专利名称：Ofdm通信装置及检波方法
技术领域：
本发明涉及数字无线通信系统中使用的OFDM通信装置及检波方法。
背景技术：
现在地波传输线路中传输特性恶化的主要原因是多径干扰。能抗该多径干扰的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)传输方式近年来引人注目。该OFDM传输方式是在某个信号区间复用相互正交的多个(几十～几百)数字调制波的方式。
现有OFDM通信装置用FFT电路对接收信号进行时间-频率变换后，通过对接收信号中包含的导频符号和已知信号进行复数乘法来得到信道估计值。然后，通过对信道估计值和信息OFDM符号进行复数乘法来补偿OFDM符号的传播失真。然后，用纠错电路对补偿了传播失真的OFDM符号进行纠错，得到作为接收数据的信息比特串。
现有OFDM通信装置在发送长信息的情况下，如
图1所示，通过在信息OFDM符号中按某个一定间隔插入信道估计导频符号(斜线部分)来跟踪时时刻刻变动的传播路径特性。即，如图2所示，现有OFDM通信装置用由导频符号A得到的信道估计值来补偿信息OFDM符号1～n的传播失真，用由导频符号B得到的信道估计值来补偿信息OFDM符号n+1～2n的传播失真。
然而，现有OFDM通信装置在这样发送长信息的情况下，为了跟踪传播路径特性的时间变动，需要频繁地将导频符号等已知信号插入到信息OFDM符号中。因此，在现有OFDM通信装置进行的通信中，在发送长信息的情况下有传输效率降低的问题。
为了解决该问题，本发明人先前提出下述OFDM通信装置及信道估计方法将接收信号的判定值用作已知信号，自适应地进行信道估计。由此，即使在发送长信息、传播路径特性的时间变动大的情况下，也能够不降低传输效率，自适应地跟踪传输线路特性的时间变动，维持低差错率。
然而，在上述本发明人先前提出的OFDM通信装置及信道估计方法中，在存在残留相位误差的情况下，有以下问题。所谓“残留相位误差”，是指用载波频偏补偿不能完全补偿的频偏及频率合成器的相位噪声引起的相位误差。
即，在上述本发明人提出的OFDM通信装置及信道估计方法中，用对纠错过的接收信号进行再编码所得的信号或对传播失真补偿后的接收信号进行硬判定所得的信号来自适应地更新信道估计值，同时补偿残留相位误差。然而，由于残留相位误差随时间的变动量大于传播路径特性的变动引起的相位误差随时间的变动量，所以为了在自适应地更新信道估计值的同时估计、补偿残留相位误差，需要只用新估计出的信道估计值来补偿残留相位误差。
然而，如果只用新估计出的信道估计值来补偿残留相位误差，则在纠错后的信息比特或硬判定后的信息符号存在差错的情况下，信道估计值的误差变大。此外，如果只用新估计出的信道估计值来补偿残留相位误差，则加性噪声等干扰引起的估计误差也不能忽略。因此，为了不使接收特性恶化，需要利用过去的信息来更新信道估计值。
然而，如果在用过去的信道估计值进行传播失真的补偿后通过导频载波来估计、补偿残留相位误差，则可能发生相位旋转，以致不能跟踪随时间变动快的残留相位误差引起的相位变动，不能估计残留相位误差。
此外，在导频载波引起的传播失真的补偿中误差大的情况下，估计的残留相位误差中加有导频载波的相位变动分量。如果在此状态下进行残留相位误差的估计、补偿，则由于导频载波的相位变动量因各副载波而异，所以残留相位误差的估计值产生误差，导致接收特性恶化。
发明概述本发明的目的在于提供一种OFDM通信装置及检波方法，即使在传播路径特性随时间的变动大的情况下也能够不降低传输效率，自适应地跟踪传播路径特性随时间的变动，提高接收特性，并且即使在存在残留相位误差的情况下也能够不降低传输效率，自适应地跟踪残留相位误差随时间的变动，提高接收特性。
为了实现上述目的，在本发明中，在进行信道估计及传播失真的补偿前估计、补偿残留相位误差。即，在本发明中，用除去了残留相位误差的信号来进行信道估计。此外，在本发明中，对接收信号中包含的各副载波共有的变化量即残留相位误差和因各副载波而异的变化量即传播失真独立地跟踪各自随时间的变动来进行补偿。由此，在本发明中，即使在残留相位误差不能忽略的环境下发送长信息的情况下，也能够得到优良的接收特性，而不降低传输效率。
附图的简单说明图1是现有信道估计方法中使用的符号的结构示意图。
