专利名称：载波频率同步检测电路及相关运算器的制作方法
技术领域：
本发明涉及载波频率同步检测电路及相关运算器。
背景技术：
近年来，以GPS (Global Positioning System,全球定位系统)为代表的 SPS(Satellite Positioning System 卫星定位系统)的接收机作为汽车导航系统、或船舶的导航装置、飞机的导航装置的位置传感器而被广泛利用。在GPS系统中，作为接收侧的GPS接收机基于从作为发送侧的多个定位卫星(例如，NAVSTAR (Navi gat ion Satellite Time and Ranging，卫星测时测距导航)卫星或 GL0NASS(Global Navigation Satellite System，全球导航卫星系统)卫星)发送的扩频信号，测定接收机本身的位置。作为发送侧的多个定位卫星利用扩频码序列对发送到接收侧的信号进行扩频处理(扰频)。然后，多个定位卫星将经扩频处理的信号(以下，记载为扩频信号)，以相同的载波频率进行调制后，发送到作为接收侧的GPS接收机。作为接收侧的GPS接收机接收从定位卫星发送的扩频信号。然后，GPS接收机通过混频(mixing)，将载波频率向基带进行频率解调，并利用由GPS接收机生成的扩频码序列对接收到的扩频信号进行解扩处理，取出原来的信号。扩频信号通信系统，若未取得发送侧的定位卫星和作为接收侧的GPS接收机的扩频码序列的相位的同步，则无法在接收侧进行解扩。但是，由于定位卫星高速移动，所以载波频率因多普勒效应也变动数十kHz。因此，在GPS接收机中，为了与变动了的载波频率取得同步，进行频率误差检测控制(例如，参照专利文献1)。图1是表示专利文献1中记载的、进行频率误差检测控制的接收机的结构的方框图。在该扩频通信系统中，假设将1码元的信号通过η码片(Chip)的扩频码进行扩频而进行说明。如图1所示，接收机10包括无线单元11、由解扩器12及峰值检测单元13构成的定时检测装置14、由解扩器15及旋转校正单元16构成的信道估计装置17、解调单元18、 AFC(Automatic Frequency Control,自动频率控制)控制电路 19、以及 TCXOCTemperature Compensated Xtal Oscillator，温度补偿晶体振荡器)20。无线单元11通过以TCX020生成的基准频率信号为基础对接收到的高频信号进行正交检波，并通过进行A/D (Digital/Analog,数字/模拟)转换，转换为数字信号的I (同相相位)分量、Q(正交相位)分量的基带信号21和基带信号22。TCX020将通过AFC控制电路19控制频率的信号作为基准频率信号输出。解扩器12通过将扩频码乘以来自无线单元11的I分量和Q分量的基带信号21 和22，进行解扩。峰值检测单元13通过对在解扩器12中进行解扩时相关值成为峰值的定时进行检测，检测扩频定时。解扩器15通过使用由峰值检测单元13获得的扩频定时对来自无线单元11的I分量和Q分量的基带信号21和基带信号22进行解扩，获得由I分量和Q分量的码元构成的复数码元。图2是表示上述解扩器12和解扩器15的电路结构的图。解扩器12和解扩器15是用于对由以每1码元η码片的扩频码扩频的I分量和Q 分量的基带信号构成的复数基带信号进行解扩的解扩器。由于解扩器12和解扩器15采用相同结构，所以以解扩器12为代表进行说明。如图2所示，解扩器12由第1相关器30、第2相关器40、m个相位旋转器50_1 50-m、第1加法器61、以及第2加法器62构成。第1相关器30包含将I分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位的至
少n-1的整数倍个第1延迟元件31-1.....31-0SR(n-l)、以及分别进行由第1延迟元件依
序移位的I分量的基带信号和扩频码之间的乘法运算的η个第1乘法器32-1.....32-η。
另夕卜，第1相关器30包含m( = n/k)个第1加法器33-1.....33_m，m( = n/k)个第1加法
器33-1.....33-m对来自η个第1乘法器中的k个第1乘法器的输出进行累加运算，并分
别作为I分量的中间信号而输出。第2相关器40包含将Q分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位的与
每1码元的码片数η相同数量的第2延迟元件41-1.....41-0SR(n-l)、以及分别进行由
第2延迟元件依序移位的I分量的基带信号和扩频码之间的乘法运算的η个第2乘法器
