改善多载波信号的解码的自动增益控制的制作方法

专利名称：改善多载波信号的解码的自动增益控制的制作方法
背景技术：
本发明涉及通信，尤其涉及提供对多载波信号的解码性能改善的技术。
数字通信被广泛地用于许多应用中，包括数字电视、蜂窝式电话和其他。蜂窝式电话中使用的数字通信系统的例子包括时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)和码分多址(CDMA)通信系统。这些多址系统支持多信道的同时传送，这些信道按照需要分配给用户并提供使用。
CDMA使用扩频技术，比其他多址通信系统使用的其他调制技术具有明显的优点。在CDMA系统中，每个通信信道(即分配给特定用户)的数据被编码并在整个频带上扩展。CDMA信号的固有的宽带特性提供频率分集，使得选择性衰落仅仅影响CDMA信号带宽的一部分。空间或者路径分集是通过提供从两个或多个基站到一个移动单元的同时发送的多个信号路径而实现的。此外，路径分集可以通过扩频处理开拓多径环境来获得的，其中以不同传播延迟到达的信号被分别地接收和处理，而后被合并。
CDMA系统通常设计成符合“双模宽带扩频蜂窝系统的TIA/EIA/IS-95移动站-基站兼容性标准”，以下称为IS-95-A标准。这个标准定义了可供每个CDMA信号使用的信道的数目以及CDMA信号的带宽。例如，符合IS-95-A标准的CDMA信号(即“标准”的CDMA信号)包括最高达64的正交沃尔什信道和带宽为1.2288MHz。
为了实现更大的数据发送能力，可以采用宽带CDMA信号或多种标准CDMA信号。一种这样的信号是多载波(MC)信号，这是由“CDMA 2000扩频系统的TR-45物理层标准”(称为IS-95-C标准，这里通过参考引入)定义的。多载波信号包括三个标准CDMA信号，最高提供三倍标准CDMA信号的数据发送能力。
对CDMA信号编码和调制，在噪声发送环境发送。按照IS-95-A标准，调制包括用对应于每个通信信道的独特沃尔什码“覆盖”该信道以及用对特定发送基站唯一的伪噪声(PN)序列“扩展”该被覆盖的信道。沃尔什覆盖提供信道之间的正交性，PN扩展在整个CDMA信号带宽上扩展这些被覆盖的信道。因此，每个CDMA信号是多个的分别被覆盖和扩展信道(例如，对于IS-95-A系统最高达到64)的组合。
CDMA信号被接收器接收和处理。在许多接收器设计中，接收的RF信号由模拟电路调节和滤波，由模数转换器(ADC)采样和量化。接收的RF信号包括需要的信号(例如一个或多个CDMA信号)以及不需要的信号。通常，提供一级或多级滤波，以去除不需要的信号。各滤波器级中的一级通常是模拟滤波器，它具有与被解调信号的带宽相匹配的带宽(例如，对于IS-95-A兼容CDMA信号，约为1.26MHz)。
通常，在由ADC进行采样和量化之前执行匹配滤波，从接收的信号中去除最佳(或近最佳)的噪声量。典型地，提供给ADC输入的信号(即需要的信号加上噪声)的幅度维持为ADC引入最少(或近最少)的饱和量加上量化噪声。具有过高带宽的滤波器的滤波导致含有比最佳情况更多的噪声。附加的噪声会需要更大动态范围ADC来达到相同的饱和量加上量化噪声。相反，具有窄带宽的滤波器的滤波导致去除比最佳情况更多的需要信号。
为什么在由ADC进行采样之前执行匹配滤波是不实际的原因有几个。例如，输入信号可能含有数个调制信号，它可能需要利用最少个数的ADC对所有调制信号进行采样(即降低成本和电路复杂性)。作为另一个例子，输入信号可能具有一个可变的带宽(即对于可变数据速率的系统)，利用带宽与最大带宽匹配的滤波器可能是更有效的。对于这些例子中的每一个，对于每个感兴趣的信号带宽可以采用多个模拟匹配滤波器。然而，这种“强制”法增加电路复杂性和成本。
