专利名称：采用双最大量度产生方法的非相干接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种使用扩展频谱信号的通信系统。本发明尤其涉及在扩展频谱通信系统中处理正交信号的方法和装置。
背景技术：
码分多址(CDMA)调制技术是减轻有大量系统用户的通信的压力的几种技术之一。在该现有技术中还已知诸如时分多址(TD-MA)、频分多址(FDMA)等其它多址通信系统技术以及诸如幅度压扩单边带(ACSSB)等AM调制方案。然而，CDMA的扩展频谱调制技术与多址通信系统的这些调制技术相比具有显著的优点。在1990年2月13日公告的、名称为“使用卫星或地球中继站的扩展频谱多址通信系统”的美国专利No.4,901,307中揭示了在多址通信系统中使用CDMA技术，该专利已转让给本发明的受让人，援引在此，以作参考。
就在上述专利中，揭示了一种多址技术，大量的各自具有一个收发信机的移动电话系统用户用CDMA扩展频谱通信信号通过卫星中继器或地球基站(也称为蜂窝区区站、区站或简称为蜂窝区)进行通信。在使用CDMA进行通信时，可以重复多次使用频谱，所以可以提高系统用户的容量。
美国专利No.4,901,307所揭示的CDMA调制技术比在利用卫星或地面信道的通信系统中使用的窄带调制技术提供了更多的优点。地面信道对任何通信系统都存在着特殊的问题，尤其是对于多路径信号。使用CDMA技术可以通过减轻多路径的不利的影响，例如，衰落等，来克服地面信道的特殊问题，同时又发挥地面信道的优点。
美国专利No.4,901,307所描述的CDMA技术设想对在移动卫星通信中的两个链路方向使用相干调制和解调。因而，它所揭示的是用导频信号作为卫星到移动站链路和蜂窝区到移动站链路的相干相位参考。然而，在地面蜂窝区环境中，导致信道相位混乱的严重的多路径衰落以及移动站发射导频所需要的功率妨碍了在移动站到蜂窝区链路上利用相干解调技术。1990年6月25日公告的、名称为“在CDMA蜂窝区电话系统中产生信号波形的系统和方法”的美国专利No.5,102,459提供了用不相干调制和解调技术来克服移动站到蜂窝区链路中多路径的不利影响的手段，该专利已转让给本发明的受让人，将该专利所揭示的内容援引在此，以作参考。
在CDMA蜂窝区电话系统中，在所有蜂窝区中通信可以使用相同的频带。提供处理增益的CDMA波形特性还用来鉴别占用同一频带的信号。而且，假设路径时延差大于PN筹元的周期(即1/带宽)，则高速伪噪声(PN)调制可以使许多不同的传播路径分开。如果在CDMA系统中使用约为1MHz的PN筹元速率，则可以使用等于扩展带宽对系统数据速率之比的全扩展频谱处理增益来防止路径与所要求的路径在路径时延方面相差1毫秒以上。一毫秒的路径时延差约对应于1,000英尺的路径距离差。城市环境产生的路径时延一般都超过1毫秒，据报导，在某些地区长至10—20毫秒。用CDMA技术不能完全分离多路径衰落，因为时常存在时延差小于特定系统的PN筹元周期的路径。具有这一数量级的路径时延不能用解调器进行鉴别，因而产生了一定程度的衰落。
分集是一种减小衰落的不利影响的方案。因此，希望提供一些分集形式使系统减少衰落。有三种主要的分集形式时间分集、频率分集和空间分集。
使用重现、时间交错和象重现一样引入冗余的纠错、检错编码可以获得最好的时间分集。包含本发明的系统可以使用这些技术中的每一个作为时间分集形式。
CDMA以其固有的宽带信号特性提供了一种频率分集形式，它把信号能量扩散到较宽的频带宽度上。因此，频率选择性衰落仅影响较小一部分带宽上的CDMA信号。
空间或路径分集是这样获得的，通常使用两个或更多个天线单元，由两个或更多个区站，通过同时来自一移动单元若干链路提供多信号路径。而且，通过扩展频谱处理，利用多路径环境，使到达时具有不同传播时延的信号可分开接收和处理，也能获得路径分集。1992年3月21日公告的、名称为“CDMA蜂窝区电话系统内的软切换’的美国专利No.5,101,501和1 992年4月28日公告的、名称为“CDMA蜂窝区电话系统内的分集接收机”的美国专利No.5,109,390上描述了路径分集的例子，这两个专利均已转让给本发明的受让人。
通过控制发射机的功率，还可以进一步把CDMA系统内的衰落的不利影响控制在一定的程度。在1991折10月8日公告的、名称为“在CDMA蜂窝区移动电话系统内控制发射功率的方法和装置”的美国专利No.5,056,109中揭示了一种区站和移动站功率的控制系统，该专利也转让给了本发明的受让人。
如1 990年2月13日公告的、名称为“扩展频谱多址通信系统”的美国专利No.4,901,307所揭示的CDMA技术设想对分配了不同的PN序列的每个用户信道使用较长的PN序列。不同的PN序列之间的互相关和PN序列的自相关在所有时移均不为零，两者的平均值接近零，使得在接收时能鉴别不同用户的信号。(自相关和互相关要求逻辑“0”的值为“1”，逻辑“1”的值为“-1”，或者有相似的变换关系，以得到零平均值.)然而，这种PN信号不是正交的。虽然，互相关的平均值基本上为零，但对于诸如一个信息比特时间的较短的时间间隔，互相关是随二项式分布随机变化的。这样，信号就象相同功率谱密度的宽频带高斯噪声一样，相互干扰。因此，其它用户的信号，或者相互干扰的噪声，最终限制了能达到的容量。
在已有技术中众所周知，可以构成一组正交二进制序列，各序列的长度为n，n为2的任意次方(请见Prentice—Hall有限公司的S.W.Golomb等1964年著的《数字通信的空间应用》第45—64页)。事实上，对4的倍数且小于200的多数长度，其正交二进制序列组也是公知的。一类容易产生的这种序列叫做为Walsh函数，也称为Hadamard矩阵。
