专利名称：载波检测电路和红外线远程控制接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及最好作为所谓的红外线远程控制接收机等的包括载波的信号的解调器实施的载波检测电路和红外线远程控制接收机。
图18是表示红外线远程控制接收机1的一个构成例子的框图。该接收机1中，红外线信号由光电二极管2变换为图15(a)所示的光电流信号Iin，该光电流信号Iin在放大器203中进行电流一电压变换的同时，还在放大器204放大后，输入到带通滤波器7。在带通滤波器7中，如图15(b)的参考符号α1所示，提取载波频率成分，还在检波电路6中如图15(c)的参考符号α11所示，从所述载波频率成分对基带频率的发送码成分进行检波，该检波输出在输出电路10被与参考符号α12所示的预定临界电平相比，从而判断有无载波，把数字的所述码信号复原，作为图15(d)所示的输出信号Dout从所述输出电路10输出。所述检波电路8和滞后比较器(hysteresis comparator)构成的输出电路10构成载波检测电路。
图14是表示上述接收机1的具体结构例的框图。该接收机1中，由外加的光电二极管2把红外线发送码信号变换为光电流信号Iin(参考图15(a))，并输入到集成电路化的接收芯片3。上述接收芯片3解调的输出信号Dout(参考图15(d))被输出到控制电子机器的微机等(未示出)。所述红外线信号是用30～60kHz左右的预定载波调制的ASK信号。
所述接收芯片3内，上述光电流信号Iin在初级放大器(HA)4、第二级放大器(2ndAMP)5和第三级放大器(3ndAMP)6中依次被放大并送到带通滤波器(BPF)7。带通滤波器7适合于载波频率，取出载波频率成分(参照图15(b))的参考符号α1)。之后，下一级的检波电路8中，所述载波频率成分用后述的载波检测电平Det(参照图15(b)的参考符号α2)检波，还在积分电路9中积分存在载波的时间(参照图15(c)的参考符号α11)，在滞后比较器10中比较该积分输出Int与预定的临界电平(参照图15(c)的参考符号α12)，从而判断有无载波。该判断结果作为所述输出信号Dout(参考图15(d))数字输出。
所述初级放大器4的输出侧上设置低通滤波器11，由此检测荧光灯和太阳光带来的直流电平，第二级放大器5通过从初级放大器4的直接输出除去其直流电平部分并放大而去除所述荧光灯和太阳光带来的影响。另外，与所述初级放大器4相关地设置ABCC电路12，该ABCC电路12对应于所述低通滤波器11的输出而控制初级放大器4的直流偏置。另外，与带通滤波器7有关地设置fo微调(trimming)电路13，通过对从图中未示出的分压电阻的连接点引出的端子TRM1～TRM5之间的未图示的齐纳二极管进行微调，调整该带通滤波器7的中心频率fo。所述检波电路8和积分电路9构成载波检测电路。
图16是常规已有技术的载波检测电路20的等效电路图。该载波检测电路20由检波电路21和积分电路22以及未示出的滞后比较器构成，所述检波电路21和积分电路22分别对应于所述检波电路8和积分电路9。检波电路21是通过电流输出的放大器23，对电容C1进行电流Ij充电或电流If放电，从而根据有无载波确定所述载波检测电平Det的电路。图17放大表示所述图15(b)。即，检波电路21相互比较所述参考符号α1所示的带通滤波器6的输出Sig和参考符号α2所示的所述载波检出电平Det，输出Sig比载波检出电平Det大时，用电流Ij使电容C1充电，输出Sig比载波检出电平Det小时，用电流If使电容C1放电。充电时间是在图17中用参考符号ton表示的时间的总和，放电时间是用参考符号toff表示的时间的总和。因此，该检波电路21按满足下面的条件来作成所述载波检测电平Det。1C1∫0tonsumIj=1C1∫0toffsumIf]]>(ton sum＝∑ton，toff sum＝∑toff)(1)从图17可理解，由于所述时间ton，toff分别是对电容C1的充电时间和放电时间，所以对应于载波检出电平Det，即电容C1的充电电压而改变，例如，载波检出电平Det上升时，处于充电时间ton减少、放电时间toff增加的关系。因此，满足上面式1的条件，即按充电时间ton积分充电电流Ij的值和按放电时间toff积分放电电流If的值彼此相等的电平为所述载波检测电平Det。
积分电路22由电流输出型的放大器24和电容C2构成，所述带通滤波器6的输出Sig与载波检测电平Det相比，把对应于其比较结果的电流输出到电容C2，从而如前所述，积分有载波的时间，作为上述积分输出Int输出。
所述载波检测电平Det在所述荧光灯噪声等的常有噪声输入时上升。那么为减少对噪声的误动作，必须适当设定该载波检测电平Det。例如，对于打开规定闲置期间来发送的发送码，在所述闲置期间，所述载波检测电平Det降低并且检出噪声。因此，由于红外线远程控制的一个发送码在50ms左右，在所述电容C1中要求所述闲置期间以上的长时间常数，一般为100ms以上。另一方面，有利用集成降低成本等要求，希望使用100pF以下的可集成的电容值。
但是，上述已有技术中，使所述电容C1为所述100pF以下，具有所述100ms以上的放电时间常数，那么必须有使用非常小的电流的高阻抗电路。例如，把电容值为所述100pF、时间为所述100ms内的载波检测电平Det的变动抑制到100mV以内时，充电和放电电流I如下，电流变得非常小。
I＝(C×V)/＝(100(pF)×100(mV))/100(ms)＝100(pA)(2)该极小电流因晶体管响应、偏差、到接收芯片3的荧光灯、白炽灯泡等和太阳光等的光的旋转进入带来的寄生光电流的影响难以正常启动电路。即，由于是所述高阻抗，对噪声响应速度不足，不能正确捕捉到作为所述载波检测电平Det的噪声的峰值，出现不能正确检测载波的问题。因此，按所述式1的原理确定载波检测电平Det时，把电容C1集成到接收芯片3内进行正常启动是困难的。
本发明的目的是提供一种即使使用可集成化的电容，也能用高响应性正确检测载波的载波检测电路和红外线远程控制接收机。
本发明的载波检测电路基于接收信号作成载波检测电平，使用该载波检测电平检测有无载波，其特征在于包括成组检测应检测的载波频率的脉冲的检波器；积分所述检波器检测所述脉冲组的时间，将该积分输出作为所述载波检测电平输出的积分器。
根据上述结构，相对在载波上重叠的噪声，检波器作出响应，由积分器作成的载波检测电平上升。另一方面，所述积分器中，对输出载波检测电平的积分用电容根据有无所述载波进行充放电的晶体管、不对载波的频率，而对基带成分的频率作响应即可，可以确保对该晶体管的响应的裕量(margin)，可使对所述电容的充放电电流作到很小。
因此，即使是可集成所述电容的电容，也能按高响应性检测有无载波。
本发明的载波检测电路基于接收信号作成载波检测电平，使用该载波检测电平检测有无载波，包括检测应检测的载波频率的脉冲的检波器；通过积分所述检波器的输出在预定积分基准值以上的时间，成组检测上述载波频率的脉冲，将该积分输出作为所述载波检测电平输出的积分器；检测有载波的期间，相对所述积分基准值相对增加来自所述检波器的输出的电平变更电路。
根据上述结构，相对在载波上重叠的噪声，检波器作出响应，由积分器作成的载波检测电平上升。另一方面，所述积分器中，对输出载波检测电平的积分用电容根据有无所述载波进行充放电的晶体管、不对载波的频率，而对基带成分的频率作响应即可，可以确保对该晶体管的响应的裕量(margin)，可使到所述电容的充放电电流作到很小。
这样一来，在即使是可集成所述电容的电容，也能按高响应性检测有无载波的载波检测电路中，还设置电平变更电路，检测有载波的期间相对积分器中的积分基准值把来自检波器的输出相对地增加，如后面详细说明的那样。
因此，即使因比载波频率低的频率的起伏而降低脉冲电平，来自表示载波频率的脉冲群的检测电平的检测器的输出变为持续检测载波的状态，由此，抑制了所述起伏带来的载波检测电平的降低，恢复起伏带来的脉冲电平后确实把脉冲电平变为载波检测电平以下，防止载波的误检。
这样，分离所述基带成分和噪声成分，降低对有起伏的噪声的误动作，可正确检测基带成分。
本发明的其他目的、特征和优点从下面所示的记载变得很清楚。另外，本发明的好处通过参考附图的下面的说明变得明白了。