按照IS-95-A标准，卷积编码用于提供接收的数据位的差错校正能力。在接收器，在由匹配滤波器滤波、由ADC采样和量化、以及由解调器解调后，将经解调的数据采样提供给解码电路。典型地，解码器用于执行对卷积编码数据的最大似然性解码。对于最佳性能，解码器要求输入信号(或软件决定采样)满足特定条件。具体而言，能够表明，当至解码器的输入信号被信号频带内的总噪声按比例缩放时，解码器在最佳或近最佳状态下工作。然而，当ADC前的滤波器与信号带宽不匹配时，提供给解码器的信号小于最佳的，解码性能劣化。
发明概要本发明提供能够用于改善多载波信号的解码性能的技术。按照本发明，多载波信号初始用一个带宽等于或比要解调和解码的信号的带宽更宽的模拟滤波器进行滤波。因此，模拟滤波器的带宽可以比匹配滤波器的更宽。然后对滤波后的信号采样(即通过ADC)。对于要处理的每个信号，然后用一个离散的时间匹配滤波器对采样进行滤波、缩放、量化并提供给解码器。采用AGC环路来维持适当的信号电平到量化器中。因此，匹配滤波和增益控制是在初始采样阶段之后进行的。
本发明的一个实施例提供处理需要信号以解码(即通过解码器)的方法。按照该方法，接收一输入信号，包括需要的信号和附加的信号，用带宽比需要信号的带宽更大的第一滤波器对该信号滤波。然后对滤波后的信号采样，以产生离散的时间采样，用离散的时间匹配滤波器作进一步滤波，以产生滤波后的采样。然后用一个缩放因子对滤波后的采样进行缩放以及量化。测量与量化后采样(即功率)的幅度相关的量值，并按照测得的量值调节该缩放因子。可以对量化后的采样作进一步处理(即解调)并提供给解码器。需要的信号可以是正交调制信号，在这种情况中匹配滤波、缩放、量化是需要信号的同相和正交相分量上进行的。
缩放因子的调节可以由自动增益控制(AGC)环路进行，它将测量得到的量值(例如，量化采样的信号功率)与一预定值作比较，以产生一个误差值。然后AGC环路对该误差值滤波，产生缩放因子。在一个实施例中，环路滤波可以利用累加器进行。
本发明的另一个实施例提供一种对多载波信号进行处理以解码的方法。多载波信号包括两个或以上扩频信号。按照本方法用带宽比扩频信号中任何一个的带宽更大的第一滤波器对多载波信号滤波。然后对滤波后的信号量化，以产生离散的时间采样。然后对通过第一滤波器接收的一个或多个扩频信号进行处理。每个扩频信号的处理包括用一个离散的时间滤波器对离散的时间采样滤波，提供经滤波的采样。离散的时间滤波器具有与要处理的特定扩频信号带宽相匹配的带宽。然后用一个缩放因子对滤波后的采样进行缩放，以及对缩放后的采样量化。测量与量化后采样(即功率)的幅度相关的量值，以及按照测得的量值调节缩放因子。缩放因子可以由AGC环路来调节，AGC环路将测量得到的量值与AGC设定值作比较，产生误差值，以及对误差值滤波，产生缩放因子。再有，如果扩频信号是正交调制信号可以进行正交处理。
本发明的再一个实施例提供一种在准备作解码中对需要的信号进行处理的接收器。接收器包括模拟滤波器、采样器、匹配滤波器、缩放器、量化器和增益控制电路。模拟滤波器接收一输入信号，该输入信号包括需要的信号和附加的信号。模拟滤波器具有比需要信号的带宽更大的带宽，并用来反混淆(anti-aliasing)。采样器与模拟滤波器耦合并被配置成对滤波后的信号采样，以提供离散的时间采样。匹配滤波器与采样器耦合并被配置成提供离散时间采样的匹配滤波。缩放器与匹配滤波器耦合并被配置成用一缩放因子对滤波后的采样进行缩放，以提供缩放后的采样。量化器与缩放器耦合并被配置成对缩放采样进行量化，提供具有预定数目的分辨率位的量化采样。增益控制电路与缩放器和量化器耦合并被配置成接收来自量化器的量化采样和为缩放器产生缩放因子。