图2是现有信道估计方法的说明图。
图3是本发明实施例1的OFDM通信装置的结构方框图。
图4是本发明实施例1的OFDM通信装置的残留相位误差补偿电路的内部结构方框图。
图5是本发明实施例1的OFDM通信装置的残留相位误差补偿电路中的相位误差运算电路的内部结构方框图。
图6是本发明实施例1的检波方法中使用的符号的结构示意图。
图7是本发明实施例1的OFDM通信装置的残留相位误差补偿电路的另一内部结构方框图。
图8是本发明实施例2的OFDM通信装置的结构方框图。
图9是本发明实施例2的OFDM通信装置的残留相位误差补偿电路的内部结构方框图。
图10是本发明实施例3的OFDM通信装置的残留相位误差补偿电路的内部结构方框图。
图11是本发明实施例4的OFDM通信装置的残留相位误差补偿电路的内部结构方框图。
图12是本发明实施例5的OFDM通信装置的残留相位误差补偿电路的内部结构方框图。
图13是本发明实施例6的OFDM通信装置的结构方框图。
图14是本发明实施例6的OFDM通信装置的残留相位误差估计电路的内部结构方框图。
图15是本发明实施例7的OFDM通信装置的结构方框图。
图16是本发明实施例7的OFDM通信装置的相位噪声补偿电路的内部结构方框图。
图17是本发明实施例8的OFDM通信装置的结构方框图。
实施发明的最好形式以下，参照附图来详细说明本发明的实施例。
(实施例1)图3是本发明实施例1的OFDM通信装置的结构方框图。
经天线101接收到的OFDM信号由无线接收电路102进行无线接收处理，成为基带信号。该基带信号由无线接收电路102内的正交检波器进行正交检波处理，由低通滤波器除去无用频率分量后，由A/D变换器进行A/D变换。虽然通过正交检波处理将接收信号分为同相分量和正交分量，但是在附图中作为一个信号路径。
该基带信号由FFT(Fast Fourier Transform，快速傅里叶变换)电路103进行FFT运算。通过该FFT运算来得到各副载波上分配的信号。FFT电路103进行了FFT运算的信号被送至残留相位误差补偿电路104。然后，残留相位误差补偿电路104用接收OFDM信号中包含的连续送来的导频信号进行延迟检波，来进行残留相位误差的估计。此外，残留相位误差补偿电路104根据估计出的残留相位误差，对导频符号、和导频符号以后的信息OFDM符号的所有副载波进行残留相位误差的补偿。
补偿了残留相位误差的信号被送至传播路径失真补偿电路105。传播路径失真补偿电路105通过对接收OFDM信号中包含的导频符号和已知信号进行复数乘法来进行信道估计。由此，得到最初的信道估计值(初始值)。
此外，传播路径失真补偿电路105用最初的信道估计值对每个OFDM符号逐个进行信息OFDM符号的传播失真的补偿。补偿了传播失真的信息OFDM符号被逐个送至纠错电路106，由纠错电路106进行纠错。从纠错电路106中按编码单位来输出纠错过的信息比特串。该信息比特串被送至检错电路107，由检错电路107对该信息比特串进行检错。然后，检错后的信息比特串被作为接收数据从检错电路107输出。
检错后的信息比特串定期地被送至再编码电路108。在再编码电路108中，对纠错过的信息比特串进行再编码处理、再调制处理、及再排列处理。这样再编码过的纠错后的信息比特串被送至传播路径失真补偿电路105。传播路径失真补偿电路105将该再编码过的信息比特串用作已知信号。即，传播路径失真补偿电路105通过对该再编码过的信息比特串和FFT运算过的信号进行复数乘法来进行信道估计，求信道估计值。然后，在传播路径失真补偿电路105中，通过该信道估计值来更新最初的信道估计值。
这里，为了兼顾信道估计值的估计精度和对信道估计值随时间的变动的跟踪性，考虑还用过去的信道估计值来进行信道估计值的更新。在此情况下，也由于处于对输入到传播路径失真补偿电路105中的接收OFDM信号已经补偿了随时间的变动量相对大的残留相位误差分量的状态，所以能够以高精度、自适应地估计、补偿因传播路径特性的变动而产生随时间的变动量相对小的相位误差及相位噪声。