42-1.....42-η。另外，第2相关器40包含m个第2加法器43_1.....43-m, m个第2加法
器43-1.....43-m对来自η个第2乘法器中的k个第2乘法器的输出进行累加运算，并分
别作为Q分量的中间信号而输出。m个相位旋转器50-1 50-m通过以对每1组复数中间信号偏移基准转角δ的m 阶段的相位转角使在复数平面上的相位旋转，从而对包含由各个第1相关器生成的m个I 分量的中间信号和由各个第2相关器生成的m个Q分量的中间信号的m组复数中间信号进行旋转校正。第1加法器61通过进行由各个相位旋转器进行旋转校正后的m个复数中间信号的I分量彼此的累加运算，从而计算I分量的相关值。第2加法器62通过进行由各个相位旋转器进行旋转校正后的m个复数中间信号的Q分量彼此的累加运算，从而计算Q分量的相关值。现有技术文献专利文献专利文献1 日本专利特开2001-069040号公报
发明内容
发明要解决的问题然而，在这样的现有的频率误差检测控制中，只可在向解扩器的各个相位旋转器输入的相关值的中间值的分布为大致相同的值的特定狭窄范围内修正误差。例如，在现有的载波频率同步检测电路中，在由GPS接收机接收到从卫星发送的扩频信号时载波频率因多普勒效应而大幅偏移的情况下，无法修正频率误差。本发明的目的在于，提供即使载波频率大幅偏移，也能够检测码相位、载波频率、载波频率的相位的一致的载波频率同步检测电路和相关运算器。解决问题的方案本发明的载波频率同步检测电路所采用的结构包括码生成单元，生成用于与进行了扩频处理的接收信号同步地进行解扩处理的扩频码；混频单元，从接收信号中去除载波频率分量；相关值计算单元，计算由所述混频单元去除了载波频率分量的接收信号和由所述码生成单元生成了的扩频码的相关值、以及规定相关长度的多个相关中间值；相关值平均单元，以固定周期将多个周期的从所述相关值计算单元输出的相关值进行平均化；最大挑选单元，选择经平均化的相关值中的最大相关值；码相位选择单元，基于由所述最大挑选单元选择出的相关值，判定扩频码序列的生成定时；相关中间值观察单元，根据从所述相关值计算单元输出的相关中间值，输出载波频率和载波相位的校正值；以及载波频率产生单元，基于从所述相关中间值观察单元输出的载波频率的校正值和载波相位的校正值，将载波频率输出到所述混频单元。本发明的相关运算器用于进行由以每1码元η (η为2以上的任意自然数)码片的扩频码扩频过的同相分量和正交分量的基带信号构成的复数基带信号和扩频码之间的相关的相关运算器，所述相关运算器所采用的结构包括η个存储元件，存储扩频码；η的整数倍个第1延迟元件，通过将同相分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位；η的整数倍个第1乘法器，分别进行由第1延迟元件依序移位的同相分量的基带信号和所述存储元件之间的乘法运算；η的整数倍个第2延迟元件，通过将正交分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位；以及η的整数倍个第2乘法器，分别进行由第2延迟元件依序移位的正交分量的基带信号和所述存储元件之间的乘法运算，将η的整数倍个第1乘法器中的从第1至第(IXk)的第1乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第1同相中间值输出， 并将从第1至第OXk)的第1乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第2同相中间值输出，其后作为相关第m同相中间结果依序输出，并且将η的整数倍个第2乘法器中的从第 1至第(IXk)的第1乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第1正交中间值输出，并将从第1至第OXk)的第2乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第2正交中间值输出， 其后作为相关第m正交中间结果依序输出。发明的效果根据本发明，基于相关中间值的分布特性，决定载波频率的偏移量，从而即使载波频率大幅偏移，也能够检测码相位、载波频率、载波频率的相位的一致，并且能够修正宽范围的频率误差。