图1是表示本发明的第一实施例的载波检测电路的简略结构的图；图2是图1所示的载波检测电路的等效电路图；图3(a)(b)是用于说明所述载波检测电路的动作的波形图；图4是扩大图3(a)来表示的波形图；图5是表示本发明的第二实施例的载波检测电路的结构的图；图6是图5所示的载波检测电路的偏移电路的具体结构的电路图；图7是用于说明图5所示的载波检测电路的载波检测电平的变化的波形图；图8是表示本发明的第三实施例的载波检测电路的结构的图；图9是用于说明图8所示的载波检测电路的载波检测电平的变化的波形图；图10是表示图8所示的载波检测电路的快速充电电路以及与其相关的积分电路和缓冲器的具体电路例的电路图；图11(a)(b)是表示横向PNP晶体管的电路图和表示其结构的剖面图；图12是表示垂直PNP晶体管的结构的剖面图；图13是表示本发明的第四实施例的载波检测电路的结构的图14是表示红外线远程控制的接收机的一结构例的框图；图15(a)～(d)是图14所示的接收机各部分的波形图；图16是常规的已有技术的载波检测电路的等效电路图；图17是扩大图15(b)来表示的波形图；图18是表示红外线远程控制的接收机的一具体结构例的框图；图19是上述载波检测电路的等效电路图；图20(a)～(c)是说明图16所示的载波检测电路的动作的图；图21(a)～(d)是表示输入连续的光噪声时的载波检测电路的各部分的波形的图；图22(a)～(d)是有起伏的光噪声输入时的载波检测电路的各部分的波形的图；图23(a)～(c)是表示红外远程控制的发送码信号和接收码信号的波形图；图24是表示本发明的第五实施例的载波检测电路的电结构的框图；图25(a)～(d)是用于说明图1所示的载波检测电路的动作的波形图；图26是表示本发明的第六实施例的载波检测电路的电结构的框图；图27是表示图26所示的载波检测电路的电压限制电路的一个结构例的电路图；图28(a)～(d)是用于说明图26所示的载波检测电路的动作的波形图；图29是表示本发明的第七实施例的载波检测电路的电结构的框图；图30是表示图29所示的载波检测电路的恒流源的一个结构例的电路图；图31(a)～(d)是用于说明图29所示的载波检测电路的动作的波形图；图32是表示本发明的第八实施例的载波检测电路的电结构的框图；图33是表示图32所示的载波检测电路的高速放大器的具体结构的电路图；图34是表示本发明的第九实施例的载波检测电路的电结构的框图；图35是表示图34所示的载波检测电路的基准电压源的具体结构的电路图；图36是表示本发明的第十实施例的红外线远程控制的接收机的电结构的框图。
根据图1～图4说明本发明的第一实施例，如下所述。
图1是表示本发明的第一实施例的载波检测电路130的简略结构的图。该载波检测电路130由检波电路131、积分电路132以及未示出的滞后比较器构成，所述检波电路131和积分电路132分别对应于前述图14所示的检波电路8和积分电路9，由检波电路131从带通滤波器7的输出Sig生成载波检测电平Det，由积分电路132比较所述输出Sig和所述载波检测电平Det，积分该比较结果这一点与上述的已有的载波检测电路20相同。
应注意本发明中，在检波电路131中，检波器133成组检测应检出的载波频率的脉冲，积分器134积分存在该脉冲组的时间，将积分输出作为所述载波检测电平Det。即，所述检波器133不直接生成接收系统整体的载波检测电平Det，而用于生成该载波检测电平Det。
积分电路132由电流输出型放大器135和电容C10构成，比较所述带通滤波器7的输出Sig和载波检测电平Det，把对应于该比较结果的电流输出到电容C10，从而积分有载波的时间，作为积分输出Int输出。
图2是所述载波检测电路130的等效电路图。应成组检测应检出的载波频率的脉冲的所述检波器133由以对载波频率可充分响应的高速放大所述输出Sig和所述载波检测电平Det的差而输出电压的高速放大器141、整流该高速放大器141的输出的二极管D1、经所述二极管D1用所述高速放大器141的输出电压充电的电容C11和用恒流I1使所述电容C11放电的恒流源142而构成。
所述积分器134配置输出对应于所述电容C11的充电电压，即所述检波器133的输出Dett与预定基准电压Vr的差的电流的放大器143、用该放大器143的输出电流充电，把该充电电压作为所述载波检测电平Det出的电容C12构成。
图3是用于说明载波检测电路130的动作的波形图。高速放大器141放大图3(a)中的参考符号β1所示的带通滤波器7的输出Sig与参考符号β2所示的载波检测电平Det之差时，如图3(b)所示，通过二极管D1的作用，在检出载波频率的脉冲的期间W1中电容C11被充电，所述输出Dett高、变为未检测出脉冲时间W2时，通过所述恒流源142放电，所述输出Dett降低，变为零电平。这样，期间W1为如前所述存在应检测载波频率的脉冲组的时间，积分器134积分该期间W1，把积分的输出作为所述载波检测电平Det。
因此，本发明中，载波检测电平Det由载波频率的脉冲振幅电平和脉冲密度确定，如用图4放大表示上述图3(a)那样，所述期间W1为充电时间ton，所述期间W2为放电时间toff，充电电流为Ij，放电电流为If，则做成每一个的总和满足下面的条件。1C12∫0tonsumIj=1C12∫0toffsumIf]]>(ton sum＝ton，toff sum＝toff)(3)这里，比较所述图17的波形和图4的波形可看到，原来通过载波频率的脉冲是否超出载波检测电平Det来进行充放电，而本发明中，不管所述脉冲是否超出载波检测电平Det，都对脉冲的每一组进行充放电。
因此，即使在载波检测电平Det接近信号振幅的上限的条件下，可把载波检测电平Det维持在该信号振幅的上限，正常启动电路。所谓位于所述信号振幅的上限附近的条件，表示不是正规的信号，而是连续输入载波的状态。此时，在用载波检测电平Det的条件记述的式3中，由于时间ton的总和大，为满足该式3，检波电路131向减少时间ton的方向动作。因此，载波检测电平Det接近信号的上限，减少该时间ton。与此相反，原来，连续检测载波时，没有所述闲置期间，但充电时间ton与放电时间toff交互产生，从而难以把载波检测电平Det维持在所述信号振幅的上限。
这样，可大幅度改善载波检测电路130、构成该载波检测电路130的晶体管的响应误差带来的载波检测电平Det的误差。例如，红外线远程控制的情况下，载波频率标准的是在40kHz附近，针对此，组，即载波包络的频率是调制的码数据的基带成分，为1kHz左右。因此，可把作成载波检测电平Det的部分的响应的裕量改善1位以上。即，本发明中，高速放大器141对载波频率响应，与原来的载波检测电路120的电流输出型的放大器23执行相同动作的放大器143可以是所述基带成分的响应速度，作为高阻抗、作为所述电流Ij，If，使用所述的100pA数量级的小电流，具有长时间的放电时间常数，高精度动作。
这里，相对于原来的所述电容C1为不可集成的0.1F左右，本发明的电容C12可作到100pF左右，电容C11也可以是10pF左右，(C11+C12)C1的电容比大致为1∶1000左右，可集成化。这样，使用可集成化的电容C11、C12，可确保对噪声有高的响应性，可正确检出载波。在作成接收芯片3的集成电路的处理方面，一般普及并可使用非常廉价的处理。
根据图5～图7说明本发明的第二实施例，如下所述。
图5是表示本发明的第二实施例的载波检测电路150的结构的图。该载波检测电路150类似于上述的载波检测电路130，对相对应的部分附加相同的参考标号，其说明从略。该载波检测电路150中，检波电路151的高速放大器154或积分电路152的放大器155的某一个内置参考标号156，157表示的偏移电路。
图6是表示所述偏移电路156，157的具体结构的电路图。该偏移电路156，157配置设置在高速放大器154或放大器155的输入级上，并将输入信号IN+，IN-分别提供给基极的一对晶体管Q01，Q02、连接于所述晶体管Q01，Q02的发射极的负载电阻R01，R02、经所述负载电阻R01，R02向晶体管Q01，Q02的发射极提供电流的恒流源F01、连接于所述晶体管Q01，Q02的集电极按彼此相等面积构成电流反射镜电路的晶体管Q03，Q04、向基极提供所述晶体管Q01，Q03的集电极之间的电压的晶体管Q05、向晶体管Q05的发射极提供恒流的恒流源F02来构成。从恒流源F02和晶体管Q05的集电极的连接点，引出对后面所述电路的输出OUT。
所述恒流源F01供给恒流2Io，因此流过晶体管Q03，Q04的电流一起成为Io。这里，设定IN+＜IN-、R01＞R02时，输入偏移Voff为VoffIo×(R01-R02)………(4)例如，Io＝10A、R01＝20k、R02＝10k时，Voff＝100mV。
根据该偏移电路156，157，对于图7中的参考符号β0表示的未检出载波时的带通滤波器7的输出Sig的直流电平，通过偏移电压Voff，如参考符号β2a所示一样，可以把载波检测电平Det保持到一定电压，可从参考符号β1a表示的最前面的载波组正确检出。该偏移电压Voff由于在所述高速放大器154或放大器155侧附加，不受带通滤波器7的输出Sig的直流电压的偏差和温度的变动的影响。这样，可降低对没有接收信号的状态中的初始的载波检测电平Det的电路杂音和外部干扰噪声的误动作。