另一方面，各副载波的发送数据在通过例如QPSK(Quadrature Phase ShiftKeying，四相移相键控)或QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交调幅)等调制方式进行数字调制后，被输入到IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，逆快速傅里叶变换)电路109。然后，输入到IFFT电路109中的发送信号由IFFT电路109进行IFFT运算，成为OFDM信号。该OFDM信号被送至无线发送电路110，在D/A变换后进行规定的无线处理，经天线101发送。
接着，用图4及图5来说明残留相位误差补偿电路的结构及操作。图4是图3所示的残留相位误差补偿电路的内部结构方框图。而图5是图4所示的相位误差运算电路的内部结构方框图。
图4所示的残留相位误差补偿电路是用连续发送的多个导频符号来进行残留相位误差的估计、补偿的电路。此外，本实施例中的OFDM通信使用的符号的结构示于图6。即，在导频符号以外的前置码之后接续有发送作为已知信号的多个信道估计导频符号，在该多个导频符号之后接续有信息OFDM符号。
FFT处理过的接收OFDM信号中的第1个导频符号通过开关201的接通、断开控制而被输入到延迟器202、复数乘法器203及相位误差运算电路204。第2个导频符号也同样被输入。然后，在复数乘法器203中，通过对第1个导频符号和第2个导频符号进行复数乘法来进行延迟检波。如果发送了n个导频符号，则在第i个和第i-1个导频符号间进行延迟检波。延迟检波过的信号表示连续的2个导频符号间的相位差。
复数乘法器203被设定为按能够忽略传播路径特性随时间的变动的时间进行延迟检波。因此，从复数乘法器203输出的信号为只包含残留相位误差分量的信号。然后，该只包含残留相位误差分量的信号被输入到相位误差运算电路204。
相位误差运算电路204用通过延迟检波而算出的各副载波的残留相位误差来计算估计精度高的残留相位误差。这里，在复数乘法器203的后级设有相位误差运算电路204是基于下述理由。即，通过使用导频符号或导频载波的延迟检波而算出的各副载波的残留相位误差包含加性噪声。因此，如果单个使用各副载波的残留相位误差，则残留相位误差的估计精度恶化。因此，为了用根据导频符号或导频载波而算出的多个残留相位误差来抑制噪声分量，计算估计精度更高的残留相位误差，在复数乘法器203的后级设有相位误差运算电路204。
相位误差运算电路204采用例如图5所示的内部结构。在相位误差运算电路204中，首先，从复数乘法器203输出的各导频载波的所有的延迟检波输出分别按同相分量(I分量)、正交分量(Q分量)，由全部接收导频载波加法器301及全部接收导频载波加法器302相加。
另一方面，由平方和电路303计算各导频载波的功率值(I2+Q2)，由全部接收导频载波加法器304将各导频载波的所有的功率值相加。
然后，除法器305及除法器306通过将相加后的延迟检波输出除以功率相加值，对相加后的延迟检波输出进行归一化(使振幅为1)。
通过使相位误差运算电路204采用图5所示的结构，能够对从多个导频载波得到的残留相位误差进行平均来增大S/N。因此，能够估计更正确的残留相位误差。
相位误差运算电路204的结构不限于上述结构。即，相位误差运算电路204只要是能够抑制噪声分量、增大S/N的电路，则采用任何结构都可以。例如，作为相位误差运算电路204的结构，可以采用1)通过等增益合成来提高S/N的结构；2)通过最大比合成来提高S/N的结构；3)通过用超过规定阈值的导频载波或导频符号的载波进行平均、等增益合成或最大比合成来提高S/N的结构；4)使用通过接收功率最大的载波而得到的相位误差的结构。上述任一结构的目的都是提高相位误差的估计结果的S/N。
此外，在使用2个以上的导频符号的情况下，通过由相位误差运算电路204对运算结果进行平均，能够估计进一步抑制了噪声分量的正确的相位误差。
来自相位误差运算电路204的输出信号被暂时存储到存储器205后，被输入到复数乘法器206。在复数乘法器206中，通过对前1个符号之前在存储器207中累计的残留相位误差、和本次算出的残留相位误差进行复数乘法来新进行累计。然后，残留相位误差的新的累计值被存储到存储器207。
