QAM的信号点配置的第一象限的图，并且在I-Q平面上示出了包含加法性误差的信号；图7是示出16QAM的信号点配置的第一象限的图，并且在I-Q平面上示出了包含纯相位误差和加法性误差的信号；图8是示出16QAM的信号点配置的第一象限的图，并且示出了在只包含加法性噪声的Ich/Qch输出信号的信号点的周边区域的全部四个象限中包含噪声分量的情况；图9是示出16QAM的信号点配置的第一象限的图，并且示出了在只包含纯相位误差的Ich/Qch输出信号的信号点的周边区域的两个象限中包含噪声分量的情况；图10是示出作为解调电路的构成元素的环路滤波器的带宽与BER、C/N比之间的关系的图；图11是示出解调电路的解调处理的流程图；图12是示出计算相位误差指数以及振幅误差指数的环路控制电路的构成的框图；图13是示出本发明实施例2涉及的解调电路的构成的框图；图14是示出作为解调电路的构成元素的环路滤波器控制部的构成的框图；图15是示出解调电路的解调处理的流程图；图16是示出以往的解调电路的构成的框图。
具体实施例方式参考实施例和附图对本发明进行说明。本发明涉及将相位信息用于数据识别的 QAM调制和PSK调制等调制方式。各实施例涉及对中频输入信号(IF输入信号)进行准相干检波来生成同相信道(Ich)基带信号以及正交相位信道(Qch)基带信号的解调电路，其通过具有环路滤波器的载波恢复电路从基带信号中去除相位误差以及振幅误差。各实施例应用了 16QAM调制，但也可以应用可通过相位信息进行数据识别的其他调制方式。在准相干检波方式中，解调电路使用自己生成的固定频率的频率信号进行检波来去除相位误差， 不需要生成与载波完全同步的信号，因此被广泛采用。在实施例1中，以接收信号的载波噪声比(C/N =Carrier To Noise Ratio)为固定值为前提，另一方面，实施例2应对可变的C/ N值。实施例1图1是示出本发明实施例1涉及的解调电路1的构成的框图。解调电路1包括基准振荡器101、正交检波器102、A/D转换器103、以及载波恢复电路51。载波恢复电路51包括相位旋转器104、相位误差检测器105、振幅误差检测器106、环路滤波器控制部107、环路滤波器108、以及数控振荡器(或者，相位旋转控制部)109。载波恢复电路51形成相当于 PLL环的载波恢复环路。基准振荡器101以接近调制器的振荡频率的基准振荡频率(即，固定频率)自行振荡，生成具有基准振荡频率的频率信号，并将该频率信号输出给正交检波器102。正交检波器102使用基准振荡器101的频率信号对中频输入信号(IF输入信号)进行正交检波， 生成相位相互正交的同相信道(Ich)基带信号和正交相位信道(Qch)基带信号。基准振荡器101的基准振荡频率与调制器的振荡频率稍稍不同，因此在Ich基带信号以及Qch基带信号中包含与基准振荡频率与中频(IF)的差频相当的相位旋转(或者，相位误差)。正交检波器102向A/D转换器103输出Ich基带信号以及Qch基带信号。A/D转换器103对Ich基带信号和Qch基带信号进行模/数转换后并将转换的结果输出至载波恢复电路51的相位旋转器104。解调电路1的解调处理通过载波恢复电路 51中的数字信号处理来进行。相位旋转器104通过基于从数控振荡器109输出的正弦波信号以及余弦波信号的相位旋转对数字形式的Ich基带信号以及Qch基带信号进行相位误差补偿，生成(作为相位误差补偿后的基带信号的)Ich输出信号以及Qch输出信号(以下，称作输出信号rl2)。 通过相位旋转器104生成的输出信号rl2被输出至外部电路(未图示)，并且被输出至相位误差检测器105以及振幅误差检测器106。相位误差检测器105对包含在相位旋转器104的输出信号rl2中的相位误差进行检测。相位误差检测器105向环路滤波器控制部107以及环路滤波器108输出相位误差信号，该相位误差信号以电压值示出检测到的相位误差。振幅误差检测器106对包含在相位旋转器104的输出信号rl2中的振幅误差进行检测。振幅误差检测器106向环路滤波器控制部107输出振幅误差信号，该振幅误差信号以电压值示出检测到的振幅误差。环路滤波器108从相位误差检测器105输出的相位误差信号中去除不需要的谐波分量后输出至数控振荡器109。数控振荡器109具有电压控制振荡器(VCO=Voltage Controlled Oscillator)，基于通过环路滤波器108去除了不需要的谐波分量的相位误差信号来生成相位相反的正弦波信号以及余弦波信号(以下，称作相位旋转控制信号)。数控振荡器109通过相位旋转控制信号控制相位旋转器104的相位旋转。环路滤波器控制部 107基于相位误差检测器105的相位误差信号和振幅误差检测器106的振幅误差信号来控制环路滤波器108的带宽。图2是示出相位误差检测器105的构成的框图。相位误差检测器105包括符号估计部551和相位比较部552。