根据图8～12说明本发明的第三实施例，如下所述。
图8是表示本发明的第三实施例的载波检测电路160的结构的图。该载波检测电路160类似于上述的载波检测电路130，对相对应的部分附加相同的参考标号，其说明从略。该载波检测电路160中，带通滤波器7的输出Sig的振幅电平超出某电平时，附加暂时向检波电路131的积分器134的输出侧施加大电流的快速充电电路161。所述快速充电电路161配备输出对应于所述输出Sig和载波检测电平Det的差的电流的放大器162、二极管D2构成。
检波器133的高速放大器141的输入级上设置缓冲器163，164，所述输出Sig经缓冲器163提供给高速放大器141的正向输入端子的同时，提供给放大器135的正向输入端子。作为所述积分器134的输出的载波检测电平Det经缓冲器164提供给所述高速放大器141的反向输入端子的同时，提供给放大器135的反向输入端子。设置为监测检波电路131的积分器134的积分用电容C12的电压而附加的所述缓冲器164的输入偏置电流与积分器134的充电电流If的比一定。
这样，通过使用缓冲器164的输入偏置电流，可产生稳定所述放电电流If的微小电流，具有长时间的放电时间常数，同时，通过所述充电电流Ij和放电电流If的比一定，在所述式1中，根据充电时间ton与放电时间toff的比率确定载波检测电平Det。即，使用缓冲器164的输入偏置电流时，生成载波检测电平Det的条件式从上述条件式1变化若干。由于缓冲器164的输入偏置电流通常恒定，在积分器134中对积分用电容C12进行充电时，也一直有放电电流If流过。因此，实际的充电电流为Ij-If。这样，载波检测电平Det基于下面的条件式。1C12∫0tonsum(Ij-If)=1C12∫0toffsumIf]]>(ton sum＝∑ton，toff sum＝∑toff)(5)因此，充电电流Ij-If与放电电流If的比一定。这样，如前所述，可对应于充电时间ton与放电时间toff之比确定载波检测电平Det。
另外，该载波监测电路160中，成为所述快速充电电路161的输入的所述输出Sig和载波检测电平Det之间插入偏移电路165。
由此，对于图9中的参考符号β0所示的未监测载波时的带通滤波器7的输出Sig的直流电平，可生成所述偏移电压Voff同时，监测参考符号β1a表示的最前面的载波组时，如参考符号β2a所示一样，可以快速跟踪载波检测电平Det。因此，可抑制发送码的最前面附近解调的输出脉冲宽度的失真。可施加对应于输入的载波信号的振幅电平的电流，此时，通过构成为设定对应于信号振幅的充电电流，可对应于信号振幅改善载波检测电平Det的跟踪性能。
图10是表示所述快速充电电路161以及与其相关的积分器134和缓冲器164的具体电路例的电路图。该结构中，表示检波器133的输出VC1不原样输入到积分器134，而输入其反向输出/VC1的情况。在积分器134中，成对的晶体管QN1，QN2的基极上分别提供所述反向输出/VC1和基准电压Vr。晶体管QN1，QN2的发射极经恒流源F11接地，晶体管QN1的集电极连接于高电平电源Vcc，晶体管QN2的集电极经晶体管QN3连接于所述电源Vcc。所述恒流源F11从晶体管QN1，QN2的发射极引出恒流Ij0，从所述晶体管QN3的基极取出对应于所述反向输出/VC1和基准电压Vr的差的电流。与所述晶体管QN3的基极电流Ij1相等的电流经晶体管QP1，以及构成电流反射镜电路CM1的晶体管QP3，QP4流向晶体管Qp2的基极，从该晶体管QP2的基极向电容C12输出所述充电电流Ij。
因此，从积分器134输出的充电电流Ij使用所述恒流Ij0以下式表达Ij(Ij0/Hfe(QN3))×Hfe(QP1)×1/Hfe(QP2)………(6)Hfe(QN3)、Hfe(QP1)、Hfe(QP2)分别是晶体管QN3、QP1、QP2的电流放大率。
在缓冲器164中，构成来自所述电容C12的放电电流If的偏置电流提供给输入的晶体管QN4的基极。所述晶体管QN4的发射极与成对的晶体管QN5的发射极一起经恒流源F12接地，这些晶体管QN4、QN5的集电极以相等的面积分别经构成电流反射镜电路CM2的晶体管QP5，QP6连接于所述电源Vcc。在晶体管QN5的基极与电源Vcc之间插入将基极连接在该晶体管QN5的集电极与所述晶体管QP6的集电极之间的晶体管QN6，从这些晶体管QN5的基极和晶体管QN6的发射极输出所述载波检测电平Det。
通过这样的结构，利用晶体管QP2，QN4的基极电流得到很小电流Ij，If实现长时间的时间常数，因此按前述的100pA数量级的电流可非常高精度地动作。而且，集成电路的处理可使用通常普及且廉价的处理实现。
这里，流过所述恒流源F12的电流为If0，因此晶体管QN4，QN5的发射极电流为If0/2。
这样，晶体管QN4的电流放大率为Hfe(QN4)时，所述放电电流If可用下式表示。
If(If0/2)×(1/Hfe(QN4))……(7)从而，假设把各个晶体管的匹配性保持某种程度，对电容C12的充电电流Ij-If与放电电流If的比Irate用式Irate＝(Ij-If)/If表示。这里，(Ij-If)用下式表示。
(Ij-If)(Ij0/Hfe(QN3)×Hfe(QP1)×(1/Hfe(QP2))-(If0/2Hfe(QN4))因此，Irate为Irate{(Ij0/Hfe(QN)-(If0/2Hfe(QN)))/(If0/2Hfe(QN))＝(Ij0-If0/2)/(If0/2)………(8)这样，通过把恒流源F11，F12的恒流、Ij0，If0的电流比设置成一定，如前所述，可把充放电电流比设置为一定。
所述快速充电电路161中，对成对的晶体管QP15，QP16的基极上分别提供向所述输出Sig附加了偏移电路165带来的偏移的电平Sigoff和载波检测电平Det。所述晶体管QP15，QP16的发射极经恒流源F12连接于所述电源Vcc，这些晶体管QP15，QP16的集电极分别经构成电流反射镜电路CM3的晶体管QN7，QN8接地。所述晶体管QP16，QN8的集电极之间的连接点的电压被施加到将基极与集电极连接于其连接点的晶体管QN9的基极，对应于该施加电压的电流经该晶体管QN9和构成电流反射镜电路CM4的晶体管QN10、与该晶体管QN10串联连接的晶体管QP11以及构成该晶体管QP11和电流反射镜电路CM5的晶体管QP12提供给所述电容C12。
因此，对应于所述电平Sigoff，Det的差的电流提供给电容C12。
另一方面，在感测红外线远程控制等的光的装置中，概括说，不可避免光边入射到装置中边回折，使集成电路的寄生二极管动作。此时，尤其必须注意PNP晶体管。一般的双极集成电路中，PNP晶体管中多使用不用特殊工序而容易生成的横向PNP晶体管。
但是，这些横向PNP晶体管如图11(a)所示，为在基极端具有寄生二极管的结构。图11(b)中表示其剖面结构。这样，用图10这样的电路使用微小电流并使用横向PNP时，通过光的回折，不按正常设计值动作。通常，寄生光电流最坏应假设为数nA，如上面所述，处理100pA数量级的电流时就是致命的了。因此，在图10的结构中，处理微小电流的部分的PNP晶体管QP2中使用垂直PNP晶体管。另一方面，通常处理所述微小电流的晶体管QN4是NPN晶体管，所述寄生光电流的影响小。
图12是表示垂直PNP晶体管的结构的剖面图。这种情况下，通过光的回折，寄生二极管中产生寄生光电流时，基极端的寄生难以受到回折的影响，易于受到回折影响的寄生从外延岛向衬底施加，几乎不对电路动作产生影响。由此，易于处理所述100pA数量级的微小电流。
另一方面，在图10的结构中，关于使用横向PNP晶体管的晶体管QP3，QP4，QP5，QP6，QP11，QP12构成的电流反射镜电路CM1，CM2，CM5，分别附加晶体管QP7，QP8，QP9，QP10，P13，QP14构成的寄生光电流补偿用电流反射镜电路CM6，CM7，CM8。这些电流反射镜电路CM6～CM8可降低寄生光电流的影响。
即，通过使用横向PNP晶体管的晶体管QP3，QP4的基极端与基板GND(衬底)之间的寄生二极管，从所述基极端流向基板GND的寄生光电流由来自晶体管QP8的电流补偿，同样，晶体管QP5，QP6带来的寄生光电流由来自晶体管Qp10的电流补偿，晶体管QP11，QP12带来的寄生光电流由来自晶体管QP14的电流补偿。