图1是表示现有的进行频率误差检测控制的接收机的结构的方框图。图2是现有的接收机的解扩器的电路结构图。图3是表示本发明的实施方式的载波频率同步检测电路的结构的方框图。图4是上述实施方式的载波频率同步检测电路的相关值计算单元的电路图。图5是表示通过上述实施方式的载波频率同步检测电路的相关值计算单元计算出的相关中间值的分布形状的图。图6是表示通过上述实施方式的载波频率同步检测电路的相关值计算单元计算出的相关中间值的分布形状的图。图7是表示通过上述实施方式的载波频率同步检测电路的相关值计算单元计算出的相关中间值的分布形状的图。图8是表示通过上述实施方式的载波频率同步检测电路的相关值计算单元计算出的相关中间值的分布形状的图。图9是用于在通过上述实施方式的载波频率同步检测电路的相关值计算单元计算出的相关中间值的分布形状中，说明相关中间值观察单元的判定的图。图10是用于在通过上述实施方式的载波频率同步检测电路的相关值计算单元计算出的相关中间值的分布形状中，说明相关中间值观察单元的判定的图。图11是用于在通过上述实施方式的载波频率同步检测电路的相关值计算单元计算出的相关中间值的分布形状中，说明相关中间值观察单元的判定的图。图12是用于在通过上述实施方式的载波频率同步检测电路的相关值计算单元计算出的相关中间值的分布形状中，说明相关中间值观察单元的判定的图。图13是用于在通过上述实施方式的载波频率同步检测电路的相关值计算单元计算出的相关中间值的分布形状中，说明相关中间值观察单元的判定的图。标号说明100 载波频率同步检测电路110 混频单元120 码生成单元130 相关值计算单元140 相关值平均单元150 最大挑选(sort)单元160 码相位选择单元170 相关中间值观察单元180 载波频率产生单元501 507 存储元件301 314 第2延迟元件401 414 第1延迟元件601 614 第2乘法器701 714 第1乘法器
具体实施例方式以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。(实施方式)图3是表示本发明的一实施方式的载波频率同步检测电路的结构的方框图。本实施方式的载波频率同步检测电路能够适用于具备GPS系统的定位功能的移动终端装置。移动终端装置为移动电话/PHS (Personal Handy-PhoneSystem，个人手持电话系统)等可移动终端，也可以为移动笔记本型电脑、PDA (Personal Digital Assistants，个人数字助理) 等移动信息终端。
如图3所示，载波频率同步检测电路100构成为包括混频单元110、码生成单元 120、相关值计算单元130、相关值平均单元140、最大挑选单元150、码相位选择单元160、相关中间值观察单元170、以及载波频率产生单元180。混频单元110从接收信号中去除载波频率分量。码生成单元120生成用于与实施扩频处理的接收信号同步地进行解扩处理的扩频码。码生成单元120生成与由发送侧实施扩频处理的扩频码序列相同的扩频码序列，并输出到相关值计算单元130。相关值计算单元130计算由混频单元110去除了载波频率分量的接收信号和由码生成单元120生成的扩频码之间的相关值和相关中间值。相关值平均单元140以固定周期将多个周期的从相关值计算单元130输出的相关值进行平均化。最大挑选单元150选择平均化相关值中具有最大值的平均化相关值，并将选择出的相关值的码相位信息输出到码相位选择单元160。码相位选择单元160基于由最大挑选单元150选择出的相关值，判定扩频码序列的生成定时。相关中间值观察单元170根据从相关值计算单元130输出的相关中间值，输出载波频率、载波相位的校正值。相关中间值观察单元170基于从相关值计算单元130输出的相关中间值，判定载波频率、载波频率相位是否一致。载波频率产生单元180基于从相关中间值观察单元170输出的载波频率、载波相位的校正值，产生载波频率，并将产生的载波频率输出到混频单元110。图4是表示上述相关值计算单元130的详细结构的电路图。如图4所示，相关值计算单元130进行相关值计算，该相关值计算用于获得由以每 1码元η码片的扩频码被扩频的1分量(同相分量)和Q分量(正交分量)的基带信号构成的复数基带信号与扩频码的相关。相关值计算单元130包括m个存储元件501 507，存储扩频码；η的整数倍个第 1延迟元件401 414，通过将I分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位；以及 η的整数倍个第1乘法器701 714，分别进行由第1延迟元件401 414依序移位的I分量的基带信号与存储元件501 507之间的乘法运算。相关值计算单元130包括m的整数倍个第2延迟元件301 314，通过将Q分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位；以及η的整数倍个第2乘法器601 614，分别进行由第2延迟元件301 314依序移位的Q分量的基带信号与存储元件501 507之间的乘法运算。