符号估计部551从在收发装置之间使用的调制方式的信号点配置(Constellation Bitmap)中选择相当于输出信号rl2的信号点，并将其坐标输出至相位比较部552。相位比较部552对符号估计部551选择的信号点的坐标和IF输入信号rll 的坐标进行比较，算出IF输入信号rll的相位误差并相位误差信号rl71。图3是示出振幅误差检测器106的构成的框图。振幅误差检测器106包括符号估计部561和振幅比较部562。符号估计部561与图2的符号估计部551相同，从在收发装置之间使用的调制方式的信号点配置选择相当于输出信号rl2的信号点，并将其坐标输出至振幅比较部562。振幅比较部562比较符号估计部561选择的信号点的坐标与IF输入信号 rll的坐标，算出IF输入信号rll的振幅误差并输出振幅误差信号rl72。图4是示出环路滤波器控制部107的构成的框图。环路滤波器控制部107包括最小值保持部573、减法器571和574、扩展判定部572、缩小判定部575、带宽计数器576、以及环路滤波器系数运算部577。最小值保持部573存储从振幅误差检测器106输出的振幅误差信号rl72的最小值。另外，最小值保持部573能够将振幅误差信号rl72的最小值随时进行减法运算地输出给574。减法器571从相位误差信号rl71减去振幅误差信号rl72，并将两者的差分rl77输出至带宽扩展判定部572。减法器574从振幅误差信号rl72减去振幅误差信号rl72的最小值，并将两者的差分rl79输出至带宽缩小判定部575。
带宽扩展判定部572通过对从减法器571输出的差分rl77和预先存储的阈值 Π76进行比较，判定是否扩展环路滤波器108的带宽。当判定为扩展环路滤波器108的带宽时，带宽扩展判定部572将表示扩展环路滤波器108的带宽的信号(带宽扩展信号)输出至带宽计数器576。带宽缩小判定部575通过对从减法器574输出的差分rl79与预先存储的阈值 Π78进行比较，判定是否缩小环路滤波器108的带宽。当判定为缩小环路滤波器108的带宽时，带宽缩小判定部575将表示缩小环路滤波器108的带宽的信号(带宽缩小信号)输出至带宽计数器576。带宽计数器576响应带宽扩展信号或带宽缩小信号而输出环路滤波器108的带宽的计数值。环路滤波器系数运算部577基于带宽计数器576的计数值来生成定义环路滤波器108的带宽的环路滤波器系数并输出该环路滤波器系数。接下来，对相位误差(相位噪声)、加法性误差(加法性噪声)、以及振幅误差(振幅噪声)进行详细说明。图5是在I-Q平面(横轴为Ich、纵轴为Qch的坐标平面)上示出了包含相位误差的信号的图。在此，在示出了 16QAM的信号点配置的第一象限。Pl P4是16QAM的信号点，Ph以及P2b示出了与信号点P2中包含的相位误差相当的信号。信号点Ph的相位比信号点P2的相位超前了角度α，信号点P2b相位比信号点P2的相位滞后了角度β。艮口， 相位误差被认为是信号点相对于原始信号在位置上的角度的偏移，当载波频率和振荡频率在调制侧和/或解调侧发生了偏移时产生相位误差。在解调电路1中，当IF输入信号rll 和基准振荡器101的基准频率发生了偏移时，产生相位误差。另外，加法性误差中也包含相位误差。在以下的说明中，将由于载波频率和振荡频率的偏移产生的相位误差作为“纯相位误差”，纯相位误差不伴有振幅误差。图6是在I-Q平面上示出了包含加法性误差的信号的图。与图5相同，图6示出了 16QAM的信号点配置的第一象限。在此，Pl P4是16QAM的信号点，P2c示出了信号点 P2中包含的加法性误差。加法性误差是热噪声等非定向的误差，包含相位误差与振幅误差这二者。图7是在I-Q平面上示出了包含纯相位误差和加法性误差的信号的图。与图5相同，图7示出了 16QAM的信号点配置的第一象限。在此，Pl P4是16QAM的信号点，P2d示出了信号点P2中包含的相位误差和加法性误差。由于纯相位误差，信号点P2d的相位比信号点P2的相位超前了角度α，并且，由于加法性误差，信号点P2d的相位/振幅发生了偏移。在如此信号点由于纯相位误差和加法性误差而发生了偏移的情况下，振幅偏移由加法性误差产生，相位偏移由纯相位误差和加法性误差这二者产生。另外，在纯相位误差被去除从而只残留加法性误差的情况下，如图6所示，相位偏移和振幅偏移具有相同的大小。为了去除相位误差，需要扩展环路滤波器108的带宽，但另一方面，如果扩展环路滤波器108的带宽，在相位误差检测器105中产生的噪声就会混入从而C/N比劣化。加法性噪声在相位误差检测器105中产生，为了将其去除，需要缩小环路滤波器108的带宽以使振幅误差达到最小。这样，通过扩展/缩小环路滤波器108的带宽来进行优化。图8是将各信号点周边的区域再分割至四象限的图，示出了关于只混入了加法性噪声的Ich/Qch输出信号rl2，噪声分量混入各信号点的全部象限的情况。g卩，当将各信号点作为原点来设定与I-Q平面平行的局部坐标并统计地进行观察时，关于只包含加法性噪声的Ich/Qch输出信号rl2，如图8所示，观察到噪声分量以相同的比例被包含在所有象限中。