n阶Walsh函数可以递归定义如下W(n)=W(n/2),W(n/2)W(n/2),W′(n/2)]]>其中，W’表示W的逻辑补数，W(1)＝|0|。
因此，W(2)=0,00,1,]]>W(4)=0,0,0,00,1,0,10,0,1,10,1,1,0]]>和W(8)0,0,0,0,0,0,0,00,1,0,1,0,1,0,10,0,1,1,0,0,1,10,1,1,0,0,1,1,00,0,0,0,1,1,1,10,1,0,1,1,0,1,00,0,1,1,1,1,0,00,1,1,0,1,0,0,1]]>Walsh序列或Walsh码是Walsh函数矩阵的一行。n阶Walsh函数矩阵包含n个序列，每个序列长8位。
n阶Walsh函数矩阵(以及其它正交函数)具有的特性是，假如序列在时间上相互对准，则在n个码符号期间，组内所有不同序列的互相关都为零。这可以从注意每一个序列与其它的各序列有一半的二进制位不同而看出。还应当注意，总是有一个序列都为零，所有其它的序列一半为1一半为0。
可以用Walsh码来提供用户之间的正交性，以减少相互干扰，提高容量，改善链路性能。对于正交码，只要码的时间帧在时间上相互对准，在预定的时间间隔期间，互相关就为零，所以正交码之间不会产生干扰。
为了得到使用正交Walsh码带来的好处，系统的发射机可以把码符号变换为相应的Walsh码。例如，可以把3比特的符号变换到上面给出的W(8)的8个序列中。系统的接收机必须进行把Walsh编码的信号“反变换”到原始码符号的估计值。较佳的“反变换”或选择处理产生软判定数据，它可以供解码器进行最大似然解码。
相关接收机用于进行“反变换”处理。在这种接收机中，运算接收到的信号与每个可能的变换值的相关性。用选择电路来选择最有可能的相关值，并进行换算，作为软判定数据提供。
扩展频谱分集接收机或“瑞克”接收机的设计包含多个数据接收机，以减小衰落的影响。一般，每个数据接收机被分配成解调通过不同路径传播来的信号。在解调根据正交信号发送方案调制的信号时，每个数据接收机把接收到的信号与每个可能的变换值相关联。然后，由每个数据接收机内的选择电路选择最相似的相关值。对所有数据接收机选出的值进行换算，并组合产生软判定数据。
在刚描述的方法中，选择电路在解码过程中引入了非线性，这可能导致产生不精确的软判定数据。而且，标准选择电路可能需要多种函数，需要规模相当大的电路，因此，增加了系统的复杂性、体积、功耗和成本，尤其是在每个数据接收机中重复这些电路时。
因此，希望在上面刚描述的扩展频谱接收机中提供消除这种选择电路所带来的非线性的强化判定方法。由于在每个数据接收机内都使用了选择电路，所以还希望把选择电路完成的功能与信号处理单元相结合，以避免这种冗余电路带来的缺点。
因此，本发明是一种经改进的方法和装置，用一组简单的函数把正交编码的数据信号准确转换成软判定数据。如果把它结合到使用多数据接收机的系统中去，则将进一步增加本发明的好处。
发明内容
本发明是一种新颖的和经改进的方法和装置，对正交编码的数据进行解码，产生软判定数据。这种方法尤其能应用于解调接收到的多路径传播的信号，并进行组合以提供软判定数据的接收机。该方法能在解码之前线性地组合从多个接收机来的相关的能量，因此，降低了电路的复杂性，改善了性能。
本发明在分集接收机内的典型实现方案中，每个多数据接收机解调不同路径传播的信号。在每个数据接收机中，把信号与每个可能的变换数据相关联，产生对应的相关能量值。所以，与每个相关能量值相关联的是一个符号索引值。然后把多个数据接收机的相同符号索引的相关能量值相加，产生量度。根据这些量度，产生软判定数据，提供给维特比(Viterbi)解码器。
本发明中所用的产生量度的方法被称为双最大量度产生法。该方法包含在给定的符号索引组的两个集合的每个集合中搜索最大能量级值和相关的能量级值，并计算两最大能量级值的差值，形成软判输出值等步骤。该两集合用给定的与二进制数等效的符号索引数字的二进制值(“0”或“1”)来识别。软判定输出值反映了原始信号的相应数字的值的可靠度。双最大量度发生器对每个原始信号的二进制数字按序进行一次这些步骤。
附图概述根据下面的结合附图所作的详细的叙述，本发明的特征、目的和优点将更加明显。
图1是使用正交信号发送和标准选择器解码的已有技术的通信系统的方框图；图2是使用正交信号发送和利用本发明的新颖的双最大量度发生器的通信系统的方框图；图3以框图形式示出了本发明的一种可能的实施方案的流程图。
本发明的实施方式现在参见图1，该图示出了在通信系统中用正交码进行编码和解码的一种已有技术的系统。在通信系统的译码部分100，业务信道数据比特102以特定的比特率(例如，9.6千比特/秒)输入到编码器104。输入的业务信道数据比特可以包括通过声码器转换成数据的语音、纯数据，或者两种类型数据的组合。编码器104用一种以后便于数据符号最大似然解码成数据比特的编码算法(例如，卷积或分组编码算法)，将业务信道数据比特102编码成编码速率固定的数据符号。例如，编码器104以固定编码速率把一个业务信道数据比特102(以9.6千比特/秒的速率接收的)编码成三个数据符号(即1/3)，所以编码器104以28.8千个符号/秒的速率输出数据符号106。
