专利名称：相干检波方法,移动通信接收机及干扰消除装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种相干检波方法，具体地说，涉及一种通过使用引导符号及数据符号估计传播路径的传播特性，进行同步检测的相干检波方法。
在移动通信系统中，当终端在形成多路径的条件下移动时，由于衰减的缘故，接收信号将产生波动。当在这样的条件下对接收信号解码时，通常使用一种进行同步检测的方法，在该方法中，根据接收的引导符号估计传播特性(衰减复路径)，以便降低由传播路径的传播特性导致的衰减影响。
上述的引导符号是一种具有预定幅度及预定相位的已知符号。通过在数据符号的数据帧中提供引导符号，引导符号可从发射机传输出去。另外，引导符号也可通过与传输数据符号的信道不同的信道传输。
当在数据符号的数据串中提供引导符号时，在要传输的数据帧的预定位置插入引导符号。在接收机一侧，根据与加入数据帧中的前同步码(preamble)的同步，检测引导符号的位置。对检测到的引导符号解调，以便根据检测到的引导符号的幅度及相位估计传播路径的性能。
下面来说明包括使用数据符号的数据串中提供的引导符号的相干检波电路的常规接收机。
图1是具有引导符号的数据帧的说明图。图1-(A)表示了要传输的数据帧，图1-(B)表示了编码数据中的数据符号串及引导符号。如图1-(A)所示，数据帧12-1包括前同步码12-2及编码数据12-3。如图1-(B)所示，编码数据包括多个数据符号串12-4及多个引导符号12-5。多个引导符号在相邻数据符号串12-4之间间隔相同距离形成。提供引导符号的部分称为引导块12-6。
引导符号12-5是预先确定的已知数据符号。在发射机传输前同步码12-2之后，间隔预定的时间间距传输引导符号。如果在接收机和由发射机传输并通过传播路径接收的接收信号之间实现了同步，则接收机可根据相对于时间位置的接收信号估计传播路径的传播特性。
通过检测数据帧12-1中提供的前同步码12-2，接收机可与接收信号同步。
发射机传输的第n个引导块中的第k个引导符号由Znk表示，传输该引导信号时的传播特性由ξnk表示。通过传播路径接收的接收符号由Znk·ξnk表示。
由于该时间位置上的传输符号是已知符号的引导符号Znk，通过把接收符号乘以引导符号Znk的共轭复数Znk*得到ξnk·|Znk|2。由于引导符号的大小(幅度)是已知值(或许|Znk|≡1)，因此可估计传播路径的传播特性ξnk。
传播特性的估计值ξnk^也表示为如下所述ξnk^=Znk·ξnk·Znk*=ξnk·|Znk|2(1)但是，实践中，由于接收符号受到噪声及其它信号导致的干扰的影响，不能精确地估计传播路径的传播特性。为了更精确地估计传播特性，可在单个引导块12-6中提供多个引导符号，以便对每个引导符号获得一个传播特性的估计值。把传播特性的估计值的平均值确定为传播路径的传播特性的估计值。第n个引导块的传播特性的估计值由ξn^表示。
通过平均两个引导块12-6的位置上的传播特性，或者对传播特性进行线性插值，可获得这两个引导块12-6之间的传播路径传播特性。
在获得传播路径的传播特性的估计值之后，按照下面所述得到传输的数据符号。第n个引导块和第n+1个引导块之间的第i个传输数据符号由Xni表示；传播路径的传播特性的实际值由ξni表示；传播路径的传播特性的估计值由ξni^表示；解码数据符号由Xni^表示。
通过传播路径传输的接收数据符号由Xni·ξni表示，它是通过把传输数据符号Xni乘以传播路径的传播特性的实际值ξni得到的。可通过把Xni·ξni乘以传播特性的估计值ξni^的共轭复数ξni^*，以解码数据符号Xni^的形式得到传输数据符号Xni，其中传播特性ξni的影响被降低。解码数据符号Xni^由下面的等式表示Xni^=Xni·ξni·ξni^*/|ξni^|2(2)随后对这样获得的解码数据符号进行分集合并处理，并当确定电路将分集合并后的解码数据符号与预定门限值比较时，将其确定为预定的离散数据符号。之后，对解码数据符号进行诸如去交错(deinterleaving)或位误差校正之类的解码处理，以便被再现为数据。图2表示了包括使用数据符号中提供的引导符号的常规相干检波电路的接收机。
图2中，天线(ANT)13接收的信号被输入无线电单元14。在无线电单元14中，接收的信号由放大器(LNA)14-1放大，并且除了预定带宽的成分之外，其余全部由带通滤波器(BPF)14-2除去。此外，在混频器14-3中通过把接收信号乘以信号LO，从而使接收信号转换为基本带宽。随后，由低通滤波器(LPF)14-4除去高频成分，并把接收信号输出给A/D电路15。
A/D电路15量化无线电单元14提供的接收信号，以便把接收信号转换为数字信号，并把数字信号输出给定时同步电路16。定时同步电路16利用数字化的接收信号实现同步，并把数字化的接收信号输出给相干检波电路17。
在相干检波电路17中，传播路径估计电路17-1根据上述等式(1)计算传播路径的传播特性的估计值ξni^，以便获得估计值ξni^的共轭复数ξni^*。随后，把这样获得的共轭复数ξni^*输出给乘法器17-3。
乘法器17-3通过把通过延迟电路17-2之后的接收信号乘以传播路径估计电路17-1输出的共轭复数ξni^*，进行同步检测。随后把解码数据符号Xni^输出给分集合并电路17-4。