这里，关于电流反射镜电路CM1，CM2，对于处理微小电流的端子VC2，所述寄生光电流的影响压缩到PNP晶体管的Hfe分之一(1/Hfe)，但关于电流反射镜电路CM5，直接受所述寄生光电流的影响。因此，无论是否附加补偿该电流反射镜电路CM5带来的寄生光电流的电流反射镜电路CM8，光的回折误差、该电流反射镜电路CM5的误差都容易对积分器134的输出产生影响。因此，为减少该误差，作到寄生光电流补偿用的电流反射镜电路CM8的寄生二极管的有效面积比应保证的电流反射镜电路CM5的寄生二极管大。具体说，电流反射镜电路CM8的外延岛面积形成得比电流反射镜电路CM5的外延岛面积大。由此，可充分补偿所述寄生光电流，降低补偿误差带来的动作不良。
根据图13说明本发明的第四实施例，如下所述。
图13是表示本发明的第四实施例的载波检测电路170的结构的图。该载波检测电路170类似于上述的载波检测电路150，160，对相对应的部分附加相同的参考标号，其说明从略。该载波检测电路170中，所述积分电路152的放大器155上设置偏移电路157，同时，带通滤波器7的输出Sig的振幅电平超出某电平时，附加暂时向检波电路171的积分电路174施加大电流的快速充电电路172。
所述快速充电电路172由所述二极管D2构成，放大器143的输出侧上也设置二极管D3。通过这样构成，大振幅时，以二极管D2的接通电阻充电，用非常简单电路实现所述快速充电，可快速响应载波检测电平Det，尤其改善大振幅时载波检测电平Det的跟踪性能。
本发明不限于所述红外线远程控制，可用于使用红外线通信装置或利用电波的通信装置等的载波的通信装置的接收机。
另外实开平7-33020号(
公开日1995年6月16日)中表示出一种脉冲串(burst)信号检波电路，通过第一峰值保持电路保持重叠在正弦波群信号上的载波和噪声的峰值，通过第二峰值保持电路检测噪声电平，从电平移动了正弦波群信号的信号去除所述噪声电平而仅半波整流信号成分，将该半波成分变换为锯齿波，与基准电压比较进行峰值检波，进行波形整形。
该现有技术中，为可集成与本发明同样做成检波电平的电容器，使用2级峰值保持电路，通过相互之间的电导放大和差动放大器使第二级的峰值保持电路具有大的等效电阻。
但是，该现有技术中，由于检测不出存在载波的时间，检测出存在载波的密度与信号和噪声的峰值无关，载波检测电平Det上升了，出现对于发送的码信号自身的接收灵敏度下降问题。
本发明的载波检测电路基于接收信号作成载波检测电平，使用该载波检测电平检测有无载波，其特征在于包括成组检测应检测的载波频率的脉冲的检波器；积分所述检波器检测所述脉冲组的时间，将该积分输出作为所述载波检测电平输出的积分器。
根据上述结构，检波器响应重叠在载波上的噪声，使积分器做成的载波检测电平上升。另一方面，所述积分器中，对输出载波检测电平的积分用电容根据有无所述载波进行充放电的晶体管、不对载波的频率，而对基带成分的频率作响应即可，可以确保对该晶体管的响应的裕量(margin)，可使对所述电容的充放电电流作到很小。
因此，即使是可集成所述电容的电容，也能按高响应性检测有无载波。
本发明的载波检测电路，其特征在于还包括每当比较所述接收信号和所述载波检测电平时，把偏移附加于所述载波检测电平的偏移电路。
根据上述结构，可把没有接收信号的状态下的初始载波检测电平保持到一定电压，降低对于电路杂音或外部的干扰噪声的误动作。
本发明的载波检测电路，其特征在于还包括所述接收信号的振幅电平超出预定电平时，暂时向所述积分器的输出侧施加大电流的快速充电电路。
根据上述结构，检测所述载波频率的脉冲的最前面的组时，可快速跟踪所述载波检测电平，抑制发送码的最前面附近解调的输出脉冲振幅的失真。
本发明的载波检测电路中，其特征在于所述快速充电电路由二极管构成。
根据上述结构，由于大振幅时用二极管的接通电阻充电，可用简单电路结构快速响应载波检测电平，可改善大振幅时的载波检测电平的跟踪性能。
本发明的载波检测电路，其特征在于在监测所述积分器的积分用电容电压的位置设置缓冲器，将成为来自所述电容的放电电流的所述缓冲器的输入偏置电流与从积分器到所述电容的充电电流的比设置为一定。
根据上述结构，通过使用缓冲器的输入偏置电流，可把稳定所述放电电流作到微小的电流，具有长时间的放电时间常数，同时通过充电电流与放电电流的比一定，各个脉冲超出所述载波检测电平的时间为充电时间，下一个时间为放电时间，则可对应于这些充电时间与放电时间的比率来确定载波检测电平。
本发明的载波检测电路，其特征在于对从所述积分器到积分用电容的充电电流使用垂直PNP晶体管的基极电流，并且对所述缓冲器的输入偏置电流使用NPN晶体管的基极电流。
根据上述结构，把晶体管的基极电流使用于所述充放电电流，可得到很小且稳定的电流，同时组合垂直PNP晶体管和NPN晶体管，使得集成电路芯片难以受到太阳光或白炽灯泡等的光回折产生的寄生光电流的影响。
本发明的载波检测电路，其特征在于与作成对所述积分器的积分用电容的少量充放电电流的PNP晶体管相关，附加寄生光电流补偿用的电流放射镜电路。
根据上述结构，在集成电路芯片上可补偿太阳光或白炽灯泡等的光回折产生的寄生光电流，降低由此产生的影响。
本发明的载波检测电路，其特征在于把所述寄生光电流补偿用的电流放射镜电路的外延岛的面积形成得比应补偿的PNP晶体管的外延岛大。
根据上述结构，可充分补偿太阳光或白炽灯泡等带来的寄生光电流，降低补偿误差带来的动作不良。
图19是具有上述结构的载波检测电路210的等效电路图。该载波检测电路210由检波电路211和积分电路212以及所述滞后比较器107构成，由检波电路211从所述带通滤波器7(参考图18)的输出Sig生成载波检测电平Det，由积分电路212比较所述输出Sig和所述载波检测电平Det，积分其比较结果，提供给滞后比较器107。
应注意，在该载波检测电路210中，在检波电路211中，检波器213成组检测应检出载波频率的脉冲，积分器214积分存在该脉冲组的时间，将积分的输出作为所述载波检测电平Det。即，所述检波器213并不直接作成接收系统整体的载波检测电平Det，而用于生成该载波检测电平Det。
所述检波器213配备可以对载波频率充分响应的高速放大所述输出Sig和所述载波检测电平Det之差来输出电压的高速放大器215、整流该高速放大器215的输出的二极管d1、经所述二极管d1用所述高速放大器215的输出电压充电的电容c1、用恒流i1使所述电容c1放电的恒流源216而构成。
所述积分器214配置输出对应于所述电容c1的充电电压，即所述检波器213的输出Dett与基准电压源217的预定基准电压Vs的差的电流的放大器218、用该放大器218的输出电流充电并将该充电电压作为所述载波检测电平Det输出的电容c2而构成。
所述积分电路212配置电流输出的放大器219、电容c3、用恒流i2使所述电容c3放电的恒流源220而构成，比较所述带通滤波器7的输出Sig与载波检测电平Det，向电容c3输出对应于该比较结果的电流，从而积分有载波的时间，作为积分输出Int输出。
图20是用于说明载波检测电路210的动作的波形图。高速放大器215放大图20(a)中参考符号β1所示的带通滤波器7的输出Sig与参考符号β2所示的载波检测电平Det的差时，如图20(b)所示，通过二极管d1的作用，在检测载波频率的脉冲的期间W1电容c1充电，作为载波频率的脉冲组的检测电平的所述输出Dett增高，变为未检测到脉冲的W2时，通过所述恒流源216的放电，降低所述输出Dett，进一步变为0。这样，期间W1为如前所述应检测到载波频率的脉冲组存在的时间，积分器214积分该期间W1，图20(c)所示的积分的输出为所述载波检测电平Det。
这里，所述红外线信号是用30～60kHz左右的预定的载波调制的ASK信号，原来，输出所述载波检测电平Det的电容以该载波频率充放电，但所述期间W1，W2为比100ms左右的所述载波频率更长的时间常数，输出所述载波检测电平Det的电容c2例如减小至100pF左右，可作在集成电路中。
但是，在上述载波检测电路210中，对于打开规定的闲置期间来发送的码信号，由于在所述限制期间所述载波检测电平Det降低并且检波出噪声，因红外线远程控制之一的发送码为50ms左右，如前所述，载波频率的脉冲被成组检测，即使可将电容c2作在集成电路的电容，也得到所述长的放电时间常数。
因此，对于超出所述放电时间常数的光噪声，可防止误动作，但对于在所述放电时间常数以内周期变化的光噪声，还有产生误动作的问题。
图21是由与所述红外线信号的载波频率大致相等的反向器荧光灯等输入连续光噪声时的各部分的波形图。通过图21(a)中参考符号β11表示的带通滤波器7的输出Sig，从检波器13输出图21(b)表示的输出Dett，超出基准电压Vs时，图21(a)中参考符号β12表示的载波检测电平Det按长时间常数增加，同时，图21(c)中参考符号β13表示的积分输出Int也上升。那么，超出参考符号β14表示的输出电路7的临界电平时，由于滞后，降低该临界电平，同时图21(d)所示的输出信号Dout也翻转，造成误动作。