在此，噪声分量是作为基准的信号点与Ich/Qch输出信号rl2在I-Q平面上的距离。图9是将各信号点周边的区域再分割至四象限的图，示出了关于只包含纯相位误差的Ich/Qch输出信号rl2，噪声分量混入了各信号点的周围的四个象限内的两个象限的情况。即，关于只包含纯相位误差的Ich/Qch输出信号rl2，在各信号点的周边区域，噪声分量在第二象限和第四象限产生。因此，关于包含纯相位误差的Ich/Qch输出信号rl2和包含纯相位误差以及加法性误差的Ich/Qch输出信号rl2，在各信号点的周边区域，第二象限和第四象限中的噪声分量变大。换而言之，关于Ich/Qch输出信号rl2，通过比较各信号点的周边区域的各象限内的噪声分量，能够判别在Ich/Qch输出信号rl2中是只包含纯相位误差，还是包含纯相位误差与加法性误差两者。考虑上述的分析结果，振幅误差检测器105 将各信号点的周边区域的第一象限和第三象限的信号分量与I-Q平面的原点之间的距离检测为振幅误差。图10是示出了环路滤波器108的带宽与误码率(BER)、C/N比之间的关系的图。本实施例涉及的环路滤波器108中的带宽、BER以及C/N比的关系与以往的环路滤波器相同。如图10所示，在环路滤波器108的带宽窄的情况下，响应速度变慢，载波恢复环路不能够充分追随相位变化，因此C/N比劣化。例如，当基准振荡器101的基准频率由于温度变化而变化从而PLL解锁时，如果环路滤波器108的带宽窄则其输出电压的变化变慢，需要长时间才能再次变为PLL锁定状态。另一方面，在环路滤波器108的带宽宽的情况下，无法去除相位误差检测器105输出的相位误差信号中包含的不需要的谐波分量，因此C/N比劣化。即，无论环路滤波器108的带宽过窄还是过宽，C/N比都会劣化。通常，在环路滤波器的带宽宽时载波的追随性能好，因此优选在C/N比不劣化的范围内调节带宽。此外，C/N比与加法性噪声相关，因此除了相位误差之外还产生振幅误差。因此，能够基于振幅误差来判定C/N比是否发生了劣化。接下来，参考图11所示的流程图对解调电路1的解调处理进行说明。在步骤Sll中，基准振荡器101以基准频率自行振荡来产生基准信号并将其输出至正交检波器102。在步骤S12中，正交检波器102利用基准信号对输入至解调电路1的IF输入信号 rll进行检波，从而生成相位彼此正交的Ich基带信号与Qch基带信号，并将它们输出至A/ D转换器103。在步骤S13中，A/D转换器103对从正交检波器102输出的Ich基带信号和Qch基带信号进行A/D转换，并将它们输出至相位旋转器104。在步骤S14中，相位旋转器104通过将经A/D转换的Ich基带信号和Qch基带信号进行相位旋转来进行相位误差校正。相位旋转器104将经相位误差校正的Ich/Qch基带信号作为Ich/Qch输出信号rl2输出至外部电路，并且输出至相位误差检测器105以及振幅误差检测器106。在步骤S15中，相位误差检测器105检测残存于从相位旋转器104输出的Ich/Qch 输出信号rl2中的相位误差。具体地说，相位误差检测器105的符号估计部551计算I-Q 平面上的Ich/Qch输出信号rl2的坐标与各信号点的坐标的最小平方误差，选择最小平方误差最小的信号点。符号估计部551将所选的信号点在I-Q平面上的坐标输出至相位比较部 552。相位比较部552从Ich/Qch输出信号rl2的坐标减去符号估计部551所选的信号点的坐标来生成噪声矢量。在噪声矢量的Ich分量为正且Qch分量为负的情况(即，图9 的第四象限的情况)、以及Ich分量为负且Qch分量为正的情况(即，图9的第二象限的情况)下，相位比较部552计算噪声矢量的长度(S卩，所选的信号点与Ich/Qch输出信号的距离)作为相位误差并将其输出至环路滤波器控制部107。另外，相位比较部552通过噪声矢量的长度除以振幅的大小来近似地计算相位误差的角度并将其输出至环路滤波器108。在此，在相位超前的情况(即，图9的第二象限的情况)下算出正的角度，在相位滞后的情况 (即，图9的第四象限的情况)下算出负的角度。另一方面，在噪声矢量的Ich分量与Qch分量两者都为正(即，图9的第一象限的情况)、以及噪声矢量的Ich分量与Qch分量两者都为负的情况(即，图9的第三象限的情况)下，相位比较部552不输出相位误差信号rl71。在步骤S15中，振幅误差检测器106检测相位旋转器104的Ich/Qch输出信号rl2 中包含的振幅误差。具体地说，与相位误差检测器105的符号估计部551同样地，振幅误差检测器106的符号估计部561选择信号点并将其坐标输出至振幅比较部562。振幅比较部562从Ich/Qch输出信号rl2的坐标减去符号估计部561所选的信号点的坐标来生成噪声矢量。在噪声矢量的Ich分量与Qch分量两者都为正的情况(即，图9的第一象限的情况)、以及噪声矢量的Ich分量与Qch分量两者都为负的情况(即，图9的第三象限的情况)下，振幅比较部562计算噪声矢量的长度作为振幅误差，并将其输出至环路滤波器控制部107。