然后把数据符号106输入到交错器108。交错器108在符号级上使输入的数据符号106交错。在交错器108内，把数据符号逐一输入到一个矩阵电路中，该矩阵定义了一个预定大小的数据符号块。把数据符号输入到矩阵的各个位置上，以一列接一列的方式填满矩阵。数据符号从矩阵的各个位置上以一行接一行的方式逐个输出，排空矩阵。矩阵通常是行数等于列数的正方矩阵。然而，也可以选择其它的矩阵形式以增加连续输入的非交错数据符号之间的输出交错距离。交错器108以与输入相同的数据符号速率(例如，28.8千个符号/秒)输出交错的数据符号110。矩阵所限定的数据符号块的预定大小根据在预定长度的传输块内以预定的筹元速率能传输的最大的数据符号数来推算出。例如，如果编码器104以28.8千个符号/秒输出符号106，那么，传输数据符号106的最大预定筹元速率为28.8千个符号/秒。而且，例如，如果传输块预定的长度为20毫秒，则数据符号块预定的尺寸为28.8千个符号/秒乘20毫秒，等于576个数据符号，从而限定了一个18×32的矩阵。
然后把交错的数据符号110输入到符号变换器112。该变换器112根据交错的数据符号110得出一固定长度的正交码114序列(例如，长64的Walsh码)。例如，在长64的正交码信号发送中，把交错数据符号110分成6个数据符号一组，从64个正交码中选出一个来表示该组6个数据符号。这些64个正交码最好对应于取自64×64Hadamard矩阵来的Walsh码，其中一个Walsh码为矩阵的一行或一列。符号变换器112以固定的速率(例如，307.2千个符号/秒)输出对应于输入数据符号110的Walsh码序列。
从通信系统的编码部分100输出Walsh码，并把它输入至通信系统的调制和发射部分116。调制器117准备在通信信道上传输的序列114，并作为模拟调制数据121输出。发射机119把模拟调制数据121处理成适合于RF发射，然后提供给天线118，通过通信信道120发射。
调制器117最好用以长扩展码(例如PN码)扩展114序列的方法来准备序列114，以便进行直接序列码分扩展频谱传输。扩展码是以固定的筹元速率(例如，1,228Mchip/s)输出的用户指定的序列或者唯一的用户码。除了提供区分哪个用户在通信信道120上发送编码业务信道数据比特的标识外，唯一的用户码还通过对编码的业务数据比特加密，提高通信信道的通信的安全性。另外，用户码扩展编码的数据比特(即数据符号)由一对短扩展码(即，与长扩展码相比为短)进行扩展，以产生I信道和Q信道码扩展序列。I信道和Q信道码扩展序列用于通过驱动对一对正交正弦波的功率电平控制来二相调制该正弦波对。把正交正弦波输出信号相加，进行带通滤波，转换成射频，加以放大后，由发射机119进行滤波，并由天线118发射，完成在通信信道120内传输业务信道数据比特102。
通信系统的接收部分124通过天线在通信信道120上接收发射的扩展频谱信号。接收部分124包含对射频信号进行滤波、解调和转换的接收机127。接收机127进一步以预定的速率(例如1.2288兆个符号/秒)对处理后的接收信号取样，向一组解调器部分122A—122N提供数据样值125。解调器部分122A—122N分别输出数据到变换器部分130A—130N。每个解调器部分和变换器部分组成的对用普通的瑞克接收机术语可以称为“指部”。
在每个解调器部分122A—1 22N中，解调器126最好解调包含在数据样值125内的特殊的信号。在解调器部分122A—122N中，由解调器126把接收到的取样信号与短扩展码和长扩展码相关联，独立地对同相取样的信号和正交取样的信号进行去扩展。对产生的同相128和正交129取样信号以预定的速率(例如307.2千个符号/秒，以对接收到的4个扩展频谱信号样值序列进行去扩展和/或由单个数据样值表示)取样。
各解调器部分122A—122N的同相128和正交129取样信号独立地输入到通信系统中对应的解码部分130A—130N，每个解码部分把取样信号128和129非相干地检测成估计的数据比特160A—160N。为了对取样信号128和129进行解码，分别把预定长度的取样信号组(例如长度为64的样值组)单独输入到正交码变换器(例如快速Hadamard变换器)132和134。正交码变换器132和134分别输出多个变换器输出信号133和135(例如，当输入长度为64的样值组时，产生64个变换器输出信号)。每个变换器输出信号对应于一特定的取样信号组与来自一组相互正交的码内的一特定正交码一致的可靠度。另外，每个变换器输出信号有一个相关的索引数据符号，它表示变换器输出信号对应于来自一组相互正交的码的哪个特定的正交码(例如，当输入长度为64的样值组时，可以把6个比特长度的索引数据符号与对应的变换器输出信号相关联)。
变换器输出信号平方装置136和138分别对变换器输出信号133和135组内的每个变换器输出信号进行平方。然后加法装置140把每对经平方的变换器输出信号(即，从每个变换器输出信号平方装置136和138输出的信号)加在一起，产生一组判定值(例如当产生64个变换器输出信号时，产生64个判定值)，每个变换器输出信号都有相关联的索引数据符号，指示该变换器输出信号与相同的正交码对应，从而产生与每个特定的正交码相关联的能量级。
把能量级142和相关联的索引数据符号输入到选择装置144，该选择装置144从能量值142组中选出最大判定值。应当注意，如果以预定的顺序向其提供能量值142，则并不必须产生相关联的索引数据符号，输入到选择装置144。在这种情况下，选择装置144以和预定的排序方案协调的方式把合适的数据符号与适当的能量值相关联。把选出的判定值146输入到量度计算装置150，该量度计算装置150把选出的判定值换算成换算系数154，它可以用作产生单独的软判定数据的换算系数，然后可把该软判定数据用于最大似然解码技术形成软判定转换量度。把与选出的判定值148相关的索引数据符号输入到索引变换装置152，该装置152把索引数据符号映射变换成多个±1软判定比特156(例如，把长度为6比特的索引数据符号变换成6个软判定比特)。乘法器158把多个±1软判定比特156中的每个位与换算系数154相乘，产生每个软判定比特的单独的软判定数据160(例如，从6个单独的软判定数据产生6个软判定比特)。以预定的与每个数据符号组形成的量度数有关的速率和把数据符号输入到正交变换器的速率产生单独的软判定数据(例如，如果数据样值以307.2千个样值/秒进行输入，每64个数据样值产生6个单独数据，则以28.8千个量度/秒产生单独的软判定数据)。