增益控制电路可以用检测器和环路滤波器来实现。检测器耦合到量化器并被配置成检测与量化采样的幅度相关的量值，产生指示检测量值的数据。环路滤波器耦合到检测器并被配置成接收所述数据以及按照所述数据调节缩放因子。
为了进一步理解本发明的本质和优点，应当参考详细描述并结合附图。
附图简述

图1是多载波(MC)信号的曲线，它包括三个调制信号。
图2示出处理图1所示多载波信号的接收器的一实施例的简化方框图。
图3示出处理图1所示多载波信号的另一接收器的一实施例的简化方框图。
图4示出AGC单元的一实施例的图。
图5示出CDMA信号的解调单元的一实施例的图。
较佳实施例的详细描述图1示出多载波(MC)信号的一曲线图，包括中心频率分别在f1、f2和f3并占据BW1、BW2和BW3带宽的调制信号。三个调制信号占据总带宽BWRX。每个调制信号是用其自己的载波信号产生的，调制信号因此也称为多载波信号的“子载波”。三个调制信号内的数据能够从多发射源或单个源发射。三个调制信号可以用于例如增加通信系统的数据发送能力。
在一实施例中，多载波信号对应于由IS-95-C标准定义的多载波模式中的发射信号。在本实施例中，每个调制信号对应于带宽约为1.26MHz的CDMA扩频信号。为了便于实施，CDMA信号可以在频率上均等地分开(即Δf＝f3-f2＝f2-f1)。为了有效地利用可供使用的信号频谱，CDMA信号可以通过接近信号带宽或Δf≈BW分开，这里BW是CDMA信号的带宽。
图2示出用于处理图1所示的多载波信号的接收器200的一实施例的简化方框图。发射的信号被天线212接收，通过双工器214选路由，提供给前端单元216。前端单元216对接收的信号进行调节、滤波和下变频，并将处理后的信号(即在适当的下变频频率下)提供给匹配滤波器单元220a、220b和220c。每个匹配滤波器单元220包括一个匹配滤波器222，与可变增益放大器(VGA)224串联耦合。滤波器222对每个调制信号提供匹配滤波，并具有与它工作的特定信号的带宽相匹配的带宽。VGA 224提供滤波信号的可调节增益，受来自AGC 240的增益控制信号的控制。来自每个VGA 224的放大信号提供给各个ADC 230，它对信号进行量化，产生量化的数据采样。量化的数据采样被进一步解调和解码(图2中未示出)。量化的数据采样还提供给AGC电路240。
图2中所示的接收器体系结构包括几个缺点。首先，本接收器体系结构使用三个模拟匹配滤波器和三个增益控制环路。通常，模拟滤波器比离散的时间滤波器实施的成本更高，需要附加的接线板区，增加电路复杂性，降低电路可靠性。固定带宽模拟滤波器还是不灵活的，对变化带宽的信号，不能用作匹配滤波器。其次，这一接收器体系结构使用三个ADC(或对于数字正交解调是三对ADC)，对于信号子载波设计，这是ADC数目的三倍。
图3示出一个简化的方框图，表示处理图1所示多载波信号的另一接收器300的实施例。发射信号被天线312接收，通过双工器314选路由，提供给前端单元320。前端单元320包括混合器322、滤波器324和可变增益放大器(VGA)326。混合器对接收信号从射频(RF)下变频到中频(IF)或基带。滤波器对下变频的信号进行滤波，VGA 326对滤波后的信号放大。
在图3中，混合器322代表从天线到模数转换器(ADC)的接收信号路径中的所有频率转换级，滤波器324代表接收信号路径中的总滤波，VGA 326代表接收信号路径中的总(和可变)增益。在绝大多数接收器设计中，通常提供多级频率下变频、滤波和放大。滤波和低噪声放大通常是在频率下变换前进行的。滤波器324的带宽与要解调的信号的带宽相关。在一特定实施例中，对于图1所示的多载波信号，滤波器324的带宽与多载波信号或BWRX相匹配。然而，也可以采用更宽带宽的滤波器。