应注意在上述相干检波电路17中，通过把接收信号Xni·ξni乘以传播特性的估计值的共轭复数ξni^*计算解码数据符号Xni^，其实该乘法应使用ξni^*/|ξni^|2来进行。但是，由于|ξni^|2的计算只影响解码数据符号Xni^的幅度分量，因此该乘法由乘法器17-3进行，即可使用接收信号Xni·ξni乘以传播特性的估计值的共轭复数ξni^*作为替代。
分集合并电路17-4把解码数据符号Xni^和其它类似电路获得的解码数据符号进行分集合成。合成的解码数据符号通过由确定电路17-5将其与预定门限值比较，而被确定为预定的离散数据符号，并被输出给解码器18。
如上述的等式(2)可知，如果传播特性的实际值ξni和传播特性的估计值ξni^彼此相等，则解码数据符号Xni^与传输的数据符号Xni一致。但是，如果传播路径的传播特性的实际值ξni和估计值ξni^之间的差值较大，则解码数据符号Xni^与传输的数据符号Xni之间的差值也较大。
于是，重要的是要精确地估计传播路径的传播特性的实际值，以便精确地对数据符号进行解码。增大传播特性估计精度的方法之一是增大引导块12-6中提供的引导符号的数目。但是，如果增大引导符号的数目，由于传输的数据符号的数目被降低，数据传输效率被降低。
此外，如果在引导块之间传播特性存在较大的差别，即，如果衰减频率较高，则使用具有固定周期的引导符号的估计方法不能响应衰减频率精确地估计位于引导块之间的数据符号串的数据符号的传播特性。
一般来说，当衰减频率较低时，在规一化衰减频率fd·Tp的值小于约0.1的区域中，传播特性的平均值的精度高于通过插值处理得到的值的精度，其中fd是最大多普勒频率，Tp是引导块的周期。
另一方面，如果规一化衰减频率fd·Tp较高，则在规一化衰减频率fd·Tp大于约0.1的区域中，插值法优于平均值法。但是，即使采用插值法，和规一化衰减频率fd·Tp较低的区域的估计精度相比，规一化衰减频率fd·Tp较高的区域中的估计精度仍然降低了。于是增大了数据误码率。
此外，如上所述，引导符号可通过与传输数据符号的信道不同的信道传输。即，可通过与数据符号的信道正交的信道传输引导符号，从而使引导符号与数据符号一起被多路传输。由于引导符号和数据符号一起被同时传输，因此该方法被称为并行引导-信道法。
在该方法中，把数据符号和引导符号乘以彼此正交的代码，以便按照I-信道和Q-信道分别调制数据符号和引导符号。这种方法被特别称为引导IQ多路传输法。
由于借助于这样提供的引导符号的同步检测包括多路分解引导符号和数据符号的过程，因此已考虑一种利用直接序列码分多址(DS-CDMA)的移动通信领域的应用。
该方法中，由于引导符号和数据符号彼此正交，因此在接收机解调之后，可把这些符号彼此分离。把分离后的符号用于估计传播路径的性能，并且根据估计的传播特性，可对接收的数据符号进行精确的同步检测。
传播路径的传播特性的估计可按如上所述相同的方式进行。
即，对应于第n个引导符号Zn的传播特性的估计值ξn^可表示为如下所示ξn^=Zn·ξn·Zn*=ξn·|Zn|2(3)此外，解码数据符号Xn^可由下面的等式表示Xn^=Xn·ξn·ξn^*/|ξn^|2(4)图3表示了包括使用和数据符号同时被传输的引导符号的常规相干检波电路19的接收机。图3中和图2中相同的部件具有相同的附图标记，并省略对它们的说明。
图3所示的接收机的相干检波电路19除了增加了乘法器19-1和19-2之外，其结构和图2中所示的相干检波电路17相同。乘法器19-1把接收信号乘以正交代码X，以便提取接收的数据符号，乘法器19-2把接收信号乘以正交代码Y，以便提取接收的引导符号。正交代码X和Y彼此正交。应注意接收信号中的数据答和引导符号已根据正交代码X和Y被调制及多路传输。
乘法器19-1输出的接收数据符号被输入延迟电路17-2，接收引导数据被输入传播路径估计电路17-1。
在这种估计方法中，考虑了增大引导信道的传输功率，以便增大传播路径的性能估计的精度。但是，引导信道的传输功率的增大会增大移动通信终端的能量消耗。这种情况下，为了保持移动通信终端的总能量消耗，必须降低数据信道的能量消耗。但是，这将导致数据符号S/N比的降低。此外，引导信道的传输功率的增大会导致数据信道干扰。这将引起DS-CDMA移动通信中信道容量性能的降低。
另外，考虑过增大引导符号的数目，以便增大传播路径性能估计的精度。但是当与引导符号的平均部分相关的传播路径性能的波动较大时，精度会降低。这样，可被平均的引导符号的数目有一个上限。
本发明的总目的是提供一种克服了上述各种问题的改进的有效的同步检测方法。
本发明的一个具体目的是提供一种即使当衰减频率高时，在不增大引导符号的数目的情况下，精确估计传播路径的传播特性，从而降低接收数据的误码率的相干检波方法。
本发明的另一个目的是提供一种在不增大引导信道的传输功率的情况下，精确估计传播路径的传播特性，从而降低接收数据的误码率的相干检波方法。
为了实现上述发明目的，根据本发明的一个方面提供了一种利用至少一个从发射机接收的引导符号，检测在移动通信系统中传输的数据符号的接收同步的方法，该方法包括下述步骤a)使用引导符号估计在移动通信系统中建立的传播路径的传播特性；b)根据步骤a)中获得的传播路径的估计值，临时确定数据符号；c)使用引导符号及至少一个在步骤b)中临时确定的数据符号估计传播路径的传播特性；及d)根据在步骤c)中获得的传播路径的传播特性的估计值最终确定数据符号。