另一方面，在噪声矢量的Ich分量为正且Qch分量为负的情况(即，图9的第四象限的情况)、以及噪声矢量的Ich分量为负且Qch分量为正的情况(即，图9的第二象限的情况)下，振幅比较部562不输出振幅误差信号rl72。在步骤S16中，环路滤波器控制部107基于相位误差信号rl71与振幅误差信号 rl72来生成表示环路滤波器108的带宽的环路滤波器系数，并由此控制环路滤波器108的带宽。在环路滤波器控制部107中，减法器571从相位误差信号rl71减去振幅误差信号 Π72来算出二者的差分rl77并将该差分rl77输出至带宽扩展判定部572。当差分rl77 大于预先设定的阈值rl76时，带宽扩展判定部572向带宽计数器576输出表示扩展环路滤波器108的带宽的带宽扩展信号。另一方面，当差分rl77小于等于阈值rl76时，带宽扩展判定部572不输出带宽扩展信号。在环路滤波器控制部107中，最小值保持部573存储振幅误差信号rl72所表示的振幅误差的最小值。具体地说，最小值保持部573对振幅误差信号rl72与预先存储的最小值进行比较，当振幅误差信号rl72小于预先存储的最小值时，将预先存储的最小值作为振幅误差信号rl72的最小值。最小值保持部573将最小值随时输出至减法器574。减法器 574将从振幅误差信号rl72减去最小值而获得的差分rl79输出至带宽缩小判定部575。带宽缩小判定部575比较差分rl79与预先设定的阈值rl78。当差分rl79大于阈值rl78时， 通过缩小环路滤波器108的带宽，可期待使振幅误差最小化(即，在图10中提高C/N比)。 因此，考虑当缩小环路滤波器108的带宽时振幅误差减小，带宽缩小判定部575向带宽计数器576输出带宽缩小信号。另一方面，当差分rl79小于等于阈值rl78时，带宽缩小判定部 575不输出带宽缩小信号。
带宽计数器576在内部存储有表示环路滤波器108的带宽的计数值，并基于带宽扩展信号或带宽缩小信号来改变计数值，从而改变环路滤波器108的带宽。具体地说，响应从带宽扩展判定部572输出的带宽扩展信号，带宽计数器576的计数值增加。另外，响应从带宽缩小判定部575输出的带宽缩小信号，带宽计数器576的计数值减小。带宽计数器576 将增减后的计数值输出至环路滤波器系数运算部577。当同时输入了带宽扩展信号和带宽缩小信号两者时，带宽计数器576执行基于预定优先顺序的处理，从而避免由于计数值的增加/减少指示相冲突导致的陷入死锁状态的情况。也可以先执行带宽扩展处理和带宽缩小处理中的任一者。环路滤波器系数运算部577基于带宽计数器576的计数值来决定环路滤波器108 的环路滤波器系数。例如，环路滤波器系数运算部577预先存储有将计数值转换为环路滤波器系数的函数，并基于该函数计算环路滤波器系数。或者，环路滤波器系数运算部577也可以预先存储查找表，并参考该查找表决定环路滤波器系数。环路滤波器系数运算部577 将环路滤波器系数输出至环路滤波器108。由于图2的相位误差检测器105和图3的振幅误差检测器106中的某一者向环路滤波器控制部107输出相位误差信号rl71或振幅误差信号rl72，因此减法器571无法适当地计算两者的差分rl77。因此，环路滤波器控制部107预先存储过去输入的相位误差信号rl71的平均值与过去输入的振幅误差信号rl72的平均值。由此，减法器571能够计算相位误差信号rl71与振幅误差信号rl72的差分rl77。或者，环路滤波器控制部107也可以预先存储上次输入的相位误差信号rl71和上次输入的振幅误差信号rl72，在相位误差信号rl71和振幅误差信号rl72中的任一者没有被输入时，使用上次输入的相位误差信号 rl71或振幅误差信号rl72。在步骤S17中，在环路滤波器108中设定与环路滤波器控制部107的环路滤波器系数对应的带宽，由此从相位误差信号去除不需要的高频分量。环路滤波器108将去除了不需要的高频分量的相位误差信号输出至数控振荡器109。在步骤S18中，数控振荡器109基于从环路滤波器108输出的相位误差信号来生成相位相反的正弦波信号和余弦波信号并将它们输出至相位旋转器104。相位旋转器104 基于相位相反的正弦波信号和余弦波信号进行相位旋转(参考步骤S14)。解调电路1对 IF输入信号连续执行上述解调处理。相位误差检测器105和振幅误差检测器106也可以利用上述以外的方法计算相位误差指数和振幅误差指数。图12是示出计算相位误差指数以及振幅误差指数的环路控制电路的构成的框图。环路控制电路包括乘法器801、减法器802、以及控制系数计算部803，用于将输入信号 X与控制系数C相乘而输出与参考信号R —致的输出信号Y。具体地说，乘法器801将输入信号X与控制系数C相乘而生成输出信号Y，并将其输出至减法器802和外部电路(未图示)。减法器802从输出信号Y减去参考信号R来生成误差信号E并将其输出至控制系数计算部803。控制系数计算部803基于从减法器802 输出的误差信号E来计算控制系数C并将其输出至乘法器801。在此，误差信号E由方程式 1表达。(方程式1)