相关值计算单元130将η的整数倍个第1乘法器701 714中的从第1至第(1 X k) 的第1乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第II中间值输出，并将从第1至第OXk) 的第1乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第21中间值输出，其后作为相关第ml中间结果依序输出。另外，相关值计算单元130将η的整数倍个第2乘法器601 614中的从第1至第(IXk)的第2乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第IQ中间值输出，并将从第1至第OXk)的第2乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第2Q中间值输出， 其后作为相关第mQ中间结果依序输出。以下，说明如上构成的载波频率同步检测电路的动作。
[相关值计算单元130的动作]相关值计算单元130是用于进行由以每1码元η码片的扩频码被扩频的I分量和 Q分量的基带信号构成的复数基带信号和扩频码之间的相关的相关器。首先，将扩频码预先存储在η个存储元件501 507中。在本实施方式中，通过将I分量的基带信号延迟1/2码片的时间间隔而依序移位， 并存储到η的2倍个数的延迟元件401 414中。η的2倍个乘法器701 714分别进行存储在延迟元件401、402 414中的I分量的基带信号和存储在存储元件501 507中的扩频码之间的乘法运算。在图4中，以将每4个乘法器的输出相加为例，表示相关中间值。将乘法器701 704的输出相加的结果作为相关第II中间值，将乘法器701 708的输出相加的结果作为相关第21中间值，将乘法器701 712的输出相加的结果作为相关第31中间值，其后输出将乘法器701至4的倍数为止的乘法器的输出相加的相关中间值。同样地，将乘法器601 604的输出相加的结果作为相关第IQ中间值，将乘法器 601 608的输出相加的结果作为相关第2Q中间值，将乘法器601 612的输出相加的结果作为相关第3Q中间值，其后输出将乘法器601至4的倍数为止的乘法器的输出相加的相关中间值。[相关中间值观察单元170的动作]图5至图8是表示通过相关值计算单元130计算出的相关中间值的分布形状的图。相关中间值观察单元170观察图5至图8所示的相关中间值。如图5至图8所示，相关中间值根据载波频率、载波相位、码相位的一致而分布形状不同。如图5至图8所示，相关中间值根据载波频率、载波相位、码相位的一致而分布形状不同。也就是说，如图5所示，在载波频率、载波相位、码相位一致的情况下，相关中间值的分布呈直线增加或减少。如图6所示，在载波频率、码相位一致而载波相位不一致的情况下，相关中间值呈直线与正弦波的相加状地分布。如图7所示，在载波频率、载波相位不一致而码相位一致的情况下，相关中间值的分布呈正弦波状地分布。如图8所示，若码相位不一致，则相关中间值无秩序地分布。相关中间值观察单元170着眼于该特性，校正向混频单元110输出的载波频率，以使相关中间值从正弦波状变化为直线状即可。具体而言，相关中间值观察单元170进行下述判断[1] [4]。图9至图13是用于在由相关值计算单元130计算出的相关中间值的分布形状中说明相关中间值观察单元170的判定的图。[1]《呈直线状增加或减少的分布》如上述图5所示，在依序显示从相关第II中间结果至相关第ml中间结果的值或从相关第IQ中间结果至相关第mQ中间结果的值的中间相关值的分布特性中呈直线状增加或减少而分布的情况下，能够由混频单元110从接收信号中去除载波频率的频率分量和相位分量，判断为由码生成单元生成的扩频码一致。(例1)图9是相关中间值观察单元170判定为呈直线状增加或减少的分布的方法的一例。如图9所示，存在如下特征在将从相关第1中间值至相关第m中间值升序地从左向右且使X轴方向上的间隔为等间隔地依序排列、而在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中，从相关第1中间值至相关第m中间值分布于以直线连结相关第m中间值和相关第1中间值，由在Y轴方向上加上固定值Δ Yl所得的第1线段和减去固定值ΔΥ2所得的第2线段包围的区域内。(例2)图10是相关中间值观察单元170判定为呈直线状增加或减少的分布的方法的另一例。