根据上面提及的发明，临时确定的数据符号是依据根据引导符号得到的传播路径的传播特性的估计值而获得的。临时确定的数据符号受传播路径的传播特性的影响较小。临时确定数据符号中的一个被看作为引导符号，从而根据引导符号及临时确定数据符号中看作为引导符号的临时确定数据符号，估计对应于看作为引导符号的临时确定数据符号的位置上的传播特性。这样，可得到精确的传播特性，所得到的精确的传播特性降低接收数据的误码率。
在上述方法中，步骤d)可包括下述步骤重复根据传播特性估计值进行的数据符号的临时确定，从而多次估计传播特性，所述传播特性估计值是根据引导符号，和至少一个由紧接的前一临时确定步骤临时确定的数据符号获得的。
在一个实施例中，可使用在数据符号的数据帧中提供的引导符号。
此外，可在数据符号的数据串中提供至少两个引导符号，并且在步骤c)中使用的那个临时确定数据符号从基本位于这两个引导符号之间中点的数据符号中选取。
此外，可在数据符号的数据串中提供至少两个引导符号，并且根据从这两个引导符号的每一个，及这两个引导符号之间的多个数据符号获得的传播特性估计值，利用插值法获得这两个引导符号之间一个位置上的传播特性。
在本发明的另一实施例中，可使用在不同于传输数据符号的数据信道的另一信道中提供的引导符号。
此外，根据本发明的另一方面，提供了一种使用至少一个从发射机接收的引导信号，检测数据符号接收同步的移动通信接收机，该移动通信接收机包括使用引导符号估计传播路径传播特性的第一估计值的第一传播特性估计电路；根据第一传播特性估计电路得到的传播特性的第一估计值，临时确定数据符号的临时确定电路；使用引导符号及临时确定电路临时确定的数据符号中的至少一个数据符号，估计传播特性的第二估计值的第二传播特性估计电路；及根据第二传播特性估计电路得到的传播特性的第二估计值，确定数据符号的最终确定电路。
移动通信接收机还可包括多个串联连接的附加临时确定电路，每个附加临时确定电路根据传播特性的估计值临时确定数据符号，所述传播特性的估计值是根据引导符号，及至少一个由紧接的前一附加临时确定电路临时确定的数据符号获得的。
另外，根据本发明的另一方面，提供了一种用于移动通信系统的干扰消除装置，在该移动通信系统中一个数据符号串及至少一个引导符号被传输，该干扰消除装置包括使用引导符号估计传播路径传播特性的第一估计值的第一传播特性估计电路；根据第一传播特性估计电路得到的传播特性的第一估计值，临时确定数据符号的临时确定电路；使用引导符号及临时确定电路临时确定的数据符号中的至少一个数据符号，估计传播特性的第二估计值的第二传播特性估计电路；及根据第二传播特性估计电路得到的传播特性的第二估计值，确定数据符号的最终确定电路。
干扰消除装置还可包括多个串联连接的附加临时确定电路，每个附加临时确定电路根据传播特性的估计值临时确定数据符号，所述传播特性的估计值是根据引导符号，及至少一个由紧接的前一附加临时确定电路临时确定的数据符号获得的。
参考附图，根据下面的详细说明将更易于理解本发明的其它目的、特征和优点。
图1是具有引导符号的数据帧的说明图；图2是包括常规相干检波电路的接收机的方框图，该常规相干检波电路使用数据符号的数据帧中提供的引导符号；图3是包括使用和数据符号同时被传输的引导符号的常规相干检波电路的接收机的方框图；图4是根据本发明第一实施例的相干检波电路的方框图；图5是图4所示的相干检波电路的操作的流程图；图6是根据本发明第二实施例的相干检波电路的方框图；图7是说明用于估计传播特性的临时确定数据符号的说明图；图8是说明根据临时确定数据符号的传播特性估计值的说明图；图9是说明根据多个临时确定数据符号的传播特性估计值的说明图；图10是使用本发明第一实施例的移动通信系统的接收机的方框图；图11是根据本发明第三实施例的相干检波电路的方框图；图12是图11中所示的相干检波电路的操作的流程图；图13是根据本发明第四实施例的相干检波电路的方框图；图14是图11和13中所示的第二传播路径估计电路的变型的方框图；图15是使用本发明第三实施例的移动通信系统的接收机的方框图；图16是使用本发明第一实施例的多级干扰消除装置的方框图；图17A是说明干扰副本生成单元的说明图；图17B是说明终极中的接收机的说明图；图18是图16所示的干扰消除装置的各级中提供的去扩展(despreading)单元的方框图；图19是图16所示的干扰消除装置的终极中提供的去扩展单元的方框图；本发明中，把利用引导符号解码并确定的数据符号看作引导符号，从而利用数据符号，以和常规引导符号相同的方式估计传播路径的传播特性。这样根据本发明，和只使用常规引导符号的方法相比，可以以一种更精确的方式估计传播路径的传播特性。
另外，本发明中，通过利用由上述方法估计的传播路径的传播特性，数据符号被再次解码和确定。于是，本发明中数据符号的确定进行了两次或更多次。在本说明中，把最后进行的确定称为最终确定，并把最终确定之前的确定称为临时确定。
如果在临时确定中不存在确定误差，则临时确定后的数据符号可被用作引导符号。这样，通过使用这样的数据符号，可精确地估计传播路径的传播特性。
但是，如果在临时确定中存在确定误差，则传播特性估计的精确降低。于是，当使用临时数据符号时，必须根据临时确定的误码率及衰减频率恰当地选择要使用的临时确定数据符号的数目及临时确定数据符号的位置。
下面将详细说明本发明的第一实施例。图4是根据本发明第一实施例的相干检波电路100的方框图。图5是图4所示的相干检波电路100执行的操作的流程图。