但是，该误动作造成载波检测电平Det在带通滤波器7的输出Sig的峰值附近停止其增加，在该状态下，通过放大器219的输入偏移将该输出变为低电平，从而恒流源220以恒流i2使电容c3放电而降低积分输出Int，通过降低到所述输出电路7的临界电平以下，可恢复正常。
与此相对，实际上，在所述荧光灯的光噪声中包含电源线的商用频率成分等的其他频率成分，产生与该其他频率成分的起伏，因在所述放电时间常数以内周期变化的光噪声产生误动作。图22是用于说明对有这样的起伏的光噪声的动作的波形图。图22(a)～22(d)的各波形分别与图21(a)～21(d)的各波形对应。
首先，与上述相同，通过图22(a)中参考符号β11a表示的带通滤波器7的有起伏输出Sig，从检波器213输出图22(b)表示的输出Dett，超出基准电压Vs时，通过图22(a)中参考符号β12a表示的载波检测电平Det增加，同时，图22(c)中参考符号β13a表示的积分输出Int也上升。那么，超出参考符号β14a表示的输出电路7的临界电平时，由于滞后，降低该临界电平，同时图22(d)所示的输出信号Dout也翻转，造成误动作。
但是，通过所述输出Sig的起伏，输出Dett降低到基准电压Vs以下，由此减少载波检测电平Det，输出Sig再次超出载波检测电平Det。这样，不能捕捉到噪声的峰值，积分输出Int按一定电平反复增减作不到因所述滞后降低的临界电平以下，因此输出信号Dout也不反向，误动作状态继续。
这里，图23(a)表示发送的码信号的一例，图23(b)表示正常动作时的输出信号Dout，图23(c)表示所述有起伏的光噪声带来的误动作状态下的输出信号Dout。由于通过所述有起伏的光噪声，大致捕捉到噪声，若发送信号自身的电平有某种程度的变大，如图23(c)所示，可恢复数据。但是，很多远程控制的码信号在所述数据之前附加了作为开始码的头部(head)，如图23(c)所示，若识别不出来该头部，则不能识别以后的数据，造成误动作。
参考图24和25说明本发明的第五实施例，如下所述。
图24是表示本发明的第五实施例的载波检测电路30的电结构的框图。该载波检测电路30大致配置检波电路31和积分电路32以及输出电路33而构成。与所述图19所示的载波检测电路10同样的是在检波电路31中，Sig检波器34从所述图18的带通滤波器7的输出Sig成组检测应检出载波频率的脉冲，积分器35积分存在该脉冲组的时间，把该输出作为载波检测电平Det，在积分电路32中，比较所述输出Sig和所述载波检测电平Det，积分该比较结果后，由输出电路33区分电平，做成输出信号Dout。
即，所述检波器34配备以对载波频率充分响应的高速放大所述输出Sig和所述载波检测电平Det之差来输出电压的高速放大器36、整流该高速放大器36的输出的二极管D1、经所述二极管D1用所述高速放大器36的输出电压充电的电容C1、用恒流I1使所述电容C1放电的恒流源37而构成，执行输出Sig的峰值保持动作。
所述积分器35配置输出对应于所述电容C1的充电电压，即所述检波器34的输出Dett与作为基准电压源38的预定积分基准值的基准电压Vs的差的电流的放大器39、用该放大器39的输出电流充电并将该充电电压作为所述载波检测电平Det输出的电容C2而构成。
所述积分电路32配置电流输出的放大器40、电容C3、用恒流I2使所述电容C3放电的恒流源41而构成，比较所述带通滤波器5的输出Sig与载波检测电平Det，向电容C3输出对应于该比较结果的电流，从而积分有载波的时间，作为积分输出Int输出。输出电路33由滞后比较器构成，比较所述积分电路32的积分输出Int的电平，作成基带频率的输出信号Dout。
应注意，在该载波检测电路30中，设置将输出电路33的输出信号Dout反馈到检波器34的反馈环路42，通过提供该输出信号Dout的晶体管43，在接通该输出信号Dout时，将作为脉冲组的检测电平的电容C1的充电电压，即所述检波器34的输出Dett设置到作为大致最大值的预定的一定电压VC，由此增加载波检测电平Det，降低灵敏度，积分输出Int可恢复初始状态。
图25是用于说明上述构成的载波检测电路30对具有起伏的光噪声的动作的波形图。通过图25(a)中参考符号γ1所示的带通滤波器5的输出Sig从检波器34输出图25(b)所示的输出Dett，该输出Dett超出基准电压Vs时，图25(a)中参考符号γ2所示的载波检测电平Det按长的时间常数增加，同时，图25(c)中参考符号γ3所示的积分输出Int也上升。那么，在时刻t1超出参考符号γ4所示的输出电路33的临界值时，由于滞后，降低该临界值，同时图25(d)所示的输出信号Dout也反向，暂时成为造成误动作状态。
但是，这种状态下，如前所述，通过接通该晶体管43把检波器34的输出Dett设定到一定电压VC，从而即使图25(a)所示的输出Sig的电平因起伏而减小，所述输出Dett照样超出基准电压Vs，载波检测电平Det增大至大致最大值。由此，积分输出Int降低，然后在时刻t2变为输出电路33的临界电平以下，输出信号Dout反向到断开，恢复正常状态。在时刻t3输出Dett为基准电压Vs以下时，载波检测电平Det也转向减少。
上述的输出信号Dout的接通/断开动作像振动现象，但由于如前所述电路的时间常数变大，其周期比较长，输出信号Dout在断开的状态下接收所述图23(a)所示的发送信号的头部时，如图23(b)所示，后面的数据没有任何问题，可正确接收。即使反复操作所述接通/断开动作，如所述图22(d)所示，与长时间接通状态相比，可减小消耗功率，同时由于所述接通/断开动作在接收通常的红外线信号的状态下不产生，实用中也没有问题。
这样，接通检测出有载波的输出信号Dout时，对于比输出Sig的载波频率低的起伏，把表示载波频率的脉冲组的检测电平的输出Dett维持在比基准电压Vs高的恒定电压VC，假装是连续检测脉冲组的状态，由此，起伏使得输出Sig的电平恢复后，把积分输出Int作到输出电路33的临界电平以下，可确实把输出信号Dout恢复到断开状态，防止误动作。这样，从有起伏的噪声分离开基带频率的码信号，可正确检测。
这里，例如特开平6-188835号公报(
公开日1994年7月3日)中有一种结构为去除二极管产生并通过带通滤波器的散乱噪声，着眼于所述散乱噪声带来的电流依赖于入射光带来的电流的平方根，通过将所述入射光带来的电流取平方根的匹配电路后输入放大器。
但是，考虑这样的噪声去除的现有技术都对应于操作对放大器的输入电平，载波由通常的包络检波来检波。就这一点而言，在本发明中，载波检测电平Det大致捕捉外部干扰光噪声的峰值，即适应于外部干扰光噪声的电平，去除噪声成分，从而不限于所述散乱噪声，可发挥高噪声去除能力。
根据图26～图28说明本发明的第六实施例，如下所述。
图26是表示本发明的第六实旋例的载波检测电路50的电结构的框图。该载波检测电路50类似于上述的载波检测电路30，对于对应的部分附加相同的参考标号，省略其说明。应注意与在输出信号Dout接通时所述载波检测电路30将检波器34的输出Dett维持在一定电压VC相对，该载波检测电路50中是限制到比所述基准电压Vs略高的一定电压Vc。
因此，关于检波器34，设置将所述输出Dett限制到所述电压Vc的电压限制电路51。该电压限制电路51大致包括取出来自基准电压源38的基准电压Vs并产生比该基准电压Vs略高的所述电压Vc的限制电压产生电路52和开关元件54，其中开关元件54经所述反馈电路42提供输出信号Dout，在所述输出信号Dout接通时从电容C1向放大器39的线53提供来自所述限制电压产生电路52的电压Vc，在断开时从线53放开所述限制电压产生电路52。
图27是表示所述电压限制电路51的一个结构例的电路图。该电压限制电路51具有基准电流源55、响应于所述输出信号Dout将所述基准电流源55带来的基准电流101来回接通/断开并构成所述开关元件54的晶体管Q0～Q3、构成作成电压Vc的所述限制电压产生电路52的电阻R1，二极管D10，晶体管Q4～Q9以及恒流源56、取得来自所述电容C1的输出Deta的输入的晶体管Q10。
晶体管Q4和晶体管Q5成对，向晶体管Q4的基极施加所述基准电压Vs，发射极经电阻R1连接于供给所述基准电流I10的晶体管Q2的集电极，集电极经晶体管Q6接地。另一方面，晶体管Q5的基极经二极管D10连接于供给所述基准电流I01的晶体管Q3的集电极以及与所述输入的晶体管Q10成对的晶体管Q9的发射极，同时，经晶体管Q8接地。晶体管Q5的基极连接于在电源线之间串联连接的输入的晶体管Q10和恒流源56的连接点，该基极成为所述放大器39的输出Dett的输出端，发射极连接于所述晶体管Q2的集电极，集电极经构成所述晶体管Q6和电流反射镜电路的晶体管Q7接地。