把相应的指部输出的每个单独的软判定数据160A—160N输入到解码部分170，由加法器161把各单独的软判定数据160A—160N相加，产生一组软判定数据总和163。然后把软判定数据总和163输入到去交错器162，它在各个数据级上对软判定数据总和163进行去交错。在去交错器162中，把软判定数据总和163逐个输入到一矩阵中，该阵限定了一个大小预定的软判定数据块。把软判定数据输入到该矩阵的位置上，以一行接一行方式填满矩阵。从矩阵的这些位置上以一列接一列的方式逐个输出去了交错的软判定数据164，排空矩阵。去交错器162以软判定数据输入的速率(例如28.8千/秒)输出去了交错的软判定数据164。
由矩阵限定的软判定数据块的预定的大小可根据从在长度预定的传输块内接收到的扩展频谱信号取出数据样值的最大速率、每组数据样值代表的数据样值数、与为输入到正交码变换器的每组数据样值选出的软判定值相关联的索引数据符号的位长度以及根据选出的软判定值和相关联的索引数据符号形成的软判定数据数推导出。例如，如果从接收到的扩展频谱信号取出数据样值的最大速率为307，200个数据样值/秒，传输块的预定长度为20毫秒，每组数据样值选出的索引数据符号为每一与一组64个样值关联的索引数据符号6比特，每个索引数据符号形成的软判定数据个数为6个单独的数据，那么，软判定数据块预定的大小为307，200样值/秒乘以20毫秒乘以6比特索引数据符号/索引数据符号乘以一个索引数据符号/64个样值乘以6个单独的数据/6比特索引数据符号，等于576个软判定数据。
把去了交错的软判定数据164输入到解码器166，它用最大似然解码技术来产生估计的业务信道数据比特168。使用一种基本上与维特比解码算法相似的算法可以扩大最大似然解码技术。解码器166使用一组单独的软判定数据164形成一组软判定转换量度，在最大似然序列估计解码器166的各特定时间状态时使用。用于形成各组软判定转换量度的组内的软判定数据164的个数与卷积编码器104根据每个业务信道数据比特102在其输出端上产生的数据符号106的个数一致。各组中的软判定转换量度的个数等于2自乘各组中的软判定数据164的个数次幂。例如，发射机采用1/3卷积编码器时，各业务信道数据比特102生成3个数据符号106。因此，解码器166用三个单独的软判定数据164一组的数据组形成8个软判定转换量度，用于最大似然序列估计解码器166的各时间状态。。以与软判定数据164输入到解码器166的速率相关的速率和用于最初对业务信道数据比特102进行编码的固定速率产生估计的数据比特168(例如，如果软判定数据以28.8千个/秒进行输入，最初的编码率为1/3，则以9600比特/秒的速率输出估计的数据比特168)。
这样，上面已参照图1描述了在编码和解码时使用正交码的通信系统。总之，通信系统包括第一部分，把输入数据比特编码成数据符号，以符号乘符号的方式交错数据符号，把经交错的符号变换成正交码，进行调制后在通信信道上发射正交码。该通信系统还进一步包括第二部分，它在通信信道上接收和解调信号，把经解调的信号的样值组转换成一组各特定的样值组与从一组相互正交的码中得到的特定的正交码一致的可靠度，从每组可靠度中选出一个最大的可靠度和指示特定的正交码与所选的可靠度一致的索引数据符号，根据每个选出的可靠度和相关联的索引数据符号产生软判定数据，在接收到的传输块内对软判定数据去交错，接着根据该去了交错的单独的软判定数据组产生软判定转换量度，然后，用最大似然解码技术根据软判定量度产生估计的数据比特。
本发明用双最大量度发生器代替包含选择器144、量度计算器150、索引变换器152和乘法器158的选择电路。双最大量度发生器用简单的方法和装置为最大似然解码技术形成软判定转换量度。本发明的双最大量度发生器有助于单指部接收机中用来除去选择电路产生量度时所伴随的非线性。如果使用多个接收机和用一个双最大量度发生器代替所有接收机的选择会提高本发明的优点。
图2图示了本发明的典型的实施例。图2的发射机电路与图1的发射机电路一样，图2中的接收部分2在与图1相同的通信信道上接收相同的扩展频谱信号。在图2中，通信系统的接收部分124通过天线124在通信信道120上接收发射的扩展频谱信号。接收部分124的接收机127对射频信号进行滤波、放大和转换成。接收电路127以预定的速率(例如1.2288兆个样值/秒)再次把接收到的信号量化成数据样值125，并使之出现在一组解调部分122A—122N上。解调部分122A—122N向变换器部分131A—131N输出数据。
以与图1相同的方式，分别把长度预定(例如长度为64个样值)的取样信号128和129组独立地输入到正交码变换器(例如，快速Hadamard变换器)132和134。正交码变换器132和134分别输出多个变换器输出信号133和135(例如，如果输入长度为64个样值的组，则产生64个变换器输出信号)。每个变换器输出信号对应于特定的取样信号组相互正交码组内的特定正交码一致的可靠度。另外，每个变换器输出信号有一个直接或间接相关的索引数据符号，它表示变换器输出信号对应于来自一组相互正交的码的哪个特定的正交码(例如，当输入长度为64的样值组时，则可以把6个比特长度的索引数据符号与相应的变换器输出信号相关联)。