如图4所示，根据本发明第一实施例的相干检波电路100包括和定时同步电路1相连的第一延迟电路2，使用引导符号的第一传播路径估计电路3，第一乘法器4，第一分集合并电路5，临时确定电路6，使用引导符号和临时确定的数据符号的第二传播路径估计电路7，第二延迟电路8，第二乘法器9，第二分集合并电路10及和解码器12相连的最终确定电路11。
图4所示的结构对应于接收的信号被转换为基本带宽，并进行A/D转换后的部分。无线电部分的结构和图2中所示的常规系统的无线电部分相同。经A/D转换后的接收信号被输入定时同步电路1，以便指定引导符号和数据符号的时间位置。
把时间位置已指定的引导符号和数据符号分别输入第一延迟电路2，第二延迟电路8及第一传播路径估计电路3。当开始过程时，首先确定是否已接收引导符号(图5的步骤(1))。如果确定接收了引导符号，则过程转到步骤(2)。否则，过程转到步骤(3)。
在步骤(2)，类似于上面提到的常规系统，第一传播路径估计电路通过利用引导符号估计传播的传播特性。第一传播路径估计电路3输出传播路径的传播特性的共轭复数ξ1^*，其中ξ1^是传播路径的传播特性的估计值。下文把估计值ξ1^称为估计传播特性ξ1^。第一乘法器4把第一传播路径估计电路3的输出乘以经第一延迟电路2提供的接收数据符号，以便进行同步检测(图5的步骤(3))。第一乘法器4的输出对应于第一解码数据符号，在该数据符号中，传播路径的传播特性的影响被降低。把第一解码数据符号提供给第一分集合并电路5。
第一分集合并电路5分集合成第一解码数据符号，及其它类似电路产生的解码数据符号(图5的步骤(4))。随后确定分集合并操作中使用的输入信号数是否大于分支的规定数目(图5的步骤(5))。如果输入信号数大于分支的规定数目，则把第一分集合并电路5的输出提供给临时确定电路6。
临时确定电路6把第一分集合并电路5输出的第一解码数据符号和预定的门限值进行比较，以便把第一解码数据符号确定为预定的离散数据符号(图5的步骤(6))。把临时确定的数据符号输出给使用引导符号和临时确定数据符号的第二传播路径估计电路7。
第二传播路径估计电路7把临时确定电路6确定的临时确定数据符号看作为引导符号，并利用和只使用引导符号来估计传播路径传播特性的方法相类似的方法，估计传播路径的传播特性(图5的步骤(7))。
即，通过把接收的数据符号X·ξ乘以由临时确定电路确定的临时确定数据符号X的共轭复数X*，得到数据符号被接收位置处传播路径的估计传播特性ξ^。
第二传播估计电路7根据估计传播特性ξ^计算传播路径的第二估计性能ξ2^，估计传播特性ξ^根据临时确定数据符号，及根据引导符号估计得到的估计传播特性ξ1^而估计得到。第二传播路径估计电路7把共轭复数ξ2^*输出给第二乘法器9。
第二乘法器9通过把第二估计性能的共轭复数ξ2^*乘以来自第二延迟电路8的接收数据符号，来进行同步检测(参见图5的步骤(8))。随后，第二乘法器9把传播路径的传播特性的影响被降低的第二解码数据符号输出给第二分集合并电路10。
第二分集合并电路10分集合成来自第二乘法器9的第二解码数据符号及其它类似电路生成的解码数据符号(参见图5的步骤(9))。随后确定分集合并操作中使用的输入信号数是否大于分支的规定数目(参见图5的步骤(10))。如果输入信号数大于分支的规定数目，则把第二分集合并电路10的输出提供给最终确定电路11。
最终确定电路11把来自第二分集合并电路10的第二解码数据符号和预定门限值比较，以便把第一解码数据符号确定为预定的离散数据符号(参见图5的步骤(11))。随后把确定的数据符号输出给解码器12(参见图5的步骤(12))。
下面将说明本发明的第二实施例。图6是根据本发明第二实施例的植检波电路200的方框图。图6中，和图4中所示部件相同的部件具有相同的附图标记，并省略对它们的说明。
图6中所示相干检波电路200除图4中所示的部件2-11之外，还包括第二临时确定电路21，使用引导符号和临时确定数据符号的第三传播路径估计电路22，第三延迟电路23，第三乘法器24，第三分集合并电路25和最终确定电路26。
根据第二实施例的相干检波电路200由第一临时确定电路6和第二临时确定电路21进行两次临时确定。
第一临时确定电路6根据从引导符号获得的估计传播特性ξ1^进行临时确定。此外，第二临时确定电路21根据从引导符号和临时确定数据符号获得的估计传播特性ξ2^进行另一临时确定。第三传播路径估计电路22根据来自第二临时确定电路21的临时确定数据符号，及引导符号产生第三传播特性的共轭复数ξ1^*。
第三乘法器24通过把经过第三延迟电路23供给的接收数据符号乘以第三估计传播特性的共轭复数ξ3^*得到第三解码数据符号。随后把第三解码数据符号输出给第三分集合并电路25。
第三分集合并电路25分集合成第三乘法器24供给的第三解码数据符号及其它类似电路产生的解码数据符号，并把结果输出给最终确定电路26。
在根据本发明的第一和第二实施例中，由于分集合并电路的数目和确定电路的数目相同，因此通过由每个分集合并电路进行一个分集合并，可获得极大的改进。
如上所述，根据本发明的第一和第二实施例，由于临时确定之后的临时确定数据符号以相同的方式用作为引导符号，因此可增大传播路径传播特性的估计精度。
但是，如上所述，当临时确定的数据符号被用作为引导符号时，必须根据衰减频率的变化程度恰当地选择用于估计的临时确定数据符号的数目及临时确定数据符号的位置。