E = Y-R = CX-R如果针对控制系数C解方程式1来计算相位控制信息以及振幅控制信息，则能够将该相位控制信息以及振幅控制信息用作相位误差信号rl71以及振幅误差信号rl72。控制系数C通过复误差函数E的微分利用方程式2来算出。(方程式2)I E 12 = E · E*+ y—￡+j-^-EXE' } dC 、dCr J dC, J、3Cr J SCi=Ε·{Χ'+ j(- j)-X')+(X + fx)· E'= E- (x' +X')=2E- X'.·. Ct+1 = Ct- α · E · X*在此，Ε*表示E的共轭复数，Cr, Ci表示函数C的实数项、虚数项，t表示时刻，j表示虚数单位。另外，α表示常数项。根据方程式2，C由方程式3表达。(方程式3)C = I (Cw-Ci) dtC = / E · X*dt另一方面，虚数C能够如方程式4所示那样由极坐标表达。(方程式4)C = r · exp (j θ ) = r · coS θ +jr · sin θ在此，如果θ充分小(即，输出信号Y与参考信号R的相位差小)，则r可由方程式5表达。(方程式5)而且，如果r大致为“1”(8卩，输出信号Y与参考信号R的振幅差小)，则θ可以由方程式6表达。(方程式6)
_ h Jlm(W)/,控制系数C的振幅分量r能够利用方程式5求得，相位分量θ能够利用方程式6 求得。在此，如果假设R = Χ(即，输入信号X中包含的噪声小)，并假设R = Di+jDq(Di是参考信号R的实数部，Dq是虚数部)、E = Ei+jEq(Ei是误差信号E的实数部，Eq是虚数部)，则相位控制信息θ可以由方程式7表达。(方程式7)r = Di · Ei-Dq · Eq另外，振幅控制信息r可以由方程式8表达。(方程式8)r = Di · Ei-Dq · Eq因此，相位误差检测器105根据方程式7计算相位控制信息θ并将其作为相位误差指数。另外，振幅误差检测器106根据方程式8计算振幅控制信息r并将其作为振幅误差指数。如果使用上述的环路控制电路以及计算方法，能够同时生成相位误差信号rl71和振幅误差信号rl72并将它们输出至环路滤波器108，因此环路滤波器控制部107不需要计算并存储相位误差信号rl71和振幅控制信号rl72的平均值。在载波恢复电路51中，环路滤波器控制部107基于相位误差信号rl71以及振幅误差信号rl72来控制环路滤波器108的带宽，因此能够优化该带宽来提高误码率(BER)特性。作为估计相位误差及振幅误差的公知方法，已知有在QAM调制中使用与最大振幅的信号点相关联的输入信号与该信号点的最小平方误差、以及与最小振幅的信号点相关联的输入信号与该信号点的最小平方误差的方法。在该公知方法中，由于只使用与最大振幅的信号点或最小振幅的信号点相关联的输入信号，因此在多值数多的调制方式中不使用的输入信号的数量增加而样本数减少，因此并不实用。另外，由于以最大振幅的信号点和最小振幅的信号点的存在为前提，因此无法适用于振幅不发生变化的PSK调制方式的解调电路。相对于此，在本实施例中由相位误差检测器105执行的相位误差检测和由振幅误差检测器106执行的振幅误差检测中，将全部输入信号用作样本，因此也能够适用于多值数多的调制方式。另外，本实施例不以最大振幅的信号点和最小振幅的信号点的存在为前提，因此也能够适用于PSK调制方式的解调电路。此外，解调电路1中包括的正交检波器 102、A/D转换器103、环路滤波器108、以及数控振荡器109是公知的构成元素，因此省略其详细说明。实施例2图13是示出了本发明实施例2涉及的解调电路2的构成的框图。在此，对与图1 所示的解调电路1相同的构成元素标注相同的符号。解调电路2也应对接收信号的C/N比发生变化的情况。解调电路2包括基准振荡器101、正交检波器102、A/D转换器103、以及载波恢复电路52。载波恢复电路52包括相位旋转器104、相位误差检测器105、振幅检测器106、环路滤波器108、以及数控振荡器109。除此之外，载波恢复电路52还包括第二相位旋转器 104-2、第二相位误差检测器105-2、第二振幅误差检测器106-2、第二环路滤波器108-2、第二数控振荡器109-2、以及环路滤波器控制部207。相位旋转器104、相位误差检测器105、振幅误差检测器106、环路滤波器108、数控振荡器109、以及环路滤波器控制部207构成第一载波恢复环路，相位旋转器104-2、相位误差检测器105-2、振幅误差检测器106-2、环路滤波器108-2、数控振荡器109-2、以及环路滤波器控制部207构成第二载波恢复环路。实施例2的解调电路2与实施例1的解调电路1 不同点在于其包括多个载波恢复环路，并且各载波恢复环路分别同时对个别环路滤波器 108、108-2执行载波恢复处理。