如图10所示，存在如下特征在将从相关第1同相中间值至相关第m同相中间值升序地从左向右且使X轴方向上的间隔为等间隔地依序排列、而在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中，从相关第1中间值至相关第m中间值分布于以直线将相关第m中间值在Y轴方向加上固定值ΔΥ1所得的点、以及减去所述固定值ΔΥ2 所得的点和相关第1中间值连结所形成的区域内。上述ΔΥ1、Δ Y2在接收到无信号分量而仅有噪声分量的接收信号的情况下，使用多次测量相关第m中间值并进行统计处理所得的值的、成为3西格玛值或4西格玛的值。[2]《分布成直线和正弦波的相加状》如上述图6所示，在依序显示了从相关第II中间结果至相关第ml中间结果的值或从相关第IQ中间结果至相关第mQ中间结果的值的中间相关值的分布特性中，分布成直线和正弦波的相加状的情况下，判断为进行了扩频处理的接收信号的载波频率分量一致， 载波频率的相位产生偏移。(例3)图11是相关中间值观察单元170判定为分布成直线和正弦波的相加状的方法的一例。如图11所示，存在如下特征在将从相关第1中间结果至相关第m中间结果的值升序地从左向右且使X轴方向上的间隔为等间隔地依序排列、而在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中，以直线连结相关第m中间值和相关第1中间值， 由在Y轴方向加上固定值ΔΥ1所得的第1线段和减去固定值ΔΥ2所得的第2线段包围的区域内，相关第1中间值至相关第m中间值大于所述第1线段而分布的数、以及小于所述第 2线段而分布的数为1以下。在图11中，表示大于第1线段而分布的区域A有1处，小于第2线段而分布的区域B有1处。上述ΔΥ1、Δ Y2在接收到无信号分量而仅有噪声分量的接收信号的情况下，使用多次测量相关第m中间值并进行统计处理所得的值成为3西格玛值或4西格玛的值。[3]《呈正弦波分布》
如上述图7所示，在依序显示了从相关第II中间结果至相关第ml中间结果的值或从相关第IQ中间结果至相关第mQ中间结果的值的中间相关值的分布特性中呈正弦波分布的情况下，判断为进行了扩频处理的接收信号的载波频率分量存在偏移，且扩频码一致。(例4)图12是相关中间值观察单元170判定为呈正弦波分布的方法的一例。如图12所示，存在如下特征在将从相关第1中间结果至相关第m中间结果的值升序地从左向右且使X轴方向上的间隔为等间隔地依序排列、而在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中，对于以直线连结相关第m中间值和相关第1中间值，在Y轴方向加上固定值ΔΥ1所得的第1线段和减去固定值ΔΥ2所得的第2线段，从相关第1中间值至相关第m中间值大于所述第1线段而分布的第1个数、以及小于所述第 2线段而分布的第2个数为大于1的数且一致或为大于1的数且数字的值仅1个不同。在图12中，表示大于第1线段而分布的区域为区域Al、区域A2至区域A5的5处， 小于第2线段而分布的区域为区域Bi、区域B2至区域B5的5处。(例5)另外，如图12所示，存在如下特征在将从相关第1中间结果至相关第m中间结果的值升序地从左向右且使X轴方向上的间隔为等间隔地依序排列、而在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中，对于以直线连结相关第m中间值和相关第 1中间值，在Y轴方向加上固定值Δ Yl所得的第1线段和减去固定值ΔΥ2所得的第2线段，大于第1线段而分布的中间值和小于所述第2线段而分布的中间值交替出现。在上述(例5)中，表示大于第1线段分布的区域和小于第2线段分布的区域为区域Al、区域Bi、区域Α2、区域B2、i-区域A5、区域B5交替出现。上述ΔΥ1、Δ Y2在接收到无信号分量而仅有噪声分量的接收信号的情况下，使用多次测量相关第m中间值并进行统计处理所得的值成为3西格玛值或4西格玛的值。[4]《无秩序地分布》如上述图8所示，在依序显示了从相关第II中间结果至相关第ml中间结果的值或从相关第IQ中间结果至相关第mQ中间结果的值的中间相关值的分布特性中无秩序地分布的情况下，判断为扩频码不一致。(例6)判定为无秩序地分布的方法的一例为都不符合从上述(例1)至(例幻所示的判定方法的任一个的情况。(例7)图13是相关中间值观察单元170判定为无秩序地分布的方法的另一例。