因此，输出信号Dout断开时，晶体管Q0～Q3断开，晶体管Q4～Q9不动作，从电容C1的输出Deta向输出Dett输出仅降低了晶体管Q10的基极一发射极之间的电压的电压，所述检波器34进行通常的峰值保持动作。相对于此，输出信号Dout接通时，晶体管Q0～Q3接通，晶体管Q4～Q9动作，输出Dett被限制到比所述基准电压Vs略高的Vc(Vc＝Vs+(I01/2)·R1)的一定电压。
图28是用于说明对具有起伏的光噪声的动作的波形图。该图28(a)～28(d)的各波形分别与上述的图25(a)～25(d)的各波形对应。如图28(b)所示，在时刻t1输出信号Dout接通时，把输出Dett限制到Vc的一定电压。
这样，检测有载波的输出信号Dout接通时，对于比输出Sig的载波频率低的起伏，把表示载波频率的脉冲组的检测电平的输出Dett维持在超出基准电压Vs，假装是连续检测脉冲组的状态，由此，在规定时间后，把积分输出Int作到输出电路33的临界电平以下，可确实把输出信号Dout恢复到断开状态，防止误动作。
通过由电压限制电路51在输出信号Dout接通时将作为载波频率的脉冲组的检测电平的输出Dett限制到比基准电压Vs略高的一定电压Vc，在没有载波的状态下，没有所述输出Dett过高、接收灵敏度降低、不能接收原来的红外线信号的不恰当情况。
根据图29～图31说明本发明的第七实施例，如下所述。
图29是表示本发明的第七实施例的载波检测电路60的电结构的框图。该载波检测电路60类似于上述的载波检测电路3050，对于对应的部分附加相同的参考标号，省略其说明。应注意在该载波检测电路60中，经所述反馈环路42的输出信号Dout被提供给检波电路61的检波器64的恒流源67，该恒流源67将该恒流I1作为断开所述输出信号Dout时预定的第一电流值I1off，在接通时，将其减小到比所述I1off小的预定第二电流值I1on。
图30是表示恒流源67的一个结构例子的电路图。该恒流源67具有基准电流源68、4个晶体管Q11～Q14、2个电阻R11，R12而构成。基准电流源68、晶体管Q11和电阻R11相互串联，插在电源线之间，在连接二极管的晶体管Q11的基极上连接构成电流反射镜电路的晶体管Q12和晶体管Q13的基极。晶体管Q13的集电极连接于所述电容C1引出所述恒流I1，发射极经电阻R12接地。另一方面，晶体管Q12的发射极也经电阻R12接地，该晶体管Q12的集电极经晶体管Q14连接于高电平Vcc的电源线。经反馈环路42向晶体管Q14的基极提供所述输出信号Dout。
晶体管Q11，Q12，Q13的发射极面积比形成为1∶n∶1(n＞1)，从而输出信号Dout断开时，晶体管Q14，Q12断开，所述恒流I1变为比较大的所述I1off，接通时，晶体管Q14，Q12接通，由于来自这些晶体管Q14，Q12的电流流入电阻R12，所述恒流I1变为比较小的所述I1on。
所述I1off，I1on在k为玻尔兹曼常数、T为绝对温度、q为电荷量、基准电流源68的电流值为I02时，设定为(kT/q)In(I02/I1off)+I02·R1 1-I1offR12＝0(kT/q)In(I02/I1on)+I02·R11-(1+n)I1on·R12＝0图31是用于说明对具有起伏的光噪声的动作的波形图。该图31(a)～31(d)的各波形分别与上述的图25(a)～25(d)和图28(a)～28(d)的各波形对应。如图31(b)所示，在时刻t1输出信号Dout接通时，如前所述，由于将恒流源67带来的电容C1的放电电流I1减少到I1on，检波器34的输出Dett缓慢降低，到所述时刻t3一直超出基准电压Vs。
这样，防止对于所述起伏的误动作的同时，通过减少电容C1的放电电流I1，把放电时间设置得更长来对应于所述起伏，所以在没有载波的状态下，没有所述输出Dett过高、接收灵敏度降低、不能接收原来的红外线信号的不恰当情况。
根据图32～图33说明本发明的第八实施例，如下所述。
图32是表示本发明的第八实施例的载波检测电路70的电路结构的框图。该载波检测电路70类似于上述的载波检测电路30，50，60。应注意在该载波检测电路70中，检波电路71的检波器74中，放大所述带通滤波器5的输出Sig和所述载波检测电平Det的差并输出电压的高速放大器76的输入偏移电压在所述输出信号Dout接通时增加。
图33是表示所述高速放大器76的具体结构的电路图。该高速放大器76具有比较器72、偏移切换电路73来构成。比较器72配置将所述载波检测电路Det和带通滤波器5的输出Sig分别提供给基极的一对晶体管Q21，Q22、连接于所述晶体管Q22的发射极的负载电阻R21、从所述晶体管Q21的发射极和所述负载电阻R21向晶体管Q22的发射极供给电流的恒流源77、连接于所述晶体管Q21，Q22的集电极并以彼此相等的面积构成电流反射镜电路的晶体管Q23，Q24构成。晶体管Q22和晶体管Q24的连接点为所述二极管D1的输出端。
所述恒流源77供给2×I03的恒流，从而流过晶体管Q23，Q24的电流都为I03。这里，Sig＞Det时，输入偏移大致为I03×R21。
另一方面，偏移切换电路73配置将所述输出信号Dout和来自基准电压源78的预定基准电压Vref别提供给基极的一对晶体管Q25，Q26、向所述晶体管Q25，Q26的发射极一起提供电流的恒流源79、连接于所述晶体管Q25，Q26的集电极并以彼此相等的面积构成电流反射镜电路的晶体管Q27，Q28构成。晶体管Q26和晶体管Q28的连接点与晶体管Q22和负载电阻R21的连接点的连接。
因此，为比输出信号Dout断开的基准电压Vref低的接地电平时，晶体管Q25～Q28断开，与输入偏移为所述I03×R21相对，为比输出信号Dout接通的基准载电阻R21，输入偏移增至(I03+I04)×R21。
通过这样的结构，检测有载波的输出信号Dut接通时，通过表面上增加输出Sig的电平，与上述相同，对于比载波频率低的起伏，把表示载波频率的脉冲组的检测电平的输出Dett维持在超出基准电压Vs，假装是连续检测脉冲组的状态，在规定时间后，把积分输出Int作到输出电路33的临界电平以下，可确实把输出信号Dout恢复到断开状态，防止误动作。
提高输出Dett，即提高载波检测电平Det而降低灵敏度这一点与上述的各载波检测电路30，50，60相同，但由于不直接操作输出Dett，可减少降低灵敏度的时间。
根据图34和图35说明本发明的第九实施例，如下所述。
图34是表示本发明的第九实施例的载波检测电路80的电结构的框图。该载波检测电路80类似于上述的载波检测电路30，50，60，70。应注意在该载波检测电路80中，检波电路81中，积分器85的基准电压源88的基准电压Vs在所述输出信号Dout接通时降低。
图35是表示所述基准电压源88的具体结构的电路图。该基准电压源88具有恒压发生电路82、切换电路83和输出缓冲电路84而构成。恒压发生电路82由晶体管Q31～Q36和电阻R31～R33构成，在电阻R31中流入恒流I05，产生I05×R31的恒压。
另一方面，切换电路83具有将所述输出信号Dout和来自基准电压源86的预定基准电压Vref分别提供给基极的一对晶体管Q37，Q38、向所述晶体管Q37，Q38的发射极一起提供电流的恒流源87、连接于所述晶体管Q37，Q38的集电极并以彼此相等的面积构成电流反射镜电路的晶体管Q39，Q40构成。晶体管Q37和晶体管Q39的连接点与所述晶体管Q36和负载电阻R31的连接点连接。
输出缓冲电路84由晶体管Q41～Q43、电阻R34和恒流源89构成。将连接晶体管Q41的基极的所述晶体管Q36和电阻R31的连接点的电压，即电阻R31的端子之间的电压从晶体管Q43的基极作为所述基准电压Vs输出。
因此，为比输出信号Dout断开的基准电压Vref低的接地电平时，晶体管Q37～Q40接通，电阻R31中也流入恒流源87的恒流I06，基准电压Vs为(I05+I06)×R31。与此相对，为比输出信号Dout接通的基准电压Vref高的高电平时，晶体管Q37～Q40断开，基准电压Vs降低到所述I05×R31。
通过这样的结构，检测有载波的输出信号Dout接通时，通过降低基准电压Vs，与上述相同，对于比载波频率低的起伏，把表示载波频率的脉冲组的检测电平的输出Dett维持在超出基准电压Vs，假装是连续检测脉冲组的状态，在规定时间后，把积分输出Int作到输出电路33的临界电平以下，可确实把输出信号Dout恢复到断开状态，防止误动作。
不操作输出Dett而操作基准电压Vs，随着这种控制，新噪声带来的影响小，提高对所述误动作的忍耐力。
根据图36说明本发明的第十实施例，如下所述。