前端单元320可以用各种设计来实施。频率下转换、滤波和放大在接收信号路径上可以用各种方式来分布。滤波器324可以中心位于基带或在IF上。前端单元320的一种特定设计在1997年12月9日提交的题目为“具有σδ模数转换器的接收器”的美国专利申请08/987,306和1997年12月9日提交的题目为“可编程的线性接收器”的美国专利申请08/987,305中作了揭示，二专利均转让本发明的受让人，至此通过参考引入。
来自前端单元320的放大信号提供给ADC 330，它对信号进行采样，产生离散的时间数据采样。离散的时间数据采样提供给AGC电路340、混合器352a和352b、和滤波器354b。
为了清楚起见，图3中仅示出一个ADC 330。对于诸如QPSK(正交相相移键控)、OQPSK(偏移正交相相移键控)和PSK(相移键控)的许多数字调制格式，进行正交相解调。对于这些调制格式，将接收信号解调为一个同相分量和一个正交相分量。在许多接收器设计中，利用模拟电路进行正交相解调，产生模拟基带I和Q信号，用I和Q ADC对其进行量化。在其他的接收器设计中，利用一个带通ADC在IF下对接收信号进行量化，正交解调是以数字方式进行的。
AGC电路340调节VGA 326的增益，将提供给ADC330的信号维持在适当信号电平下。选择这一信号电平，使量化的量加上来自ADC的饱和噪声最小化。例如，如果信号电平小，产生更大量的量化噪声(相对于需要的信号)。相反，如果信号电平大，由于ADC(一般是有限动态范围)的限幅，产生更大量的饱和噪声(相对于需要的信号)。最佳信号电平使得信号-总噪声比最大。对于CDMA信号，可以表明，当利用4位ADC时，如果I和Q基带信号的均方根(RMS)信号电平各设定在全比例的3/8或者±3LSB，能够获得最佳或接近最佳的性能。对于具有大(或者无限)动态范围的ADC，可以不需要AGC电路340。
在AGC电路340中，将离散的时间数据采样提供给接收信号强度指示器(RSSI)342，它检测数据采样的功率。对于正交解调信号，接收功率电平(I0)与来自ADC的采样的功率相关，这可以计算为I0∝I0，ADC＝IADC2+QADC2，这里IADC是来自I ADC的数据采样，而QADC是来自Q ADC的数据采样。检测功率提供给加法器344，它将检测功率与ADC设定电平作比较，产生一个误差信号。ADC设定电平确定提供给ADC330的信号电平，以及因此来自ADC 330的采样的功率。在一个特定实施例中，ADC 330具有4位分辨率，ADC设定电平被设定为I0，ADC＝IADC2+QADC2＝18，对于单个CDMA信号或者包含3个CDMA信号的多载波信号。来自加法器344的误差信号提供给环路滤波器346，它对误差信号进行滤波，为VGA 326产生一个控制信号。在一实施例中，环路滤波器346实施为一个具有传递函数KA/s的积分器，这里KA是积分器的增益。KA是确定AGC环路带宽的因子之一。
在一实施例中，对于图1所示的多载波信号，混合器322对接收信号进行下变频，中心位于f2的调制信号被下变频到基带。来自ADC 330的离散时间数据采样包括中心在f2的信号(它已经被下变频到基带)、中心在f1的调制信号(它已经被下变频到-Δf)、中心在f2的调制信号(它已经被下变频到+Δf)。中心在-Δf和+Δf的调制信号在接下来的数字下变频步骤中被混合器352a和352b进一步下变频到基带。例如，混合器352a和352b利用数字去旋转能够分别将中心在-Δf和+Δf的数据采样下变频到基带。来自混合器352a和352b的基带数据采样分别提供给滤波器354a和354c。