解调电路2的多个载波恢复环路输入相同的基带信号进行动作，因此基带信号中包含的C/N比也相同，但通过使用不同的环路滤波器系数，两者的特性产生差异。图14是示出了环路滤波器控制部207的构成的框图。在此，对与图4示出的环路滤波器控制部107相同的构成元素标注相同的符号。环路滤波器控制部207除了减法器571、带宽扩展判定部572、带宽缩小判定部575、以及带宽计数器576之外，还包括减法器 674以及环路滤波器系数运算部677。减法器571从由相位误差检测器105输出的相位误差信号r271减去由振幅误差检测器106输出的振幅误差信号r272并将差分r277输出至带宽扩展判定部572。减法器674从由振幅误差检测器106-2输出的振幅误差信号r273减去由振幅误差检测器106输出的振幅误差信号r272并将差分r279输出至带宽缩小判定部 575。带宽计数器576基于带宽扩展判定部572的带宽扩展信号和带宽缩小判定部575的带宽缩小信号来增减计数值。环路滤波器系数运算部677基于带宽计数器576的计数值计算表示环路滤波器108的带宽的第一环路滤波器系数和表示环路滤波器108-2的带宽的第二环路滤波器系数。接下来，参考图15所示的流程图对解调电路2的解调处理进行详细说明。解调电路2包括第一及第二载波恢复环路，并对环路滤波器108以及108-2设定不同的带宽。并且，判定在各环路滤波器的带宽发生了改变时BER是否提高。图15的步骤S31及S32与图11的步骤Sll及S12相同。在步骤S33中，A/D转换器103对从正交检波器102输出的Ich/Qch基带信号进行A/D转换，并将数字形式的Ich/ Qch基带信号输出至相位旋转器104及104-2。在步骤S34中，相位旋转器104通过将数字形式的Ich/Qch基带信号进行相位旋转来进行相位误差校正。相位旋转器104将经相位误差校正的Ich/Qch基带信号作为Ich/ Qch输出信号r22输出至外部电路，并且输出至相位误差检测器105以及振幅误差检测器 106。另外，相位旋转器104-2通过将数字形式的Ich/Qch基带信号进行相位旋转来进行相位误差校正。相位旋转器104-2将经相位误差校正的Ich/Qch基带信号输出至相位误差检测器105-2以及振幅误差检测器106-2。在步骤S35中，与步骤S15同样地，相位误差检测器105检测残存于从相位旋转器104输出的Ich/Qch基带信号中的相位误差，并将相位误差信号r271输出至环路滤波器 108和环路滤波器控制部207。另外，相位误差检测器105-2检测残存于从相位旋转器104-2 输出的Ich/Qch基带信号中的相位误差，并将相位误差信号输出至环路滤波器108-2。另外，振幅误差检测器106检测残存于从相位旋转器104输出的Ich/Qch基带信号中的振幅误差，并将振幅误差信号r272输出至环路滤波器控制部207。另外，振幅误差检测器106-2检测残存于从相位旋转器104-2输出的Ich/Qch基带信号中的振幅误差，并将振幅误差信号r273输出至环路滤波器控制部207。在步骤S36中，环路滤波器控制部207基于相位误差检测器105的相位误差信号 r271、振幅误差检测器106的振幅误差信号r272、振幅误差检测器106-2的振幅误差信号 r273来控制环路滤波器108及108-2的带宽。在环路滤波器控制部207中，减法器571从相位误差信号r271减去振幅误差信号 r272并将差分r277输出至带宽扩展判定部572。当差分r277大于预先设定的阈值r276 时，带宽扩展判定部572向带宽计数器576输出带宽扩展信号。另一方面，减法器674从振幅误差信号r273减去振幅误差信号r272并将差分r279输出至带宽缩小判定部575。当差分r279大于预先设定的阈值r278时，带宽缩小判定部575向带宽计数器576输出带宽缩小信号。带宽计数器576响应带宽扩展信号或带宽缩小信号而增减计数值后将其输出至环路滤波器系数运算部677。环路滤波器系数运算部677基于带宽计数器576的计数值来计算针对环路滤波器 108的第一环路滤波器系数。另外，环路滤波器系数运算部677基于带宽计数器576的计数值来计算针对环路滤波器108-2的第二环路滤波器系数。第二环路滤波器系数所指定的环路滤波器108-2的带宽比第一环路滤波器系数所指定的环路滤波器108的带宽扩展了预定值。环路滤波器系数运算部677将第一及第二环路滤波器系数输出至环路滤波器108、 108-2。在步骤S37中，环路滤波器108具有由第一环路滤波器系数指定的带宽，从由相位误差检测器105输出的相位误差信号中去除不需要的谐波分量而将结果输出至数控振荡器109。另外，环路滤波器108-2具有由第二环路滤波器系数指定的带宽，从由相位误差检测器105-2输出的相位误差信号中去除不需要的谐波分量而将结果输出至数控振荡器 109-2。在步骤S38中，数控振荡器109基于从环路滤波器108输出的相位误差信号来生成相位相反的正弦波信号以及余弦波信号并将它们输出至相位旋转器104。