图36是表示本发明的第十实施例的红外线远程控制的接收收机91的电结构的框图。该接收机91中用光电二极管92将红外线信号变换为光电流信号Iin，该光电流信号Iin在放大器93中进行电流一电压变换，同时，由放大器94放大，之后，输入到带通滤波器95。带通滤波器95提取载波频率成分，还在检波电路96中从所述载波频率成分检波出基带频率的发送码成分，通过将该检波输出与在输出电路97中预定的临界值相比，判断有无载波，将数字码信号恢复，从所述输出电路97作为输出信号Dout输出。所述检波电路96和滞后比较器构成的输出电路97构成载波检测电路。
应注意该接收机91中，来自插入所述反馈环路42的输出电路97的输出信号Dout被提供给放大器94或带通滤波器95中的至少之一，所述输出信号Dout接通的期间，降低其增益。
根据这种结构，即使通过比载波频率低的频率的起伏变动脉冲电平，因放大器94和/或带通滤波器95的增益降低，带通滤波器95的输出Sig变为载波检测电平Det以下的机率增高，由此，检波电路96的积分输出Int为输出电路97的临界电平以下，输出信号Dout确实被恢复到断开状态，这样，可防止载波的误检。
所述放大器94和/或带通滤波器95的增益的降低具有规定时间常数来执行。因此，通过延迟该时间常数控制的响应，输出信号Dout的切换带来的影响降低了，提高对所述误动作的忍耐力。
降低放大器94的增益时，没有带通滤波器95的中心频率的变动和带宽的变动，与此相对，降低带通滤波器95的增益时，不必要考虑因载波检测电路的时间常数带来的响应延迟，可提高控制精度。
本发明的载波检测电路，基于接收信号作成载波检测电平，使用该载波检测电平检测有无载波，其特征在于包括检测应检测的载波频率的脉冲的检波器；通过积分所述检波器的输出在预定积分基准值以上的时间，成组检测上述载波频率的脉冲，将该积分输出作为所述载波检测电平输出的积分器；检测有载波的期间，相对所述积分基准值相对增加来自所述检波器的输出的电平变更电路。
根据上述结构，检波器响应重叠在载波上的噪声，使积分器做成的载波检测电平上升。另一方面，所述积分器中，对输出载波检测电平的积分用电容根据有无所述载波进行充放电的晶体管、不对载波的频率，而对基带成分的频率作响应即可，可以确保对该晶体管的响应的裕量(margin)，可使对所述电容的充放电电流作到很小。
这样，在即使是可集成所述电容的电容，也能按高响应性检测有无载波的载波检测电路中，还设置电平变更电路，检测有载波的期间，例如如后所述，对于积分器的积分基准值相对增加检波器的输出。
因此，即使因比载波频率低的频率的起伏而降低脉冲电平，表示载波频率的脉冲组的检测电平的检波器输出为连续检测载波的状态，由此抑制所述起伏带来的载波检测电平的降低，在起伏带来的脉冲电平恢复后确实使载波电平变为载波检测电平以下，防止载波的误检测。
这样，分离所述基带成分和噪声成分，降低对有起伏的噪声的误动作，正确检测集成电路成分。
本发明的载波检测电路，其特征在于所述电平变更电路在有所述载波期间通过把来自所述检波器的输出限制到比所述积分基准值略高的一定电压，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
根据上述结构，在有载波期间，与无载波期间相比，通过把作为脉冲组的检测电平的检波器的输出限制到比积分基准电压略高的一定电压，可对应于脉冲电平的起伏。
因此，在无载波的状态下没有脉冲组的检测电平过高、发送本来的信号时不能接收它的不适当情况。
本发明的载波检测电路，其特征在于所述电平变更电路在有所述载波期间通过减少所述检波器的输出级的电容的放电电流，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
根据上述结构，对于其输出电压表示脉冲组的检测电平的检波器的输出级的电容，在有载波期间，与没有载波期间相比，通过降低放电电流、把放电时间设置得更长，对应于脉冲电平的起伏。
因此，在无载波的状态下没有脉冲组的检测电平过高、发送本来的信号时不能接收它的不适当情况。
本发明的载波检测电路，其特征在于所述电平变更电路在有所述载波期间通过增加到所述检波器的接收信号的输入偏移电压，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
根据上述结构，通过增加对检波器的接收信号的输入偏移电压，在有载波期间，与无载波期间相比，看起来通过增加信号电平，对应脉冲电平的起伏。
因此，由于不直接操作检波器的输出，可减少灵敏度降低的时间。
本发明的载波检测电路，其特征在于所述电平变更电路在有所述载波期间通过降低所述积分器的积分基准值，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
根据上述结构，通过降低积分器的积分基准值，在有载波期间，与无载波期间相比，看起来通过增加检波器的输出电平，对应脉冲电平的起伏。
因此，由于不直接操作检波器的输出，很少受到伴随控制的新的噪声的影响，也提高对误动作的忍耐力。
本发明的红外线远程控制接收机的特征在于使用上述任何一种载波检测电路。
根据上述结构，检测出有载波的期间相对积分器的积分基准值相对增加检波器的输出，可降低接收机对有起伏的噪声的误动作。
本发明的红外线远程控制接收机经放大器把接收红外线信号得到的接收信号输入到带通滤波器，提取应检测的载波频率成分后，在载波检测电路检测所述载波频率的脉冲，通过积分其检测结果在预定积分基准值以上的时间成组检测所述载波频率的脉冲，并且把该积分输出作为载波检测电平检测有无载波，其特征在于包括在检测有载波期间，降低所述放大器或带通滤波器的至少之一的增益的增益变更电路。
根据上述结构，在通过成组检测载波频率脉冲，在积分器中可作成可集成输出载波检测电平的积分用电容的电容的红外线远程控制接收机中，设置增益变更电路，在检测有载波期间，降低放大器或带通滤波器的至少之一的增益。
因此，即使因比载波频率小低的频率的起伏变动脉冲电平，通过降低放大器或带通滤波器的至少之一的增益，接收信号在载波检测电平以下的机率增高，可防止载波的误检测。
本发明的红外线远程控制接收机，其特征在于所述增益变更电路在增益降低时具有时间常数。
根据上述结构，通过由所述时间常数延迟控制的响应，可降低因有无载波的检测结果的切换带来的噪声的影响，提高对误动作的忍耐力。
发明的具体说明的各项或具体实施形式或实施例都是为了理解本发明的技术内容，不应狭义解释为限定在这些具体例子，在本发明的精神和下面记载的权利要求的范围内，可进行各种变更。
权利要求
1.一种载波检测电路，基于接收信号作成载波检测电平，使用该载波检测电平检测有无载波，包括成组检测应检测的载波频率的脉冲的检波器；积分所述检波器检测所述脉冲组的时间，将该积分输出作为所述载波检测电平输出的积分器。
2.根据权利要求1的载波检测电路，还包括每当比较所述接收信号和所述载波检测电平时，把偏移附加于所述载波检测电平的偏移电路。
3.根据权利要求1的载波检测电路，还包括所述接收信号的振幅电平超出预定电平时，暂时向所述积分器的输出侧施加大电流的快速充电电路。
4.根据权利要求2的载波检测电路，还包括所述接收信号的振幅电平超出预定电平时，暂时向所述积分器的输出侧施加大电流的快速充电电路。
5.根据权利要求3的载波检测电路，所述快速充电电路由二极管构成。
6.根据权利要求4的载波检测电路，所述快速充电电路由二极管构成。
7.根据权利要求1的载波检测电路，在监测所述积分器的积分用电容电压的位置设置缓冲器，将成为来自所述电容的放电电流的所述缓冲器的输入偏置电流与从积分器到所述电容的充电电流的比设置为一定。
8.根据权利要求2的载波检测电路，在监测所述积分器的积分用电容电压的位置设置缓冲器，将成为来自所述电容的放电电流的所述缓冲器的输入偏置电流与从积分器到所述电容的充电电流的比设置为一定。
9.根据权利要求3的载波检测电路，在监测所述积分器的积分用电容电压的位置设置缓冲器，将成为来自所述电容的放电电流的所述缓冲器的输入偏置电流与从积分器到所述电容的充电电流的比设置为一定。
10.根据权利要求4的载波检测电路，在监测所述积分器的积分用电容电压的位置设置缓冲器，将成为来自所述电容的放电电流的所述缓冲器的输入偏置电流与从积分器到所述电容的充电电流的比设置为一定。
11.根据权利要求7的载波检测电路，对从所述积分器到积分用电容的充电电流使用垂直PNP晶体管的基极电流，并且对所述缓冲器的输入偏置电流使用NPN晶体管的基极电流。
12.根据权利要求8的载波检测电路，对从所述积分器到积分用电容的充电电流使用垂直PNP晶体管的基极电流，并且对所述缓冲器的输入偏置电流使用NPN晶体管的基极电流。