滤波器354a、354b和354c是带宽与它们各自输入信号的带宽相匹配的匹配滤波器。例如，滤波器354a与原始中心在f1的第一调制信号相匹配、滤波器354b与原始中心在f2的第二调制信号相匹配滤波器、而354c与原始中心在fs的第三调制信号相匹配。滤波器354能够实施为一个有限脉冲响应滤波器(FIR)、无限脉冲响应滤波器(IIR)、多相滤波器、或本领域已知的其他滤波器拓扑。也可以对滤波后的数据采样进行抽取，以降低采样速率。对于正交解调，滤波器354a、354b和354c中每一个包括一个滤波器针对I数据采样，另一个滤波器针对Q数据采样。
来自滤波器354a至354c的滤波采样分别提供给AGC单元356a至356c，后者对数据采样进行重新缩放和量化，以改善解码性能。来自AGC单元356a至356c的量化数据采样分别提供给解调单元358a至358c，后者对数据采样进行解调。以下对AGC单元356和解调器单元358作进一步详细描述。解调后的采样通过复用器(MUX)360进行复用被提供给解码器370，后者对采样进行解码。在一个实施例中，解码器370包括一个解码器。
图4示出一个信号路径(即有待处理和解码的一个调制信号)的一个AGC单元356的一个实施例图。滤波后的数据采样提供给缩放器412，后者用从环路滤波器420提供的一缩放系数对数据采样进行缩放。缩放后的数据采样提供给量化器414，后者对数据采样进行量化并对量化后采样进行舍入。在一个特定实施例中，滤波后的数据采样具有11位分辨率，量化器414对每个量化后采样舍入到4位。来自量化器414的输出包括来自AGC单元356的量化数据采样。
正如如4所示，AGC单元356包括一个缩放器412和一个量化器414。对于正交解调器，为I数据采样提供一组缩放器和量化器，为Q数据采样提供另一组缩放器和量化器。I和Q缩放器的缩放系数可以是相同的。另一方面，缩放系数可以具有相同的平均幅度，但是正交的(即，允许作滤波后的数据采样的去旋转)量化后的数据采样(即来自I和Q两个量化器)提供给RSSI 416，后者检测数据采样的功率。对于正交解调，要解调的信号的功率与来自量化器的采样的功率相关，后者可以计算为I0Qi＝IQi2+QQi2，这里IQi是第i信号路径的来自I量化器的量化数据采样，QQi是第i信号路径的来自Q量化器的量化数据采样。来自量化器的检测功率(I0Qi)提供给加法器418，后者比较该检测功率与待处理的特定信号的AGC设定电平。AGC设定电平确定提供给解码器370的量化数据采样的功率(和信号电平)。在一个特定实施例中，对于CDMA信号，AGC设定电平被设定为I0Qi＝18。加法器418产生一个误差信号，提供给环路滤波器420。环路滤波器420对误差信号进行滤波，为缩放器412产生缩放系数。在一实施例中，环路滤波器420实施为具有传递函数KBi/s的积分器，这里KBi是第i信号路径的积分器的增益。在本实施例中，积分器可以用累加器实施。
图5示出CDMA信号的解调单元358的实施例图。来自每个AGC单元356的量化数据采样提供给各自的解调单元358。对于CDMA信号，在解调单元358，将量化数据采样提供给乘法器512，后者用PN序列对采样进行去扩展，该PN序列与对该特定CDMA信号的在发射器上使用的PN序列相匹配。去扩展后的信号提供给去覆盖器514，后者用对应于要解调的信道的沃尔什码对采样进行去覆盖。具体地说，在去覆盖器514中，去扩展后的采样提供给乘法器516，后者用对应于要解调的信道的沃尔什码的沃尔什符号与采样进行相乘。来自乘法器516的结果乘积提供给累加器(ACC)518，后者在沃尔什符号序列(例如，CDMA的64个符号)的长度上对这些乘积进行累加。去覆盖的采样提供给点积电路520，后者进行采样与去覆盖导频信号的点积，以进行相干解调。