下面来说明用于估计传播路径的传播特性的临时确定数据符号的数目及临时确定数据符号的位置。
图7是说明用于估计传播路径的传播特性的临时确定数据符号的说明图。图7表示了数据帧中的位置与传播路径传播特性的绝对值的波动之间的关系。尽管实际上传播路径的传播特性是复数，但是出于简化的原因图中只表示了绝对值，并省略了相位。应注意到相位同样根据数据帧中的位置而波动。
图7中，第n个引导块中的传播路径传播特性的实际值和估计值分别由ξn和ξn^代表。此外，第n+1个引导块中的传播路径传播特性的实际值和估计值分别由ξn+1和ξn+1^代表。
当图7所示两个引导块之间的数据符号串中一个位置上的传播特性估计值，成为这两个引导块中的估计值ξn^和ξn+1^的平均值时，利用相同的传播特性估计值对这两个引导块中的引导符号之间的数据符号进行解码，并在分集合成之后，对这些数据符号进行临时确定。
如果这两个引导块的实际值ξn和ξn+1之间的差值较小，则当使用数据符号串任意位置处的临时确定数据符号时，并不产生显著的差值。这样，对于在数据符号的任意位置估计传播特性可得到良好的精度。
但是，如果传播路径传播特性的实际值ξn和ξn+1之间的差值较大，则在数据符号串的端部附近，估计值和实际值之间的差值较大。
于是，如果使用数据符号串端部附近的临时确定数据符号估计传播路径的传播特性，则将增大临时确定的误码率，从而导致传播路径传播特性估计精度的降低。
但是，即使传播路径的传播特性产生较大波动时，通过使用数据符号串中央的临时确定数据符号也能获得传播特性的精确估计。这是由于数据符号串中央的临时确定数据符号在实际值，和作为这两个引导块中的估计值ξn^和ξn+1^的平均值的估计值之间具有较小差值的缘故。
图8是说明根据临时确定数据符号的传播特性估计值的说明图。图8表示了数据帧中的位置与传播路径传播特性的绝对值的波动之间的关系。类似于图7，尽管传播路径的传播特性实际上是复数，但是出于简化的原因，图中只表示了绝对值，省略了相位。另外，类似于图7，第n个引导块中的传播路径传播特性的实际值和估计值分别由ξn和ξn^代表，第n+1个引导块中的传播路径传播特性的实际值和估计值分别由ξn+1和ξn+1^代表。
图8中，从根据本发明第一实施例或第二实施例的临时确定数据符号得到的传播路径的估计值由ξd^代表。
如上所述，根据这两个引导块中的传播特性的估计值ξn^和ξn+1^获得这两个引导块之间的数据符号串中一个位置上传播路径的传播特性。如果衰减频率高，并且传播特性的波动较大，则通过只使用这两个引导块中的传播特性的估计值ξn^和ξn+1^的线性插值法，常规系统只能得到数据符号串中一个位置的传播特性的估计值。但是，在本发明的第一和第二实施例中，基于临时确定数据符号的估计值ξd^可用于插值法。即，可使用三个估计值ξn^、ξn+1^及ξd^来进行线性插值法。于是，可以很精确地估计数据符号串中一个位置上的传播路径的传播特性。
此外，利用三个估计值，可应用二维插值法或三维插值法。应注意到尽管图8只表示了对幅度成分的插值，但是也可对相位成分进行类似的插值。
图9是说明根据多个临时确定数据符号的传播特性的估计值的说明图。图9表示了数据帧中的位置与传播路径传播特性的绝对值的波动之间的关系。类似于图7，尽管传播路径的传播特性实际上是复数，但是出于简化的原因，图中只表示了绝对值，并省略了相位。另外，类似于图7，第n个引导块中传播路径的传播特性的实际值和估计值分别由ξn和ξn^代表，第n+1个引导块中传播路径的传播特性的实际值和估计值分别由ξn+1和ξn+1^代表。
图9中，图8中，从根据本发明第一实施例或第二实施例的临时确定数据符号得到的传播路径的估计值被表示为ξd1^和ξd2^。
图9中，通过使用除在导引块中获得的估计值ξn^和ξn+1^之外的多个估计值来进行插值。于是，可以很精确地估计数据符号串中一个位置上传播路径的传播特性。
应注意到图9表示的是使用四个点，其中两个点对应于临时确定的数据符号进行插值的例子。但是，为了增大估计的精确性，也可使用大量的点。此外，尽管图9只表示了对幅度成分的插值，但是也可对相位成分进行类似的插值。
本发明的第一和第二实施例也被应用于移动通信系统的接收机。图10是使用根据本发明第一实施例的相干检波电路100的移动通信系统的接收机的方框图。
图10所示的接收机包括和图2所示常规系统中提供的天线13、无线电单元14、A/D转换器电路15、定时同步电路16及解码器18相同的天线、无线电单元、A/D转换器电路、定时同步电路及解码器。这样，相应部件的附图标记相同，并省略对它们的说明。此外，接收机还包括图4所示的根据本发明第一实施例的相干检波电路100。这样，与相干检波电路100的部件相同的部件的附图标记与之相同，并省略对它们的说明。
下面来说明本发明的第三实施例。图11是根据本发明第三实施例的相干检波电路300的方框图。图11中，与图4中所示部件相同的部件具有相同的附图标记，并省略对它们的说明。图11中所示结构对应于接收的信号被转换为基本带宽，并进行A/D转换后的部分。无线电部分的结构和图2及3中所示的常规系统的无线电部分相同。
如图11所示，根据本发明第三实施例的相干检波电路300包括代码乘法器301和302，每个代码乘法器把接收的信号乘以正交码，与代码乘法器301相连的第一延迟电路2，使用引导符号的第一传播路径估计电路3，第一乘法器4，第一分集合并电路5，临时确定电路6，使用引导符号和临时确定数据符号的第二传播路径估计电路7，第二延迟电路8，第二乘法器9，第二分集合并电路10及与解码器12相连的最终确定电路11。