变换器输出信号平方装置136和138分别对变换器输出信号133和135组内的每个变换器输出信号进行平方。然后加法装置140把每对经平方的变换器输出信号(即，从每个变换器输出信号平方装置136和138输出的信号)加在一起，产生一组判定值(例如当生成64个变换器输出信号时，产生64个判定值)，每个变换器输出信号都有相关联的索引数据符号，指示该变换器输出信号与相同的正交码对应，从而产生与每个特定的正交码相关联的能量级。
在图2中，与图1的系统不同，在加法器200中根据相关联的符号索引把对应于能量级的判定值组142A—142N直接加在一起。把相加后的输出数据202输入到双最大量度发生器204，以下面详细解释的方法进行处理。双最大量度发生器204产生一组软判定数据206的总和。
每组判定值142A—142N可以以串行或并行的方式传送到加法器200。可以把对应于各判定值的相关的符号索引串行或并行直接进行传送，或者可以隐含到信号发送格式中。同样，组合后的输出数据202和软判定数据总和206也可以串行或并行传送。
然后把软判定数据总和206输入到去交错器162，它在各个数据级上对软判定数据总和206进行去交错。在去交错器162中，把软判定数据总和163逐个输入到一矩阵中，该阵限定了一个大小预定的软判定数据块。把软判定数据输入到该矩阵的位置上，以一行接一行方式填满矩阵。从矩阵的这些位置上以一列接一列的方式逐个输出去了交错的软判定数据164，排空矩阵。去交错器162以软判定数据输入的速率(例如28.8千/秒)输出去了交错的软判定数据164。以与图1相同的方式，把去了交错的软判定数据164输入到解码器166，它用最大似然解码技术来产生估计的业务信道数据比特168。
双最大量度发生器204从加法器200接收与各符号索引相关联的相加后的能量值。出现在双最大量度发生器204上的每组数据包含两个部分标号或其它指示符号索引的标识手段(例如，y0—y63)和为该符号索引指示能量级总和的相关联值(例如，分别为E(y0)—E(y63))。还应注意，如果以预定的顺序向双最大量度发生器204提供能量值，则实际上并不必产生相关联的符号索引输入到其中。在这种情况下，各相加后的能量值的符号索引是间接地送到双最大量度发生器204中的。
有了整组数据后，双最大量度发生器204开始对正交信进行解码。双最大量度发生器204先搜索一组在所有符号索引的等效二进制数中的第一个数字为“0”的符号索引中能量最大的符号索引的能量数据。双最大量度发生器204把确定的最大能量值赋予标号Y0(1)。然后双最大量度发生器204搜索一组在所有符号索引的等效二进制数中的第一个数字为“1”的符号索引中能量最大的符号索引的能量数据。双最大量度发生器204把确定的最大能量值赋予标号Y1(1)。于是，双最大量度发生器204形成一个有正负号的量化的差值Y0(1)—Y1(1)，并对该值赋予标号D1。双最大量度发生器204把值D1作为软判定数据总和206输出到去交错器162。
双最大量度发生器204继续以相同的方式开始搜索一组在所有符号索引的等效二进制数中的第二个数字为“0”的符号索引中能量最大的符号索引的能量数据。双最大量度发生器204把确定的最大能量值赋予标号Y0(2)。然后双最大量度发生器204开始搜索一组在所有符号索引的等效二进制数中的第二个数字为“1”的符号索引中能量最大的符号索引的能量数据。双最大量度发生器204把确定的最大能量值赋予标号Y1(2)。双最大量度发生器204形成一个有正负号的量化的差值Y0(2)—Y1(2)，并对该值赋予标号D2。双最大量度发生器204把值D2作为软判定数据总和206输出到去交错器162。双最大量度发生器204继续以相同的方式产生值D3，D4，D5和D6。
一般来讲，双最大量度发生器用上面介绍的标号方法形成下面的函数，其中n为正交序列的阶数(长度)接收对应于符号y0到y2n—1能量级E(y0)到E(y2n—1)，对k＝1到n，建立Y0(k)＝E(yx)，其中，x为所有为以“0”作为符号索引的等效二进制数的第k个数字的符号(y0到y2n—1)中能量最大符号索引，y1(k)＝E(yx)其中，x为所有以“1”作为符号索引的等效二进制数的第k个数字的符号(y0到y2n—1)中最大的能量的符号索引，计算Dk＝Y0(k)—Y1(k)输出Dk下一个k。
产生Dk组的顺序并不是主要的，例如，最后一个数字(k＝n)可能首先进行运算处理。而且运算处理也可以并行进行，同时计算多于一个以上的Dk。
下面的例子分步描述了如上所述使用出现在表I中的数据产生双最大量度的一般过程。图1，图2和相关的解释假设进行长64的正交码信号变换，意味着把交错的数据符号分成6个一组，以从64个正交码中选出一个。然而，为了方便解释，在下面的例子中采用对长16的正交码信号进行变换。表I中的数据是一组双最大量度发生器接收到的典型的数据，其中，第一列是符号索引，第二列是对应的符号索引等效二进制数，第三列为相关联的能量输出，以10进制表示是为了解释的目的。
表I