如图13所示，存在如下特征在将从相关第1中间结果至相关第m中间结果的值升序地从左向右且使X轴方向上的间隔为等间隔地依序排列、而在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中，对于以直线连结相关第m中间值和相关第1中间值，在Y轴方向加上固定值ΔΥ1所得的第1线段和减去固定值ΔΥ2所得的第2线段，从相关第1中间值至相关第m中间值大于所述第1线段而分布的中间值和小于所述第2线段而分布的中间值未交替出现。以上，说明了在通过相关值计算单元130计算出的相关中间值的分布形状中的、相关中间值观察单元170的判定。其次，相关中间值观察单元170基于观察结果，校正载波频率或载波相位，以使相关中间值从正弦波状变为增加或减少的直线状。例如，在观察了上述图7的中间相关值的分布特性的情况下，载波相位不一致。因此，将载波相位错开的校正指示给载波频率产生单元180。或者，相关中间值观察单元170 计算载波频率或载波相位的校正量，并输出到载波频率产生单元180。载波频率产生单元 180基于从相关中间值观察单元170输出的载波频率、载波相位的校正值，产生消除载波频率的偏移量的载波频率，并将所产生的载波频率输出到混频单元110。如上详细地说明那样，载波频率同步检测电路100包括混频单元110、码生成单元120、相关值计算单元130、相关值平均单元140、最大挑选单元150、码相位选择单元160、 相关中间值观察单元170、以及载波频率产生单元180。相关值计算单元130包括n个存储元件501 507，存储扩频码；η的整数倍个第1延迟元件401 414，通过将I分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位；以及η的整数倍个第1乘法器701 714，分别进行由第1延迟元件401 414依序移位的I分量的基带信号与存储元件501 507之间的乘法运算。另外，相关值计算单元130包括m的整数倍个第2延迟元件301 314，通过将Q分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位；以及η的整数倍个第2乘法器 601 614，分别进行由第2延迟元件301 314依序移位的Q分量的基带信号与存储元件 501 507之间的乘法运算。然后，在I分量和Q分量的各个分量中，将η的整数倍个第1乘法器或第2乘法器中的从第1乘法器至第(IXk)的第1乘法器或第2乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第1中间值输出，并将从第1乘法器至第O X k)的第1乘法器或第2乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第2中间值输出，其后作为相关第m中间结果依序输出。相关中间值观察单元170根据相关值计算单元130的相关中间值的分布特性，决定载波频率的偏移量，并输出载波频率、载波相位的校正值。由此，即使由GPS接收机接收到从卫星发送的扩频信号时载波频率因多普勒效应而较大偏移，也能够检测码相位、载波频率、载波频率的相位的一致，并能够校正宽范围的
频率误差。以上的说明为本发明的优选实施方式的例证，本发明的范围并不限定于此。而且，在上述各个实施方式中，使用了相关运算器和载波频率同步检测电路的名称，这是因为方便说明，当然也可以为定位用接收装置、频率误差测量方法等。另外，构成上述移动无线机的各个电路单元的种类、数量和连接方法等并不限于上述实施方式。2009年7月3日提交的特愿第2009-158495号的日本专利申请所包含的说明书、 附图以及说明书摘要的公开内容全部引用于本申请。工业实用性本发明的载波频率同步检测电路和相关运算器对捕捉从GPS等定位卫星发出的信号的载波频率同步检测电路和定位系统极为有用。另外，对搭载该载波频率同步检测电路和定位方法的移动电话机或PHS等移动终端装置等极为有用。而且，不仅GPS定位系统，也可以广泛地适用于伽利略(Ga 1 i 1 eo)系统、俄罗斯的GL0NASS、美国的WAAS (Wi deArea Augmentation System,) > H^W MSAS (Multi-Functional Satellite
Augmentation System,多功能卫星增强系统)、欧州的 EGNOS (European Geostationary NavigationOverlay Service,欧洲地球同步卫星导航增强服务系统)等发送通过同步的多个调制码进行了扩频的多个卫星信号的定位系统。
权利要求