经A/D转换后的接收信号被输入定时同步电路1，以便指定引导符号和数据符号的时间位置。随后，把基本带宽的接收信号输入相干检波电路300。接收信号包括按照正交码被倍增的数据符号和引导符号。接收信号由代码乘法器301和302分别乘以正交码X和Y而分离为数据符号和引导符号。
代码乘法器301把接收信号乘以正交码X，从而输出数据符号。代码乘法器302把接收信号乘以正交码Y，从而输出引导符号。
代码乘法器301输出的数据符号被输入第一延迟电路2和第二延迟电路8。第一延迟电路2为输入数据符号提供时间延迟，以便使第一传播路径估计电路3能够进行根据引导符号估计传播路径的操作。随后，延迟后的数据符号被输入第一乘法器4。
另一方面，代码乘法器302输出的引导符号被输入第一传播路径估计电路3。第一传播路径估计电路3执行前述等式(3)的计算，估计传播路径的性能。第一传播路径估计电路3把估计值ξ1^的共轭复数ξ1^*输出给第一乘法器4和第二传播路径估计电路7。
第一乘法器4把第一延迟电路2的输出乘以估计值ξ1^的共轭复数ξ1^*，以便使数据符号解调。第一乘法器4的输出由分集合并电路5分集合成，分集合并电路5的输出被临时确定为数据符号。
如果临时确定的数据符号没有错误，则临时确定之后的临时确定数据符号可被用作为真实的数据符号。于是，通过使用这样的数据符号，可改进传播路径性能的估计精度。
第二传播路径估计电路7使用临时确定电路6提供的临时确定数据符号估计传播路径的估计传播特性。随后，第二传播路径估计电路7根据估计传播特性及上面提到的估计值ξ1^得到估计值ξ2^。估计值ξ2^是作为对于根据移动平均值的每个小区段的精确值得到的。
随后，第二乘法器9利用该精确估计值ξ2^使数据符号解调。解调后的数据符号由分集合并电路12进行分集合并。之后，最终确定电路11进行最终确定。把最终确定的数据符号输出给解码器12进行解码。
图12是根据本发明第三实施例的相干检波电路300进行的同步检测过程的流程图。图12中，加括号的数值表示步骤号。此外，图12中，各个实线箭头表示过程的流动，各个虚线箭头表示过程中的信息流动。
除了步骤(1A)之外，图12中所示的过程和图5中所示的过程相同，图12中与图5中相同的步骤具有相同的步骤号，并省略对它们的详细说明。
当开始图12中所示过程时，引导符号和数据符号通过分别乘以正交码X和Y而被分开。随后，在步骤(1A)确定是否接收到引导符号。如果确定接收到引导符号，则过程转到步骤(2)。否则过程转到步骤(3)。在步骤(2)，根据接收的导引符号估计传播路径的传播特性。在步骤(3)，把数据符号乘以在步骤(2)中获得的传播特性的估计值进行同步检测。在步骤(4)，进行分集合并。随后在步骤(5)确定分集合并的输入信号数是否大于规定的分支数。如果输入信号数大于规定的分支数，则过程转到步骤(6)。否则过程转到步骤(3)。在步骤(6)，对数据符号进行临时确定。随后，在步骤(7)，根据在步骤(6)获得的估计值和在步骤(2)获得的估计值得到传播路径的传播特性的估计值。
之后，在步骤(8)，通过把数据符号乘以步骤(7)得到的传播特性的估计值进行同步检测。在步骤(9)，进行分集合并。随后在步骤(10)确定分集合并的输入信号数是否大于规定的分支数。如果输入信号数大于规定的分支数，则过程转到步骤(11)。否则过程返回步骤(8)。在步骤(11)，对数据符号进行最终确定。
如上所述，根据本实施例，把被解调并根据引导符号确定的数据符号认为是引导符号，以便根据被认为是引导符号的数据符号估计传播路径的传播特性。于是，如果传播特性的波动较大，即如果衰减频率高，则和只使用引导符号确定传播特性的常规方法相比，可获得更精确的传播特性估计值。
下面来说明本发明的第四实施例。图13是根据本发明第四实施例的相干检波电路400的方框图。图13中和图11中的相同部件具有相同的附图标记，并省略对它们的说明。
在根据本实施例的相干检波电路400中，进行两次数据符号的临时确定，以便增大传播特性估计值的精确性。应注意临时确定的次数并不限于两次，也可进行更多次的临时确定，以便进一步增大精确性。
除了图11中所示的部件2-11之外，图13中所示的相干检波电路400还包括第二临时确定电路21，使用引导符号和临时确定数据符号的第三传播路径估计电路22，第三延迟电路23，第三乘法器24，第三分集合并电路25及最终确定电路26。
根据第四实施例的相干检波电路400进行两次临时确定，首先由第一临时确定电路6进行，其次由第二临时确定电路21进行。
第一临时确定电路6根据从引导符号得到的估计传播特性ξ1^进行临时确定。第二临时确定电路21根据从引导符号和临时确定数据符号得到的估计传播特性ξ2^进行另一临时确定。第三传播路径估计电路22根据第二临时确定电路21得到的临时确定数据符号，及引导符号估计传播特性，以便借助于移动平均值，根据第三传播路径估计电路22的估计值和估计值ξ1^获得第三传播特性ξ3^。随后，第三传播路径估计电路22根据第三传播特性ξ3^产生共轭复数ξ3^*。
第三乘法器24通过把经第三延迟电路23供给的接收数据符号乘以第三估计传播特性ξ3^的共轭复数ξ3^*，得到第三解码数据符号。第三解码数据符号被输出给第三分集合并电路25。
第三分集合并电路25分集合并第三乘法器24供给的第三解码数据符号和其它类似电路产生的解码数据符号，并把结果输出给最终确定电路11。