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开始时k＝1，按顺序到k＝n，双最大量度发生器当用该符号索引的等效二进制数的第一个数字进行确定时，开时检查两个集合中的数据。由于100是每个都以“0”作为符号索引的等效二进制数的第一个数字的y0，y1，y2，y3，y4，y5，y6和y7中最大的相关能量，所以双最大量度发生器形成Y0(1)＝100。由于44是每个都以“1”作为符号索引的等效二进制数的第一个数字的y8，y9，y10，y11，y12，y13，y14和y15中最大的相关能量，所以双最大量度发生器形成Y1(1)＝44。双最大量度发生器计算出D2＝Y0(1)—Y1(1)＝56，然后输出该值。
由于32是每个都以“0”作为符号索引的等效二进制数的第二个数字的y0，y1，y2，y3，y8，y9，y10和y11中最大的相关能量，所以双最大量度发生器形成Y0(2)＝32。由于100是每个都以“1”作为符号索引的等效二进制数的第二个数字的y4，y5，y6，y7，y12，y13，y14和y15中最大的相关能量，所以双最大量度发生器形成Y1(2)＝100。双最大量度发生器计算出D2＝Y0(2)—Y1(2)＝-68，然后输出该值。
由于35是每个都以“0”作为符号索引的等效二进制数的第三个数字的y0，y1，y4，y5，y8，y9，y12和y13中最大的相关能量，所以双最大量度发生器形成Y0(3)＝35。由于100是每个都以“1”作为符号索引的等效二进制数的第三个数字的y2，y3，y6，y7，y10，y11，y14和y15中最大的相关能量，所以双最大量度发生器形成Y1(3)＝100。双最大量度发生器计算出D3＝Y0(3)—Y1(3)＝-65，然后输出该值。
由于44是每个都以“0”作为符号索引的等效二进制数的第四个数字的y0，y2，y4，y6，y8，y10，y12和y14中最大的相关能量，所以双最大量度发生器形成Y0(4)＝44。由于100是每个都以“1”作为符号索引的等效二进制数的第四个数字的y1，y3，y5，y7，y9，y11，y13和y15中最大的相关能量，所以双最大量度发生器形成Y1(4)＝100。双最大量度发生器计算出D4＝Y0(4)—Y1(4)＝-56，然后输出该值。
图3以框图的形式示出了本发明实施该功能可能的流程图。在图3的运算中，假设n为正交序列的长度，X和Y为二进制数，所有的处理按串行进行。方块300开始设置所有变量为复位值。然后程序进入方块302，接收能量值。开始时方块302接收第一能量值，并存储该值。在这种情况下，用X表示的该相关的索引符号是接收能量值的顺序所固有的，所以并不必直接传送给运算式。在方块302后，方块306确定是否已接收到所有的2n个能量值。如果还没有接收到最后一个能量值，则方块304将索引值X加1，方块302接收与下一个符号索引相关联的能量值。
图3中的虚线方块所示的方块340包含了选择最大能量的流程部分。方块340内的运算是一系列基本的比较过程。方块340的过程可有多种方案，能容易地进行替换。方块308为问案的索引符号Y确定问案的数字值Z。开始时，Y＝0，Z＝1，因而方块308确定第一个数字0为真，流程进入方块314。方块314确定对应于当前符号的能量E(Y)是否大于前面存储的最大值。在Y＝0的情况下，相应的能量E(0)大于EM0，而EM0最初为0，所以在方块316设置EM0＝E(0)。如果E(Y)的值不大于存储的值EM0，那么，流程向前进入方块320。方块320对当前的Z值确定最大值是否已检查到最后一个符号索引。如果当前符号索引Y不是最后一个，则方块318把符号索引增加1，流程继续到方块308。
在第二次通过方块308时，Y＝1，Z＝1。方块308确定第一个数字1为真，流程继续进入方块310。方块310确定对应于当前符号的能量E(Y)是否大于前面存储的最大值。在Y＝1的晴况下，当前能量E(1)大于EM1，EM1开始时为0，所以在方块312被设置成EM1=E]]>(1).如果E(Y)的值不大于存储的值EM1，则流程向前进入方块320。
在对当前数字Z已到达最后一个符号索引时，则流程继续到方块322。在方块322，计算存储的两个最大值(EM0-EM1)，并输出得到的软判定信号。方块324把存储的能量值EM0和EM1复位成0。
方块328确定是否已到最后一个数字。如果来到，则方块326把当前数字Z加1，并使当前符号索引Y复位。如果已到了最后一个数字，则已产生了接收到的能量值组和双最大量度发生方法所规定的码符号的软判定。流程在方块330终止对该组能量的处理。
至此，该流程假设用共同值搜索数据值，以寻找所有符号索引等效二进制数的能量值的最大值。然而，可以用其它方法以其他函数来代替搜索最大能量值。例如，可以把所有具有符号索引等效二进制数共同值的能量值相加，把得到的值代替最大值。又如，通过计算每个能量值的指数函数之和可以得到该值。的确，有多种普通函数可以代替最大值函数，来得到有效的结果。
上面提供的对最佳实施例的描述能使本技术领域的熟练人员制作或使用本发明。对于本技术领域的熟练人员来说能容易地对这些实施例作种种改变，并且可以把此处所限定的一般原理应用于其它实施例而不使用本发明。因此，本发明并不受限于此处所示的实施例，而应与此处所揭示的原理和新颖的特征所组成的最宽的范围相一致。
权利要求