1.载波频率同步检测电路，包括码生成单元，生成用于与进行了扩频处理的接收信号同步地进行解扩处理的扩频码； 混频单元，从接收信号中去除载波频率分量；相关值计算单元，计算由所述混频单元去除了载波频率分量的接收信号和由所述码生成单元生成了的扩频码的相关值、以及规定相关长度的多个相关中间值；相关值平均单元，以固定周期将多个周期的从所述相关值计算单元输出的相关值进行平均化；最大挑选单元，选择经平均化的相关值中的最大相关值；码相位选择单元，基于由所述最大挑选单元选择出的相关值，判定扩频码序列的生成定时；相关中间值观察单元，根据从所述相关值计算单元输出的相关中间值，输出载波频率和载波相位的校正值；以及载波频率产生单元，基于从所述相关中间值观察单元输出的载波频率的校正值和载波相位的校正值，将载波频率输出到所述混频单元。
2.如权利要求1所述的载波频率同步检测电路， 所述相关值计算单元包括η个存储元件，存储扩频码，其中，η为2以上的任意自然数；η的整数倍个第1延迟元件，通过将同相分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位；η的整数倍个第1乘法器，分别进行由所述第1延迟元件依序移位的同相分量的基带信号和所述存储元件之间的乘法运算；η的整数倍个第2延迟元件，将正交分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位；以及η的整数倍个第2乘法器，分别进行由所述第2延迟元件依序移位的正交分量的基带信号和所述存储元件之间的乘法运算，将η的整数倍个所述第1乘法器中的从第1至第(IXk)的第1乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第1同相中间值输出，并将从第1至第OXk)的第1乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第2同相中间值输出，其后作为相关第m同相中间结果依序输出， 其中，k为2以上的任意自然数，并且将η的整数倍个所述第2乘法器中的从第1至第(IXk)的第2乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第1正交中间值输出，并将从第1至第OXk)的第1乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第2正交中间值输出，其后作为相关第m正交中间结果依序输出。
3.如权利要求1所述的载波频率同步检测电路， 所述相关中间值观察单元，在使X轴方向上的间隔为等间隔、升序地从左向右依序地排列相关第1中间值至相关第m中间值，在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中，在从相关第1中间值至相关第m中间值分布于下述区域内、即以直线连结相关第m中间值和相关第1中间值，由对所述直线在Y轴方向加上固定值ΔΥ1所得的线段和减去固定值ΔΥ2所得的线段包围的区域内的情况下，保持从所述相关中间值观察单元输出的载波频率校正值和载波相位校正值，并保持从所述码产生单元输出的扩频码的相位。
4.如权利要求1所述的载波频率同步检测电路， 所述相关中间值观察单元，在使X轴方向上的间隔为等间隔、升序地从左向右依序地排列相关第1中间值至相关第m中间值，在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中，在从相关第1中间值至相关第m中间值分布于以直线将相关第m中间值在Y轴方向加上固定值Δ Yl所得的点、以及减去固定值Δ Υ2所得的点和相关第1中间值连结所形成的区域内的情况下，保持从所述相关中间值观察单元输出的载波频率校正值和载波相位校正值，并保持从所述码产生单元输出的扩频码的相位。
5.如权利要求1所述的载波频率同步检测电路， 所述相关中间值观察单元，在使X轴方向上的间隔为等间隔、升序地从左向右依序地排列相关第1中间结果至相关第m中间结果的值，在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中， 在以直线连结相关第m中间值和相关第1中间值，对所述直线在Y轴方向加上固定值 Δ Yl所得的第1线段和减去固定值Δ Υ2所得的第2线段，从相关第1中间值至相关第m中间值大于所述第1线段分布的第1数和小于所述第2线段分布的第2数都为1以下的情况下，保持从所述相关中间值观察单元输出的载波频率校正值，变更从所述相关中间值观察单元输出的载波相位校正值，并保持从所述码产生单元输出的扩频码的相位。