在根据本发明的第三和第四实施例中，由于分集合并电路的数目和确定电路的数目相同，因此通过由每个分集合并电路进行分集合并可获得极大的改进。
如上所述，根据本发明的第三和第四实施例，由于临时确定后的数据符号被同样地用作为引导符号，因此可增大传播路径传播特性的估计精度。
但是，当根据只基于引导符号的估计值ξ1^和基于临时确定数据符号的估计值获得估计值ξ2^(或ξ3^)时，引导符号是定值，而临时确定数据符号可能具有误差。于是，可根据每个符号的可靠性，使用引导符号和临时确定数据符号的加权平均值来增加精度。
图14是使用加权平均值的传播路径估计电路的例子。图14中所示的传播路径估计电路7A是图11和13中所示的第二传播路径估计电路的变型。但是，传输估计电路7A的结构可应用于图13中所示的第三传播路径估计电路22。
图14中所示的传播路径估计电路7A包括根据临时确定的数据符号获得传播特性的估计值ξd1^的传播路径估计电路7A-1；把估计值ξd1^乘以加权因子Wa的乘法器7A-2；把第一传播路径估计电路3提供的估计值ξ1^乘以加权因子Wb的乘法器7A-3；及加权平均值计算电路7A-4。
根据传播路径估计电路7A，施加于估计值ξd1^的加权因子Wa可小于施加于估计值ξ1^的加权因子Wb。这样，通过根据这样确定的加权因子Wa和Wb获得加权平均值，可改进估计值ξ2^的精度。
可根据临时确定数据符号中的误码率设定加权因子Wa与加权因子Wb的比值，从而可优化传播路径的估计值ξ2^的精度。当最终确定的数据符号的误码率根据预定关系被确定时，临时确定的数据符号的误码率被自动确定。于是，可通过模拟预先确定临时确定的数据符号的误码率。
类似于本发明的第一和第二实施例，本发明的第三和第四实施例也可应用于移动通信系统的接收机。图15是使用根据本发明第三实施例的相干检波电路300的移动通信系统的接收机的方框图。
图15中所示的接收机包括和图3所示的常规系统中提供的天线13、无线电单元14、A/D转换器电路15、定时同步电路16及解码器18相同的天线、无线电单元、A/D转换器电路、定时同步电路及解码器。这样相应的部件具有相同的附图标记，并省略对它们的说明。此外，接收机还包括图11所示的根据本发明第三实施例的相干检波电路300。这样，与相干检波电路300相同的部件具有相同的附图标记，并省略对它们的说明。
此外，本发明的第一到第四实施例可应用于多级干扰消除装置。图16是应用了本发明的多级干扰消除装置的方框图。图16所示的多级干扰消除装置应用于DS-CDMA移动通信系统的基站中，以便消除其它用户(移动站)的干扰。
图16所示的多级干扰消除装置包括多个级和一个终级。所述多个极的每个中包括多个干扰副本生成单元(ICU)30，一个合成器50及一个延迟电路60。终极包括多个接收机(ReC)40。
每个干扰副本生成单元30具有来自前一级的误差信号e和干扰副本信号。每个干扰副本生成单元30进行消除干扰的过程，并向后一级输出剩余干扰估计信号d和校正的干扰副本信号s。
各级中的合成器50合成从同级的干扰副本生成单元30输出的剩余干扰估计信号d，以便产生合成的剩余干扰副本信号。合成器随后从经延迟电路从紧接的前一级提供的误差信号中减去合成的剩余干扰副本信号，从而向后一级输出新的误差信号。
通过在每一级重复上述操作，误差信号接近于零。这样就增大了干扰副本信号的精度。此外，可通过利用在终极得到的误差信号e和干扰副本信号，由搜索(rake)接收过程消除用户间的干扰。在搜索接收过程中，把对应于每个多路径的接收数据符号乘以传播特性的估计值的共轭复数，借助于分集合并对每个传播路径上的信号进行最大比值合并。
图17A是说明干扰副本生成单元30的说明图，图17B是说明终极中的接收机的说明图。每个干扰副本生成单元30具有对应于传播路径数目的去扩展单元31。每个去扩展单元31包括反向扩散器31-1，加法器31-2，信道估计电路31-3及乘法器31-4。类似地，每个接收机40具有对应于传播路径数目的去扩展单元41。每个去扩展单元41包括反向扩散器41-1，加法器41-2，信道估计电路41-3及乘法器41-4。
误差信号e和干扰副本信号s被输入每个去扩展单元31和41中。反向扩散器31-1和41-1对误差信号e进行去扩展。加法器31-2和41-2把去扩展误差信号和前一级提供的干扰副本信号s相加。加法器31-2和41-2获得的信号可能等同于具有图1所示数据帧结构的信号。
信道估计电路31-3和41-3利用根据本发明第三和第四实施例的使用引导符号和临时确定数据符号的估计方法，根据加法器31-2和41-2输出的信号，估计传播路径(信道)的传播特性。这样，可得到传播路径的传播特性的精确估计。
加法器31-2和41-2的输出信号由相应的乘法器31-4和41-4乘以信道估计电路31-3和41-3输出的传播特性估计值的共轭复数。加法器31-2和41-2的输出由干扰副本生成单元30中的合成器32或终极的接收机40中的合成器42分集合成。干扰副本生成单元30中的合成器32的输出由临时鉴别器33临时确定，终极40中的合成器42的输出由软决定解码器43软确定并解码。软决定是在保持接收的数据符号的幅度的同时，输出确定结果的确定。