相位旋转器 104基于从数控振荡器109输出的相位相反的正弦波信号以及余弦波信号，进行Ich/Qch基带信号的相位旋转。另外，数控振荡器109-2基于从环路滤波器108-2输出的相位误差信号来生成相位相反的正弦波信号以及余弦波信号并将它们输出至相位旋转器109-2。相位旋转器109-2基于从数控振荡器109-2输出的相位相反的正弦波信号以及余弦波信号，进行Ich/Qch基带信号的相位旋转。解调电路2针对IF输入信号r21连续执行上述解调处理。如此，环路滤波器系数运算部677控制环路滤波器108-2的带宽，使其比环路滤波器108的带宽更宽。在从减法器674输出的差分r279 (即，从第二载波恢复环路的振幅误差信号r273减去第一载波恢复环路的振幅误差信号r272而得的差分)为正的情况下，可推测如果扩展环路滤波器108的带宽，振幅误差就会增大。因此，在差分r279大于阈值r278 的情况下，带宽缩小判定部575输出带宽缩小信号来缩小环路滤波器108的带宽，由此使振幅误差减小。此外，也可以使得环路滤波器系数运算部677控制环路滤波器108-2的带宽使其比环路滤波器108的带宽更窄，并且减法器674从振幅误差信号r272减去振幅误差信号 r273。由此，能够判定当缩窄环路滤波器108的带宽时振幅误差是否减小。在实施例2中，在带宽扩展信号与带宽缩小信号被同时输出至带宽计数器576的情况下，通过基于预先确定的优先顺序执行带宽扩展/缩小处理，能够避免由于处理发生冲突而陷入死锁状态的情况。在此情况下，也可以先执行带宽扩展/缩小处理中的任一者。在实施例2的载波恢复电路52中，由于环路滤波器控制部207基于相位误差和振幅误差来控制环路滤波器108、108-2的带宽，因此能够优化带宽来提高误码率(BER)特性。 另外，载波恢复电路52包括具有不同的环路滤波器带宽的多个载波恢复环路，并基于各载波恢复环路中的相位误差以及振幅误差判定在缩窄环路滤波器带宽时振幅误差是否增大来控制环路滤波器带宽，因此即使在接收信号的C/N比发生改变的状况下也能够设定合适的环路滤波器带宽，能够提高提高误码率(BER)特性。最后，本发明并不限定于各实施例，而是包含由随附的权利要求书定义的发明的范围内的各种变更。产业可用性本发明能够很好地应用于适用于数字无线通信系统的便携式终端装置和移动终端装置的供电控制处理。
0139]符号说明0140]1 解调电路；0141]51 载波恢复电路；0142]101基准振荡器；0143]102正交检波器；0144]103:A/D转换器；0145]104相位旋转器；0146]105相位误差检测器；0147]106振幅误差检测器；0148]107环路滤波器控制部；0149]108环路滤波器；0150]109数控振荡器；0151]571减法器；0152]572带宽扩展判定部；0153]573最小值保持部；0154]574减法器；0155]575带宽缩小判定部；0156]576带宽计数器；0157]577环路滤波器系数运算部0158]2 解调电路；0159]52 载波恢复电路；0160]104--2 相位旋转器；0161]105--2 相位误差检测器；0162]106--2 振幅误差检测器；0163]108--2 环路滤波器；0164]109--2 数控振荡器；0165]207环路滤波器控制部；0166]674减法器；0167]677环路滤波器系数运算部。
权利要求
1.一种载波恢复电路，适用于准相干检波方式的解调电路，所述载波恢复电路包括 相位旋转器，该相位旋转器将从接收信号检测到的基带信号进行相位旋转；相位误差检测器，该相位误差检测器检测包含在经相位旋转的所述基带信号中的相位误差；振幅误差检测器，该振幅误差检测器检测包含在经相位旋转的所述基带信号中的振幅误差；环路滤波器，该环路滤波器从相位误差中去除谐波分量；环路滤波器控制部，该环路滤波器控制部基于相位误差与振幅误差来控制所述环路滤波器的带宽；以及相位旋转控制部，该相位旋转控制部基于去除了谐波分量的所述相位误差来控制所述相位旋转器。
2.如权利要求1所述的载波恢复电路，其中，当相位误差与振幅误差的差分值大于预先设定的阈值时，所述环路滤波器控制部扩展所述环路滤波器的带宽，当判断为若缩小所述环路滤波器的带宽则振幅误差就减小时，所述环路滤波器控制部缩小所述环路滤波器的带宽。
3.如权利要求2所述的载波恢复电路，其中，当振幅误差与过去的振幅误差的最小值之间的差分值大于预先设定的阈值时，所述环路滤波器控制部判断为若缩小所述环路滤波器的带宽则振幅误差就减小。
4.如权利要求1所述的载波恢复电路，其中，所述相位旋转控制部是数控振荡器，该数控振荡器基于去除了谐波分量的相位误差来产生相位相反的正弦波和余弦波并将它们输出至相位旋转器，并由此控制针对所述基带信号的相位旋转。