1.一种对对应于原始数据信号的正交编码数据信号进行解码的方法，所述正交编码的数据信号具有数量固定的码值，每个码值有一索引号，其中所述索引号的等效二进制数对应于所述原始数据信号，其特征在于，所述方法包含下列步骤接收一组能量值，每个能量值对应于所述固定数量码值中的一个码值；搜索所述能量值组的第一个集合，得到最大能量值，其中，所述第一个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数有一特定数字为“0”；搜索所述能量值组的第二个集合，得到最大能量值，其中，所述第二个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数有一所述特定数字为“1”；产生所述第一集合的所述最大能量值与所述第二集合的所述最大能量的差值，其中所述差值体现所述原始数据信号的特定数字的值的可靠度。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包含下列步骤搜索所述能量值组的第三个集合，得到最大能量值，其中，所述第三个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数有一第二特定数字为“0”；搜索所述能量值组的第四个集合，得到最大能量值，其中，所述第四个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数有一所述第二特定数字为“1”；产生所述第三集合的所述最大能量值与所述第四集合的所述最大能量的差值，其中所述差值体现所述原始数据信号的第二特定数字的值的可靠度。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，用正交码变换器产生所述能量值组内的每个能量值。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，把对应于相同的符号索引的多个部分能量值相加产生所述能量值组中的每个能量值，用多个正交码变换器中不同的一个变换器产生对应于所述相同的符号索引的所述多个部分能量值中的每一个能量值。
5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述正交码变换器包含快速Hadamard变换器。
6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述多个正交码变换器包含快速Hadamard变换器。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述正交编码信号为Walsh编码信号。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述可靠度表示软判定数据值。
9.一种对对应于原始数据信号的正交编码数据信号进行解码的方法，所述正交编码的数据信号具有数量固定的码值，每个码值有一索引号，其中所述索引号的等效二进制数对应于所述原始数据信号，其特征在于，所述方法包含下列步骤(a)接收一组能量值，每个能量值对应于所述固定数量码值中的一个码值；(b)搜索所述能量值组的第一个集合，得到最大能量值，其中，所述第一个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数的第一个数字为“0”；(c)搜索所述能量值组的第二个集合，得到最大能量值，其中，所述第二个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数的所述第一个数字为“1”；(d)产生所述第一集合的所述最大能量值与所述第二集合的所述最大能量的差值，其中所述差值体现所述原始数据信号的特定数字的值的可靠度；(e)对所述索引号的每个后面的数字重复步骤(b)、(c)和(d)。
10.一种对对应于原始数据信号的正交编码数据信号进行解码的方法，所述正交编码的数据信号具有数量固定的码值，每个码值有一索引号，其中所述索引号的等效二进制数对应于所述原始数据信号，其特征在于，所述方法包含下列步骤接收一组能量值，每个能量值对应于所述固定数量码值中的一个码值；搜索所述能量值组的第一个集合，得到最大能量值，其中，所述第一个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数的第一个数字为“0”；搜索所述能量值组的第二个集合，得到最大能量值，其中，所述第二个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数的所述第一个数字为“1”；产生所述第一集合的所述最大能量值与所述第二集合的所述最大能量的差值，其中所述差值体现所述原始数据信号的第一个数字的值的可靠度；搜索所述能量值组的第一个集合，得到最大能量值，其中，所述第一个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数的中间一个数字为“0”；搜索所述能量值组的第二个集合，得到最大能量值，其中，所述第二个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数的所述中间一个数字为“1”；产生所述第一集合的所述最大能量值与所述第二集合的所述最大能量的差值，其中所述差值体现所述原始数据信号的中间一个数字的值的可靠度；搜索所述能量值组的第一个集合，得到最大能量值，其中，所述第一个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数的最后一个数字为“0’”；搜索所述能量值组的第二个集合，得到最大能量值，其中，所述第二个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数的所述最后一个数字为“1”；产生所述第一集合的所述最大能量值与所述第二集合的所述最大能量的差值，其中所述差值体现所述原始数据信号的最后一个数字的值的可靠度。