该存储的残留相位误差的累计值通过开关208的接通、断开控制而按一定间隔被输出到复数乘法器209。然后，复数乘法器209对来自FFT电路103的输出信号和残留相位误差的累计值进行复数乘法。由此，补偿接收OFDM信号的残留相位误差。补偿了残留相位误差的接收OFDM信号被送至传播路径失真补偿电路105。
在残留相位误差补偿电路104中，如图7所示，也可以用选择器501来取代图4所示的开关201，用信息OFDM符号间插入的导频载波来进行残留相位误差的估计、补偿。
在此情况下，从FFT电路103输出的接收OFDM信号中，由选择器501取出导频载波。导频载波以外的信号被输入到复数乘法器209。选择器501取出的导频载波通过上述同样的操作由复数乘法器203与前一个导频载波进行复数乘法。由此，进行延迟检波。
延迟检波后的信号被输入到相位误差运算电路204。然后，相位误差运算电路204计算残留相位误差的估计值。算出的残留相位误差的估计值被存储到存储器205。
存储器205中存储的残留相位误差的估计值被输入到复数乘法器206，与存储器207中存储的过去累计的残留相位误差进行复数乘法。由此，1个OFDM符号的残留相位误差被存储到存储器207。然后，通过用复数乘法器209对来自FFT电路103的输出信号和残留相位误差的累计值进行复数乘法，来补偿接收OFDM信号的残留相位误差。补偿了残留相位误差的接收OFDM信号被送至传播路径失真补偿电路105。
这样，根据本实施例，在正确地估计、补偿因载波的同步偏差而产生的残留相位误差后，进行信道估计及传播失真的补偿。因此，根据本实施例，即使在残留相位误差大的情况下，在信道估计及传播失真的补偿时也只跟踪传播路径特性的变动即可。因此，根据本实施例，即使在存在残留相位误差的情况下，也能够进行接收特性优良的同步检波。
(实施例2)本实施例的OFDM通信装置与实施例1的OFDM通信装置的不同点在于在FFT处理的前级对时间序列信号进行残留相位误差的估计、补偿。
图8是本发明实施例2的OFDM通信装置的结构方框图。在图8中，对与图3所示的结构相同的结构附以与图3相同的标号，并且省略其详细说明。
残留相位误差补偿电路601对从无线接收电路102输出的OFDM信号进行残留相位误差的估计、补偿。残留相位误差补偿电路601采用图9所示的结构。图9是图8所示的残留相位误差补偿电路的内部结构方框图。
从无线接收电路102输出的时间序列信号被输入到延迟器701及复数乘法器702。然后，在复数乘法器702中，通过对连续发送的多个导频信号进行复数乘法来进行延迟检波。延迟检波过的信号被输入到累计器703。
这里，如果设FFT的输入输出数为N、接收导频符号为R(mT,n)、T为1个OFDM符号时间、m=0,1,2,…、n=1,2,…,N，则复数乘法器702及累计器703处理后的输出如下式(1)所示。Σn=1NR(mT,n)R((m-1)T,n)---(1)]]>接着，上式(1)所示的处理结果由归一化电路704进行归一化，使得振幅为1,1个FFT采样时间中变化的相位变动量(复数值)由相位变动量计算器705来计算。
算出的1个FFT采样时间中的相位变动量被输入到复数乘法器706。然后，复数乘法器706在前1个FFT样本之前在存储器708中存储的相位变动量上累计本次算出的1个样本的相位变动量。该累计出的相位变动量由归一化电路707进行归一化、使得振幅为1后，被存储到存储器708。然后，复数乘法器709通过对来自无线接收电路102的输出信号和相位变动量进行复数乘法，来补偿接收OFDM信号的残留相位误差。
这样，根据本实施例，与实施例1同样，在正确地估计、补偿因载波频率的同步偏差而产生的残留相位误差后，进行信道估计及传播失真的补偿。因此，根据本实施例，即使在残留相位误差大的情况下，在信道估计及传播失真的补偿时也只需跟踪传播路径特性的变动即可。因此，根据本实施例，即使在存在残留相位误差的情况下，也能够进行接收特性优良的同步检波。
(实施例3)本实施例的OFDM通信装置与实施例1的OFDM通信装置的不同点在于在残留相位误差补偿电路中，用在多个符号中对残留相位误差的估计值进行平均所得的值来补偿残留相位误差。
本实施例的OFDM通信装置的结构除了残留相位误差补偿电路以外与实施例1相同，所以在本实施例中，只说明残留相位误差补偿电路。