5.如权利要求1所述的载波恢复电路，还包括第二相位旋转器，该第二相位旋转器将从接收信号检测到的所述基带信号进行相位旋转；第二相位误差检测器，该第二相位误差检测器检测包含在通过所述第二相位旋转器进行了相位旋转的所述基带信号中的相位误差；第二振幅误差检测器，该第二振幅误差检测器检测包含在通过所述第二相位旋转器进行了相位旋转的所述基带信号中的振幅误差；第二环路滤波器，该第二环路滤波器去除由所述第二相位误差检测器检测到的相位误差的谐波分量；以及第二相位旋转控制部，该第二相位旋转控制部基于通过所述第二环路滤波器去除了谐波分量的相位误差来控制所述第二相位旋转器；其中，所述环路滤波器控制部对所述环路滤波器和所述第二环路滤波器设定不同的带宽，并且，当所述相位误差检测器的相位误差与所述振幅误差检测器的振幅误差的差分值大于预先设定的阈值时，扩展所述环路滤波器和所述第二环路滤波器两者的带宽，当所述振幅误差检测器的振幅误差与所述第二振幅误差检测器的振幅误差的差分值大于预先设定的阈值时，判断为若缩小所述环路滤波器的带宽则振幅误差就减小，从而缩小所述环路滤波器和所述第二环路滤波器两者的带宽。
6.如权利要求5所述的载波恢复电路，其中，所述第二相位旋转控制部是数控振荡器，该数控振荡器基于通过所述第二环路滤波器去除了谐波分量的相位误差来产生相位相反的正弦波以及余弦波并将它们输出至所述第二相位旋转器，由此控制对所述基带信号的相位旋转。
7.一种解调电路，包括基准振荡器，该基准振荡器自行振荡从而生成具有基准频率的基准信号； 正交检波器，该正交检波器以所述基准信号对中频接收信号进行检波，从而生成相位彼此正交的基带信号；A/D转换器，该A/D转换器对所述基带信号进行A/D转换； 相位旋转器，该相位旋转器将被转换为数字形式的所述基带信号进行相位旋转； 相位误差检测器，该相位误差检测器检测包含在经相位旋转的所述基带信号中的相位误差；振幅误差检测器，该振幅误差检测器检测包含在经相位旋转的所述基带信号中的振幅误差；环路滤波器，该环路滤波器从相位误差中去除谐波分量；环路滤波器控制部，该环路滤波器控制部基于相位误差和振幅误差来控制所述环路滤波器的带宽；以及相位旋转控制部，该相位旋转控制部基于去除了谐波分量的相位误差来控制所述相位旋转器。
8.如权利要求7所述的解调电路，还包括第二相位旋转器，该第二相位旋转器将被转换为数字形式的所述基带信号进行相位旋转；第二相位误差检测器，该第二相位误差检测器检测包含在通过第二相位旋转器进行了相位旋转的所述基带信号中的相位误差；第二振幅误差检测器，该第二振幅误差检测器检测包含在通过第二相位旋转器进行了相位旋转的所述基带信号中的振幅误差；第二环路滤波器，该第二环路滤波器去除由所述第二相位误差检测器检测到的相位误差的谐波分量；以及第二相位旋转控制部，该第二相位旋转控制部基于通过所述第二环路滤波器去除了谐波分量的相位误差来控制所述第二相位旋转器；其中，所述环路滤波器控制部对所述环路滤波器和所述第二环路滤波器设定不同的带宽，并且，当所述相位误差检测器的相位误差与所述振幅误差检测器的振幅误差的差分值大于预先设定的阈值时，扩展所述环路滤波器和所述第二环路滤波器两者的带宽，当所述振幅误差检测器的振幅误差与所述第二振幅误差检测器的振幅误差的差分值大于预先设定的阈值时，缩小所述环路滤波器和所述第二环路滤波器两者的带宽。
9.一种载波恢复方法，适用于准相干检波方式的解调电路，其中， 将从接收信号检测到的基带信号进行相位旋转；检测包含在经相位旋转的所述基带信号中的相位误差； 检测包含在经相位旋转的所述基带信号中的振幅误差；基于相位误差和振幅误差来控制环路滤波器的带宽，并由此从相位误差中去除谐波分量；并且基于去除了谐波分量的相位误差来控制相位旋转。
10. 一种使用了环路滤波器的准相干检波方式的解调方法，其中， 通过以具有基准频率的基准信号对中频接收信号进行检波来生成相位彼此正交的基带信号；对所述基带信号进行A/D转换；将被转换为数字形式的所述基带信号进行相位旋转；检测包含在经相位旋转的所述基带信号中的相位误差；检测包含在经相位旋转的所述基带信号中的振幅误差；基于相位误差和振幅误差来控制所述环路滤波器的带宽；并且基于通过所述环路滤波器去除了谐波分量的相位误差来控制相位旋转。
全文摘要
在适用于对中频接收信号进行正交检波而生成基带信号的准相干检波方式的解调电路的载波恢复电路中，将基带信号进行相位旋转，检测相位误差和振幅误差，基于其差分值来控制环路滤波器的带宽，从而从相位误差中去除谐波分量，并基于去除了谐波分量的相位误差进行相位旋转。当相位误差与振幅误差的差分值大于预定阈值时扩展环路滤波器的带宽，另一方面，当判断为若缩小环路滤波器的带宽则振幅误差就减小时缩小环路滤波器的带宽。由此追随接收信号的C/N比的变化来优化环路滤波器的带宽，并由此提高误码率(BER)特性。
文档编号H04L27/227GK102598615SQ20108004973
公开日2012年7月18日 申请日期2010年11月5日 优先权日2009年11月5日
发明者佐佐木英作, 佐藤浩贵 申请人:日本电气株式会社