在干扰副本生成单元30的再扩展(respreading)单元34中，临时鉴别器33的输出由乘法器34-1乘以信道估计电路31-3的输出。乘法器34-1的输出作为干扰副本信号s输出给后一级。此外，把乘法器34-1的输出和使前一级提供的干扰副本信号的符号反转得到的信号相加。加法器34-2的输出由再扩展器34-3扩展。再扩展单元34的输出由分集合成器35分集合成，分集合成器35的输出作为剩余干扰估计信号d输出给后一级。
如上所述，当乘法器34-1进行乘法运算时，再扩展单元34也使用了信道估计电路31-3估计的传播路径的传播特性的估计值。这样，可通过应用根据本发明的第一到第四实施例之一的方法改进信道估计电路31-3的估计精度，来改进干扰消除性能。
图18是包括有根据本发明第一实施例的相干检波电路100的去扩展单元31的方框图。图18中，虚线围绕的部分和根据本发明第一实施例的相干检波电路100相同。这样，其中的相同部件具有相同的附图标记，并省略对它们的说明。
图19是包括有根据本发明第一实施例的相干检波电路100的去扩展单元41的方框图。图19中，虚线围绕的部分和根据本发明第一实施例的相干检波电路100相同。这样，其中的相同部件具有相同的附图标记，并省略对它们的说明。
应注意根据本发明第二到第四实施例之一的相干检波电路可代替图18和19中所示的相干检波电路100而应用。
本发明不限于上述具体公开的实施例，在不脱离本发明的范围的情况下，可作出各种变化和修改。
本申请以日本优先申请No.9-292063(申请日1997年10月24日)及No.10-157085(申请日1998年6月5日)为基础，上述两件做优先申请的整个内容作为参考被包括在本申请中。
权利要求
1．一种利用至少一个从发射机接收的引导符号，检测在移动通信系统中传输的数据符号的接收同步的方法，该方法包括下述步骤a)使用引导符号估计在所述移动通信系统中建立的传播路径的传播特性；b)根据步骤a)中获得的传播路径的估计值，临时确定数据符号；c)使用引导符号及至少一个在步骤b)中临时确定的数据符号估计传播路径的传播特性；及d)根据在步骤c)中获得的传播路径的传播特性的估计值最终确定数据符号。
2．按照权利要求1所述的方法，其中步骤d)包括下述步骤重复根据传播特性估计值进行的数据符号的临时确定，从而多次估计传播特性，所述传播特性估计值是根据引导符号和至少一个由紧接的前一临时确定步骤临时确定的数据符号获得的。
3．按照权利要求1所述的方法，其中在数据符号的数据帧中提供引导符号。
4．按照权利要求3所述的方法，其中在数据符号的数据串中提供至少两个引导符号，并且在步骤c)中使用的所述一个临时确定数据符号从基本位于这两个引导符号之间中点的数据符号中选取。
5．按照权利要求3所述的方法，其中在数据符号的数据串中提供至少两个引导符号，并且根据从这两个引导符号的每一个，及这两个引导符号之间的多个数据符号获得的传播特性估计值，利用插值法获得这两个引导符号之间一个位置上的传播特性。
6．按照权利要求1所述的方法，其中在不同于传输数据符号的数据信道的另一信道中提供引导符号。
7．一种使用至少一个从发射机接收的引导信号，检测数据符号接收同步的移动通信接收机，该移动通信接收机包括使用引导符号估计传播路径传播特性的第一估计值的第一传播特性估计电路；根据所述第一传播特性估计电路得到的传播特性的所述第一估计值，临时确定数据符号的临时确定电路；使用引导符号及所述临时确定电路临时确定的数据符号中的至少一个，估计传播特性的第二估计值的第二传播特性估计电路；及根据所述第二传播特性估计电路得到的传播特性的所述第二估计值，确定数据符号的最终确定电路。
8．按照权利要求7所述的移动通信接收机，还包括多个串联连接的附加临时确定电路，每个附加临时确定电路根据传播特性的估计值临时确定数据符号，所述传播特性的估计值是根据引导符号，及至少一个由紧接的前一所述附加临时确定电路临时确定的数据符号获得的。
9．一种用于移动通信系统的干扰消除装置，在该移动通信系统中一串数据符号及至少一个引导符号被传输，该干扰消除装置包括使用引导符号估计传播路径传播特性的第一估计值的第一传播特性估计电路；根据所述第一传播特性估计电路得到的传播特性的所述第一估计值，临时确定数据符号的临时确定电路；使用引导符号及所述临时确定电路临时确定的数据符号中的至少一个数据符号，估计传播特性的第二估计值的第二传播特性估计电路；及根据所述第二传播特性估计电路得到的传播特性的所述第二估计值，确定数据符号的最终确定电路。
10．按照权利要求9所述的干扰消除装置，还包括多个串联连接的附加临时确定电路，每个附加临时确定电路根据传播特性的估计值临时确定数据符号，所述传播特性的估计值是根据引导符号，及至少一个由紧接的前一所述附加临时确定电路临时确定的数据符号获得的。
全文摘要
当衰减频率高时,在不增大引导符号的数目的情况下,相干检波电路精确估计传播路径的传播特性,从而降低接收数据的误码率。从发射机接收至少一个引导符号。可在数据符号的数据帧中提供引导符号,或者通过不同于数据符号信道的信道传输引导符号。利用引导符号估计传播路径的传播特性的第一估计值。根据传播路径的估计值临时确定数据符号。利用引导符号及临时确定数据符号中的至少一个数据符号估计传播特性的第二估计值。根据传播特性的第二估计值最终确定数据符号。
文档编号H04L25/02GK1225531SQ9812342
公开日1999年8月11日 申请日期1998年10月22日 优先权日1997年10月24日
发明者关宏之, 田中良纪, 小早川周磁, 户田健 申请人:富士通株式会社