图10是本发明实施例3的OFDM通信装置的残留相位误差补偿电路的内部结构方框图。在图10中，对与图4所示的结构相同的结构附以与图4相同的标号，并且省略其详细说明。
延迟检波后的信号被输入到相位误差运算电路204。然后，相位误差运算电路204计算残留相位误差的估计值。算出的残留相位误差的估计值被输出到平均电路801及开关802。
在平均电路801中，计算多个OFDM符号的残留相位误差的估计值的平均值。这里，平均所用的符号数n是为了使得残留相位误差的估计值中不包含导频载波的传播路径特性随时间的变动分量、而比传播路径特性随时间的变动量充分小的值。平均过的残留相位误差的估计值被暂时存储到存储器803后，被输出到开关802。平均电路801进行的平均处理的方法只要能够降低加性噪声引起的估计误差即可，没有特别的限定。
开关802切换来自相位误差运算电路204的输出和来自存储器803的输出，输入到复数乘法器206。这样由开关802来切换向复数乘法器206的输出是为了在平均处理结束之前的n个符号期间，直接使用相位误差运算电路204的输出(即，未平均过的残留相位误差的估计值)，而在平均处理结束后，使用存储器803的输出(即，平均过的残留相位误差的估计值)，从而减小因平均处理而产生的残留相位误差估计、补偿处理中的处理延迟。
在对n个符号进行平均之前的期间，也可以逐个使用该时刻平均过的值来进行残留相位误差的估计、补偿。即，在第i个(1＜i＜n)符号中，也可以使用第1个至第i个的平均值。
开关802选择出的残留相位误差的估计值被输入到复数乘法器206。
这样，根据本实施例，在残留相位误差补偿电路中，用根据2个符号以上的导频符号或导频载波而估计出的残留相位误差的平均值来补偿残留相位误差，所以即使在存在残留相位误差的情况下，也能够进行接收特性优良的检波处理，并且能够降低因加性噪声而产生的残留相位误差的估计值的误差。
(实施例4)本实施例的OFDM通信装置与实施例1的OFDM通信装置的不同点在于在残留相位误差补偿电路中，组合进行根据导频符号对残留相位误差的估计、和根据导频载波对残留相位误差的估计，使用两者算出的残留相位误差的估计值来补偿残留相位误差。
本实施例的OFDM通信装置的结构除了残留相位误差补偿电路以外与实施例1相同，所以在本实施例中，只说明残留相位误差补偿电路。
图11是本发明实施例4的OFDM通信装置的残留相位误差补偿电路的内部结构方框图。在图11中，对与图4所示的结构相同的结构附以与图4相同的标号，并且省略其详细说明。
图11所示的残留相位误差补偿电路组合了实施例1中的使用导频符号的残留相位误差补偿电路、和实施例1中使用导频载波的残留相位误差补偿电路。
在图11中，首先，相位误差运算电路1用导频符号的延迟检波结果来计算残留相位误差的估计值，该算出的残留相位误差的估计值被输出到开关901及开关902。此时，开关901处于将相位误差运算电路1算出的残留相位误差的估计值存储到存储器205的状态，而开关902处于将相位误差运算电路1算出的残留相位误差的估计值输入到复数乘法器206的状态。
对于导频符号之后接续的信息OFDM符号，相位误差运算电路2用导频载波的延迟检波结果来计算残留相位误差的估计值。相位误差运算电路1及相位误差运算电路2采用与实施例1中的相位误差运算电路204相同的结构。
根据存储器205中存储的导频符号而算出的残留相位误差的估计值由乘法器903进行加权。此外，根据导频载波而算出的残留相位误差的估计值由乘法器904进行加权。然后，这些加权过的残留相位误差的估计值由加法器905进行相加。因此，加法器905的输出如下式(2)所示。
加法器905的输出=W×(根据导频载波而算出的残留相位误差的估计值)+(1-W)×(前1个残留相位误差的估计值)…(2)这里，W是加权系数，由系数选择电路906提供。系数选择电路906根据基于线路品质等品质信息的控制信号来选择预先设定的加权系数。也可以使所有情况下的加权系数相同。
加法器905中的相加结果被输出到存储器205及复数乘法器206。此时，开关901处于将相加结果存储到存储器205的状态，而开关902处于将相加结果输入到复数乘法器206的状态。