11.一种对对应于原始信号的编码信号进行解码的装置，其特征在于，该装置包含产生多个第一软判定数据的第一装置，每个第一软判定数据具有一个相应的索引符号，所述多个第一软判定数据中的每一个数据对应于一个所述编码信号基本上与所述相互正交码组内的一特定正交码相似的可靠度，每个所述索引符号对应于所述相互正交码组的一个码；产生多个第二软判定数据的第二装置，每个第二软判定数据具有一个相应的索引符号，所述多个第二软判定数据中的每一个数据对应于一个所述编码信号基本上与所述相互正交码组内的一特定正交码相似的可靠度，每个所述索引符号对应于所述相互正交码组的一个码；与所述第一产生装置和所述第二产生装置相联的加法装置，根据相同对应的索引符号把所述多个第一软判定数据与所述多个第二软判数据相加，提供多个软判定数据的总和以及相应的索引符号；与所述加法装置相联的解码装置，产生对应于原始数据符号的最后软判定数据；该解码装置包括选择装置，寻找一组成对的数据值，所述成对的数据值中的每个成对数据对应于每个所述索引符号的等效二进制数字的一个数字，所述成对数据值的第一个值对应于所述相应的索引符号的等效二进制数的一个相应位为“0”的所述多个软判定数据总和的最大值，所述成对数据值的第二个值对应于所述相应的索引符号的等效二进制数的一个相应位为“1”的所述多个软判定数据总和的最大值；减法装置，从所述成对数据值的所述第一个值减去所述第二个值，产生所述索引符号的所述等效二进制数的每个数字的所述最后软判定输出。
12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，进一步包含转换装置，把所述最后软判定数据转换成所述原始信号的估计值。
13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述转换装置包含卷积解码器。
14.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述转换装置包含维特比解码器。
15.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述成对数据值对应于双最大数据值总和。
16.一种对对应于原始数据信号的正交编码数据信号进行解码的方法，所述正交编码的数据信号具有数量固定的码值，每个码值有一索引号，其中所述索引号的等效二进制数对应于所述原始数据信号，其特征在于所述方法包含下列步骤(a)接收一组能量值，每个能量值对应于所述固定数量码值中的一个码值；(b)根据预定的函数从所述能量值组的第一个集合确定第一结果值，所述第一个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数的第一个数字为“0”；(c)根据所述预定的函数从所述能量值组的第二个集合确定第一结果值，所述第二个集合包含的每个所述能量值对应的索引号的等效二进制数的第一个数字为“1”；(d)产生所述第一结果值与所述第二结果值之间的差值，其中所述差值体现所述原始数据信号的特定数字的值的可靠度；(e)对所述索引号的每个后面的数字重复步骤(b)、(c)和(d)。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，用正交码变换器产生所述能量值组内的每个能量值。
18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，把对应于相同的符号索引的多个部分能量值相加产生所述能量值组中的每个能量值，用多个正交码变换器中不同的一个变换器产生对应于所述相同的符号索引的所述多个部分能量值中的第一个能量值。
19.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述正交码变换器包含快速Hadamard变换器。
20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述多个正交码变换器包含快速Hadamard变换器。
21.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述正交编码信号为Walsh编码信号。
22.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述可靠度表示软判定数据值。
23.如对利要求16所述的方法，其特征在于，所述预定的函数是寻找最大值的搜索函数。
24.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述预定的函数是寻找所述能量值组和的加法函数。
25.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述预定的函数是所述能量值组的指数函数。
全文摘要
本发明涉及一种在非相干接收系统中对正交编的数据信号进行解码的方法和装置。该方法称为双最大量度产生法。它包含在给定的符号索引组的两个集合中的每个集合中搜索最大能量级值和相关的能量级值，并计算两个最大值的差值，形成软判输出值等步骤。该两集合用给定的符号索引的等效二进制值(“0”或“1”)来识别。软判定输出值反映了原始信号的对应数字的值的可靠程度。双最大量度发生器(204)对每个原始信号的二进制数字按序通过这些步骤处理一次。该方法能在对信号解码之前组合从多个接收机来的相关的能量，因此，进一步降低了电路的复杂性，改善了性能。
文档编号H04J13/04GK1125498SQ94192520
公开日1996年6月26日 申请日期1994年6月22日 优先权日1993年6月24日
发明者奥德利·维特比, 安德鲁·维特比 申请人:夸尔柯姆股份有限公司