13.根据权利要求9的载波检测电路，对从所述积分器到积分用电容的充电电流使用垂直PNP晶体管的基极电流，并且对所述缓冲器的输入偏置电流使用NPN晶体管的基极电流。
14.根据权利要求10的载波检测电路，对从所述积分器到积分用电容的充电电流使用垂直PNP晶体管的基极电流，并且对所述缓冲器的输入偏置电流使用NPN晶体管的基极电流。
15.根据权利要求1的载波检测电路，与作成对所述积分器的积分用电容的少量充放电电流的PNP晶体管相关，附加寄生光电流补偿用的电流放射镜电路。
16.根据权利要求2的载波检测电路，与作成对所述积分器的积分用电容的少量充放电电流的PNP晶体管相关，附加寄生光电流补偿用的电流放射镜电路。
17.根据权利要求3的载波检测电路，与作成对所述积分器的积分用电容的少量充放电电流的PNP晶体管相关，附加寄生光电流补偿用的电流放射镜电路。
18.根据权利要求4的载波检测电路，与作成对所述积分器的积分用电容的少量充放电电流的PNP晶体管相关，附加寄生光电流补偿用的电流放射镜电路。
19.根据权利要求7的载波检测电路，与作成对所述积分器的积分用电容的少量充放电电流的PNP晶体管相关，附加寄生光电流补偿用的电流放射镜电路。
20.根据权利要求8的载波检测电路，与作成对所述积分器的积分用电容的少量充放电电流的PNP晶体管相关，附加寄生光电流补偿用的电流放射镜电路。
21.根据权利要求9的载波检测电路，与作成对所述积分器的积分用电容的少量充放电电流的PNP晶体管相关，附加寄生光电流补偿用的电流放射镜电路。
22.根据权利要求10的载波检测电路，与作成对所述积分器的积分用电容的少量充放电电流的PNP晶体管相关，附加寄生光电流补偿用的电流放射镜电路。
23.根据权利要求15的载波检测电路，把所述寄生光电流补偿用的电流放射镜电路的外延岛的面积形成得比应补偿的PNP晶体管的外延岛大。
24.根据权利要求16的载波检测电路，把所述寄生光电流补偿用的电流放射镜电路的外延岛的面积形成得比应补偿的PNP晶体管的外延岛大。
25.根据权利要求17的载波检测电路，把所述寄生光电流补偿用的电流放射镜电路的外延岛的面积形成得比应补偿的PNP晶体管的外延岛大。
26.根据权利要求18的载波检测电路，把所述寄生光电流补偿用的电流放射镜电路的外延岛的面积形成得比应补偿的PNP晶体管的外延岛大。
27.根据权利要求19的载波检测电路，把所述寄生光电流补偿用的电流放射镜电路的外延岛的面积形成得比应补偿的PNP晶体管的外延岛大。
28.根据权利要求20的载波检测电路，把所述寄生光电流补偿用的电流放射镜电路的外延岛的面积形成得比应补偿的PNP晶体管的外延岛大。
29.根据权利要求21的载波检测电路，把所述寄生光电流补偿用的电流放射镜电路的外延岛的面积形成得比应补偿的PNP晶体管的外延岛大。
30.根据权利要求22的载波检测电路，把所述寄生光电流补偿用的电流放射镜电路的外延岛的面积形成得比应补偿的PNP晶体管的外延岛大。
31.一种载波检测电路，基于载波检测电平检测有无载波，包括基于上述载波检测电平检测接收信号中的载波频率的脉冲群的检波器；积分上述检波器的输出信号，把积分结果作为上述载波检测电平输出的积分器。
32.根据权利要求31的载波检测电路，还包括放大上述接收信号和上述载波检测电平之差的放大器；整流上述放大器的输出的整流器；经上述整流器对上述放大器的输出电压充电的同时，把两端电压作为上述输出信号而输出的电容器；并联连接于上述电容器，以恒流使上述电容器放电的恒流源。
33.根据权利要求32的载波检测电路，上述电容器的充电电流与放电电流的比一定。
34.根据权利要求31的载波检测电路，还包括对于上述接收信号或上述载波检测电平供给偏移电压的偏移电路。
35.根据权利要求34的载波检测电路，上述偏移电路还包括把差动输入信号施加给各个基极的一对第一和第二晶体管；连接于上述第一和第二晶体管的发射极的第一和第二负载电阻；经上述第一和第二负载电阻向上述第一和第二晶体管的发射极供给电流的第一恒流源；连接于上述第一和第二晶体管的集电极，以彼此相等的面积构成电流反射镜电路的第三和第四晶体管；向基极提供上述第一和第三晶体管的集电极之间的电压的第五晶体管；把恒流供给上述第五晶体管的发射极的第二恒流源。
36.根据权利要求31的载波检测电路，还包括上述接收信号超出上述载波检测电平时，向所述电容器高速充电的快速充电电路。
37.根据权利要求34的载波检测电路，还包括上述接收信号超出上述载波检测电平时，向所述电容器高速充电的快速充电电路。
38.根据权利要求32的载波检测电路，上述接收信号和上述载波检测电平分别经第一和第二缓冲器供给上述检波电路。
39.一种载波检测电路，基于接收信号作成载波检测电平，使用该载波检测电平检测有无载波，包括检测应检测的载波频率的脉冲的检波器；通过积分所述检波器的输出在预定积分基准值以上的时间，成组检测上述载波频率的脉冲，将该积分输出作为所述载波检测电平输出的积分器；检测有载波的期间，相对所述积分基准值相对增加来自所述检波器的输出的电平变更电路。
40.根据权利要求39的载波检测电路，所述电平变更电路在有所述载波期间通过把来自所述检波器的输出限制到比所述积分基准值略高的一定电压，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
41.根据权利要求39的载波检测电路，所述电平变更电路在有所述载波期间通过减少所述检波器的输出级的电容的放电电流，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
42.根据权利要求39的载波检测电路，所述电平变更电路在有所述载波期间通过增加到所述检波器的接收信号的输入偏移电压，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
43.根据权利要求39的载波检测电路，所述电平变更电路在有所述载波期间通过降低所述积分器的积分基准值，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
44.一种使用载波检测电路的红外线远程控制接收机，该载波检测电路基于接收信号作成载波检测电平，使用该载波检测电平检测有无载波，所述载波检测电路包括检测应检测的载波频率的脉冲的检波器；通过积分所述检波器的输出在预定积分基准值以上的时间，成组检测上述载波频率的脉冲，将该积分输出作为所述载波检测电平输出的积分器；检测有载波的期间，相对所述积分基准值相对增加来自所述检波器的输出的电平变更电路。
45.根据权利要求44的红外线远程控制接收机，所述电平变更电路在有所述载波期间通过把来自所述检波器的输出限制到比所述积分基准值略高的一定电压，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
46.根据权利要求44的红外线远程控制接收机，所述电平变更电路在有所述载波期间通过减少所述检波器的输出级的电容的放电电流，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
47.根据权利要求44的载波检测电路，所述电平变更电路在有所述载波期间通过增加到所述检波器的接收信号的输入偏移电压，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
48.根据权利要求44的载波检测电路，所述电平变更电路在有所述载波期间通过降低所述积分器的积分基准值，相对积分基准值相对地增加该检波器的输出。
49.一种红外线远程控制接收机，经放大器把接收红外线信号得到的接收信号输入到带通滤波器，提取应检测的载波频率成分后，在载波检测电路检测所述载波频率的脉冲，通过积分其检测结果在预定积分基准值以上的时间成组检测所述载波频率的脉冲，并且把该积分输出作为载波检测电平检测有无载波，配置有在检测有载波期间，降低所述放大器或带通滤波器的至少之一的增益的增益变更电路。
50.根据权利要求49的红外线远程控制接收机，所述增益变更电路在增益降低时具有时间常数。
全文摘要
本发明的载波检测电路由检波器成组检测所述载波频率的脉冲,通过用积分器积分检测该组的时间作成上述载波检测电平。因此,用积分器对电容进行充放电的晶体管中,不对载波频率,而对基带成分的频率作响应即可,可确保对上述晶体管的响应,并且,可稍微减小充放电电流。由此,即使把积分用的电容作为可集成的电容,也能正确检测载波。另外,通过还配置电平变更电路,在用于红外线远程控制器时,可降低对有起伏的光噪声的误动作。
文档编号H04B10/158GK1341998SQ0113252
公开日2002年3月27日 申请日期2001年8月2日 优先权日2000年8月2日
发明者横川成一, 西野毅, 野田和夫 申请人:夏普株式会社