这样，根据本实施例，在残留相位误差补偿电路中，组合进行根据导频符号对残留相位误差的估计、和根据导频载波对残留相位误差的估计，使用两者算出的残留相位误差的估计值来补偿残留相位误差，所以即使在存在残留相位误差的情况下，也能够进行接收特性优良的检波处理，并且能够进行精度极高的残留相位误差的估计。
(实施例5)本实施例的OFDM通信装置与实施例4的OFDM通信装置的不同点在于在残留相位误差补偿电路中，用在多个符号中对残留相位误差的估计值进行平均所得的值来补偿残留相位误差。
本实施例的OFDM通信装置的结构除了残留相位误差补偿电路以外与实施例4相同，所以在本实施例中，只说明残留相位误差补偿电路。
图12是本发明实施例5的OFDM通信装置的残留相位误差补偿电路的内部结构方框图。在图12中，对与图11所示的结构相同的结构附以与图11相同的符号，并且省略其详细说明。
相位误差运算电路2算出的残留相位误差的估计值被输出到平均电路1001。
在平均电路1001中，计算多个OFDM符号的残留相位误差的估计值的平均值。这里，平均所用的符号数n是为了使得残留相位误差的估计值中不包含导频载波的传播路径特性随时间的变动分量、而比传播路径特性随时间的变动量充分小的值。平均过的残留相位误差的估计值被暂时存储到存储器1002后，被输出到乘法器904。平均电路1001进行的平均处理的方法只要能够降低加性噪声引起的估计误差即可，没有特别的限定。
存储器205中存储的残留相位误差的估计值由乘法器903进行加权，而平均过的残留相位误差的估计值由乘法器904进行加权。然后，这些加权过的残留相位误差的估计值由加法器905进行相加。
这样，根据本实施例，在残留相位误差补偿电路中，用在多个符号中对残留相位误差的估计值进行平均所得的值来补偿残留相位误差，所以即使在存在残留相位误差的情况下，也能够进行接收特性优良的检波处理，并且能够进行精度极高的残留相位误差的估计。再者，在本实施例中，能够降低因加性噪声而产生的残留相位误差的估计值的误差。
(实施例6)本实施例的OFDM通信装置与实施例1的OFDM通信装置的不同点在于同时并行进行FFT处理和残留相位误差的估计。
图13是本发明实施例6的OFDM通信装置的结构方框图。在图13中，对与图3所示的结构相同的结构附以与图3相同的标号，并且省略其详细说明。
从无线接收电路102输出的时间序列信号被同时输出到FFT电路103及残留相位误差估计电路1101。即，对该时间序列信号，一方面由FFT电路103进行FFT处理，另一方面同时并行地由残留相位误差估计电路1101进行残留相位误差的估计。
残留相位误差估计电路1101采用图14所示的结构。图14是图13所示的残留相位误差估计电路的内部结构方框图。
从无线接收电路102输出的时间序列信号被输入到延迟器1201及复数乘法器1202。然后，在复数乘法器1201中，通过对连续发送的多个导频信号进行复数乘法来进行延迟检波。延迟检波过的信号被输入到累计器1203。
这里，如果设FFT的输入输出数为N、接收导频符号为R(mT,n)、T为1个OFDM符号时间、m=0,1,2,…、n=1,2,…,N，则复数乘法器1202及累计器1203处理后的输出如下式(3)所示。Σn=1NR(mT,n)R((m-1)T,n)----(3)]]>接着，通过用归一化电路1204对上式(3)所示的处理结果进行归一化以使得振幅为1，来计算1个OFDM符号区间中的残留相位误差的估计值，算出的残留相位误差的估计值被存储到存储器1205。然后，复数乘法器1102通过对来自FFT电路103的输出信号和残留相位误差的估计值进行复数乘法，来补偿接收OFDM信号的残留相位误差。
这样，根据本实施例，由于同时并行进行FFT处理和残留相位误差的估计，所以即使在存在残留相位误差的情况下，也能够进行接收特性优良的检波处理，并且能够缩短对接收信号进行残留相位误差的估计、补偿所需的时间。
(实施例7)本实施例的OFDM通信装置与实施例1的OFDM通信装置的不同点在于在进行信道估计及传播失真的补偿后，进行相位噪声的估计、补偿。
本实施例的OFDM通信装置采用下述结构在实施例1的OFDM通信装置的传播路径失真补偿电路的后级设有相位噪声补偿电路。图15是本发明实施例7的OFDM通信装置的结构方框图。在图15中，对与图3所示的结构相同的结构附以与图3相同的标号，并且省略其详细说明。