6.如权利要求1所述的载波频率同步检测电路， 所述相关中间值观察单元，在使X轴方向上的间隔为等间隔、升序地从左向右依序地排列相关第1中间结果至相关第m中间结果的值，在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中， 在以直线连结相关第m中间值和相关第1中间值，对所述直线在Y轴方向加上固定值 Δ Yl所得的第1线段和减去固定值Δ Υ2所得的第2线段，从相关第1中间值至相关第m中间值大于所述第1线段分布的第1数和小于所述第2线段分布的第2数都为大于1的数且一致，或都为大于1的数且所述第1数和所述第2数之差为1的情况下，保持从所述相关中间值观察单元输出的载波频率校正值，变更从所述相关中间值观察单元输出的载波相位校正值，并保持从所述码产生单元输出的扩频码的相位。
7.如权利要求1所述的载波频率同步检测电路， 所述相关中间值观察单元，在使X轴方向上的间隔为等间隔、升序地从左向右依序地排列相关第1中间结果至相关第m中间结果的值，在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中， 在以直线连结相关第m中间值和相关第1中间值，对所述直线在Y轴方向加上固定值 Δ Yl所得的第1线段和减去固定值Δ Υ2所得的第2线段，从相关第1中间值至相关第m 中间值大于所述第1线段分布的中间值和小于所述第2线段分布的中间值交替出现的情况下，变更从所述相关中间值观察单元输出的载波频率校正值，并保持从所述码产生单元输出的扩频码的相位。
8.如权利要求1所述的载波频率同步检测电路， 所述相关中间值观察单元，在使X轴方向上的间隔为等间隔、升序地从左向右依序地排列相关第1中间结果至相关第m中间结果的值，在Y轴方向上表示了所述中间值的大小的中间相关值的分布特性中， 在以直线连结相关第m中间值和相关第1中间值，对所述直线在Y轴方向加上固定值 Δ Yl所得的第1线段和减去固定值ΔΥ2所得的第2线段，从相关第1中间值至相关第m中间值大于所述第1线段分布的中间值和小于所述第2线段分布的中间值未交替出现的情况下，变更从所述码产生单元输出的扩频码的相位。
9.相关运算器，用于进行由以每1码元η码片的扩频码扩频过的同相分量和正交分量的基带信号构成的复数基带信号和扩频码之间的相关的相关运算器，其中，η为2以上的任意自然数，所述相关运算器包括 η个存储元件，存储扩频码；η的整数倍个第1延迟元件，通过将同相分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位；η的整数倍个第1乘法器，分别进行由第1延迟元件依序移位的同相分量的基带信号和所述存储元件之间的乘法运算；η的整数倍个第2延迟元件，通过将正交分量的基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位；以及η的整数倍个第2乘法器，分别进行由第2延迟元件依序移位的正交分量的基带信号和所述存储元件之间的乘法运算，将η的整数倍个第1乘法器中的从第1至第(IXk)的第1乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第1同相中间值输出，并将从第1至第OXk)的第1乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第2同相中间值输出，其后作为相关第m同相中间结果依序输出，并且将η的整数倍个第2乘法器中的从第1至第(IXk)的第1乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第1正交中间值输出，并将从第1至第OXk)的第2乘法器的输出的累加运算的结果作为相关第2正交中间值输出，其后作为相关第m正交中间结果依序输出。
全文摘要
本发明提供即使载波频率大幅偏移，也能够检测码相位、载波频率、载波频率的相位的一致的相关运算器和载波频率同步检测电路。相关值计算单元(130)包括n个存储元件(501～507)，存储扩频码；n的整数倍个第1延迟元件(401～414)，将I分量基带信号延迟某一固定时间间隔而依序移位；以及n的整数倍个第1乘法器(701～714)，分别进行依序移位的I分量的基带信号和存储元件(501～507)之间的乘法运算。对于Q分量基带信号，也采用与上述I分量基带信号的情况同样的结构。
文档编号H04L27/00GK102474482SQ201080028948
公开日2012年5月23日 申请日期2010年6月7日 优先权日2009年7月3日
发明者狩野信吾 申请人:松下电器产业株式会社