在残留相位误差估计补偿电路104中，在使用导频符号的残留相位误差的估计值或该估计值在多个符号中的平均值的情况下，在残留相位误差中不包含相位噪声引起的相位误差分量。此外，在传播路径失真补偿电路105中，进行一次信道估计后，在下次进行信道估计之前，用同一信道估计值进行传播失真的补偿，所以除了总括进行解调的情况，难以跟踪每个符号变动的相位噪声。因此，在本实施例中，在传播路径失真补偿电路105的后级设有相位噪声补偿电路1301来应付。
图16是图15所示的相位噪声补偿电路1301的内部结构方框图。在图16中，选择器1401从传播路径失真补偿电路105输出的接收OFDM信号中取出导频载波。导频载波被输入到复数乘法器1402，而导频载波以外的信号被输入到复数乘法器1404。
输入到复数乘法器1402中的接收导频载波和与发送导频载波相同的导频载波信号进行复数乘法。由此，计算各导频载波的相位误差。根据各导频载波而算出的相位误差被输入到相位误差运算电路1403。然后，相位误差运算电路1403通过对各相位误差实施等增益合成或最大比合成等处理，来计算更正确的相位误差。然后，复数乘法器1404通过进行相位误差运算电路1403算出的相位误差和信息载波之间的复数乘法，来补偿信息载波的相位噪声。
这样，根据本实施例，在进行信道估计及传播失真的补偿后进行相位噪声的估计、补偿，所以即使在存在残留相位误差的情况下，也能够进行接收特性优良的检波处理，并且能够对通过残留相位误差的补偿及传播失真的补偿不能完全补偿的相位噪声进行补偿。
(实施例8)本实施例的OFDM通信装置与实施例7的OFDM通信装置的不同点在于按照接收信息的长度及相位噪声量来切换是否进行残留相位误差的估计、补偿及相位噪声的估计、补偿。
图17是本发明实施例8的OFDM通信装置的结构方框图。在图17中，对与图15所示的结构相同的结构附以与图15相同的标号，并且省略其详细说明。
在图17中，在连续接收的符号的长度短的情况下，开关1501处于直接连接FFT电路103和传播路径失真补偿电路105的状态，而开关1502处于经相位噪声补偿电路1301连接传播路径失真补偿电路105和纠错电路106的状态。即，在接收信息的长度短的情况下，通过后级的同步检波来进行相位噪声的估计、补偿，而不通过前级的延迟检波来进行残留相位误差的估计、补偿。
在接收的符号的长度短的情况下处于这种连接状态是基于以下的理由。即，在接收的符号的长度短的情况下，能够通过用前置码进行的载波频偏补偿来充分补偿频偏，残留相位误差变得充分小，所以无需在信道估计及传播失真的补偿的前级进行残留相位误差的估计、补偿。
此外，也可考虑在信道估计及传播失真的补偿的前级，由使用延迟检波的残留相位误差估计补偿电路104来进行残留相位误差及相位噪声的估计、补偿。然而，在接收的符号的长度短的情况下，相位误差随时间的变动量小，所以用使用同步检波的相位噪声补偿电路1301来估计、补偿相位噪声，则能够高精度地估计、补偿相位噪声。
另一方面，在接收的符号的长度长、而且相位噪声能够忽略的情况下，开关1501处于经残留相位误差估计补偿电路104连接FFT电路103和传播路径失真补偿电路105的状态，而开关1502处于直接连接传播路径失真补偿电路105和纠错电路106的状态。
此外，在接收的符号的长度长、而且相位噪声不能忽略的情况下，开关1501处于经残留相位误差估计补偿电路104连接FFT电路103和传播路径失真补偿电路105的状态，而开关1502处于经相位噪声补偿电路1301连接传播路径失真补偿电路105和纠错电路106的状态。
也可以根据经通信信道以外的信道接收的表示符号长度的控制信息来进行开关1501及开关1502的切换控制。
这样，根据本实施例，按照接收信息的长度及相位噪声量来切换是否进行残留相位误差的估计、补偿及相位噪声的估计、补偿，所以能够进行接收特性优良的检波处理，并且按照接收信息的长度及相位噪声量来进行没有无用处理的、总是最佳的同步检波。
在上述实施例1～8中，对纠错后的接收信号进行再编码并用作已知信号来自适应地进行信道估计。然而，在上述实施例1～8中，也可以对纠错前的信号进行硬判定，将该硬判定过的信号用作已知信号来自适应地进行信道估计。
此外，本发明不限于上述实施例1～8，而是可以进行各种变更来实施。例如，在本发明中，也可以适当组合实施例1～8来实施。
如上所述，根据本发明，即使在传播路径特性随时间的变动大的情况下也能够不降低传输效率，自适应地跟踪传播路径特性随时间的变动，提高接收特性，并且即使在存在残留相位误差的情况下也能够不降低传输效率，自适应地跟踪残留相位误差随时间的变动，提高接收特性。
本说明书基于平成11年9月13日申请的特愿平11-258912号。其内容全部包含于此。
产业上的可利用性本发明能够应用于无线通信系统中使用的基站装置、和与该基站装置进行无线通信的移动台等通信终端装置。
权利要求
1.一种OFDM通信装置，包括残留相位误差补偿器，估计及补偿OFDM信号中包含的信息符号的残留相位误差；以及传播失真补偿器，对上述残留相位误差补偿器补偿了残留相位误差的信息符号的传播失真进行补偿；上述传播失真补偿器通过用传播失真补偿前的信息符号和传播失真补偿后的信息符号估计出的信道估计值对补偿了残留相位误差的信息符号的传播失真进行补偿。
2.如权利要求1所述的OFDM通信装置，其中，残留相位误差补偿器通过使用OFDM信号中包含的多个已知信号的延迟检波来估计残留相位误差。
3.如权利要求2所述的OFDM通信装置，包括对OFDM信号进行FFT处理的FFT器，残留相位误差补偿器在用上述FFT对信息符号实施FFT处理期间，用FFT处理前的已知信号来估计残留相位误差。
4.如权利要求1所述的OFDM通信装置，其中，残留相位误差补偿器求残留相位误差的平均值，将该平均值作为残留相位误差的估计值。
5.如权利要求1所述的OFDM通信装置，其中，残留相位误差补偿器对用导频符号求出的第1残留相位误差、和用导频载波求出的第2残留相位误差分别进行加权，将加权后的第1残留相位误差和加权后的第2残留相位误差相加所得的值作为残留相位误差的估计值。
6.如权利要求5所述的OFDM通信装置，其中，残留相位误差补偿器求第2残留相位误差的平均值，对该平均值进行加权。
7.如权利要求1所述的OFDM通信装置，包括相位噪声补偿器，通过使用已知信号的同步检波来估计及补偿用残留相位误差补偿器及传播失真补偿器不能补偿的相位噪声。
8.如权利要求7所述的OFDM通信装置，其中，按照信息符号的长度及相位噪声量来切换残留相位误差补偿器和传播失真补偿器之间的连接状态、及传播失真补偿器和相位噪声补偿器之间的连接状态。
9.一种搭载OFDM通信装置的通信终端装置，其中，上述OFDM通信装置包括残留相位误差补偿器，估计及补偿OFDM信号中包含的信息符号的残留相位误差；以及传播失真补偿器，对上述残留相位误差补偿器补偿了残留相位误差的信息符号的传播失真进行补偿；上述传播失真补偿器通过用传播失真补偿前的信息符号和传播失真补偿后的信息符号估计出的信道估计值对补偿了残留相位误差的信息符号的传播失真进行补偿。
10.一种搭载OFDM通信装置的基站装置，其中，上述OFDM通信装置包括残留相位误差补偿器，估计及补偿OFDM信号中包含的信息符号的残留相位误差；以及传播失真补偿器，对上述残留相位误差补偿器补偿了残留相位误差的信息符号的传播失真进行补偿；上述传播失真补偿器通过用传播失真补偿前的信息符号和传播失真补偿后的信息符号估计出的信道估计值对补偿了残留相位误差的信息符号的传播失真进行补偿。
11.一种检波方法，包括残留相位误差补偿步骤，估计及补偿OFDM信号中包含的信息符号的残留相位误差；传播失真补偿步骤，对上述残留相位误差补偿步骤补偿了残留相位误差的信息符号的传播失真进行补偿；在上述传播失真补偿步骤中，通过用传播失真补偿前的信息符号和传播失真补偿后的信息符号估计出的信道估计值对补偿了残留相位误差的信息符号的传播失真进行补偿。
全文摘要
在通过由残留相位误差补偿电路104在OFDM信号中包含的导频符号之间进行延迟检波来补偿OFDM信号的残留相位误差后,传播失真补偿电路105将再编码后的信号用作已知信号,来补偿OFDM信号的传播失真。
文档编号H04L27/26GK1321376SQ00801820
公开日2001年11月7日 申请日期2000年9月13日 优先权日1999年9月13日
发明者今村大地 申请人:松下电器产业株式会社