CDMA接收器典型地采用载波跟踪环路来跟踪要解调的CDMA信号的导频(或载波)信号。去覆盖后的导频信号包括有关接收信号的信号强度的信息。去覆盖的导频信号还包括相干检测所用(通过点积)的相位信息。PN去扩展、沃尔什去覆盖和相干解调在1992年4月7日授予的美国专利5,103,459中作进一步描述，该专利的题目为“CDMA蜂窝式电话系统中产生信号波形的系统和方法”，在此通过参考引入。
参考图3，来自ADC 330的数据采样的功率由AGC电路340设定为预定功率电平或I0，ADC＝β。对于图1所示的多载波信号，3个调制信号具有I01、I02和I03的功率。I0代表滤波器324的带宽内的总信号加上噪声功率。同样，I01、I02和I03分别代表滤波器354a、354b和354c带宽内的总信号加上噪声功率。典型地，可以作以下近似I0＝I01+I02+I03解码器执行接收数据采样的最大似然解码。从最大似然原则，使误差的概率最小的假设解以下方程式mpdf(x|m)＝max1{pdf(x|1)} (1)式中m是对应于发射的编码比特的一种假设的矢量，x是接收的软决定(即，提供给解码器的4位数据采样)。在时间n，如果假设x或E[xn]的预期值μn，只要是发射一个“0”(和-μn，只要是发射“1)，以及xn上的噪声是具有标准偏差σn的附加白高斯噪声(AWGN)，那么可以作以下表明pdf(x|m)=Πn12πσne-(xn-an,mμn)22σn2----(2)]]>式中an，m是假设m的第n元，具有+1或是-1的值。
为求解最大似然假设的等值解方程式，(1)和(2)可以合并为m:Σnan,mμnxnσn2=max1{Σnan,lμnxnσn2}----(3)]]>
在方程式(3)中，μnxn代表需要信号的功率，σn2代表在需要信号频带内的噪声的功率。最大似然原则和上述方程式的导数在R.Blahut所著的题目为“信息的数字发送”(1990出版，p.170-175)中作进一步描述，该文在此通过参考引入。
对于图3所示的接收器实施方案，采样AGC单元356旁通，方程式(3)中的项可以近似为μn≈KpEnp----(4)]]>xn≈KdEnp----(5)]]>σn≈KσI0----(6)]]>式中Enp是导频信号在时间n的值，Enp是数据采样在时间n的值，I0是通过滤波器324接收的总功率，Kp、Kd和Kσ是硬件因子。对于CDMA扩频信号，接收信号包括所有沃尔什通道的信号。
对于CDMA系统，噪声(σn2)可以近似为带内接收信号的总功率加上噪声，或I0。将方程式(4)至(6)替代到方程式(3)中，利用下式解码器对最好假设m求解m:Σn(±EnpEnd)an,mI0=max1{Σn(±EnpEnd)an,lI0}----(7)]]>在方程式(7)中，预期的导频信号(Enp)和预期的数据采样(End)在均方根下的乘积是通过解调单元356内的点积520进行的。均方根前端的符号是由点积后的符号确定的。除以I0是通过AGC电路340实现的。方程式(7)代表由AGC单元356内解码器求解的假设。
在方程式(7)中，均方根下的量指示要解调的所需信号。对于单载波或多载波两种模式，导出均方根下量的点积是利用从所需调制信号(或子载波)内获得的能量形成的。然而，正如方程式(7)中所表示的，没有AGC单元356，提供给解码器的信号由ADC提供的总功率作缩放。对于多载波信号，I0包括信号的总功率加上来自所有三个解调信号的噪声。
正如方程式(3)所述，为了改善解码性能，提供给解码器的数据采样应当仅由所需信号频带内的噪声功率(或I0i，这里i是要解码的特定调制信号并具有i＝1，2和3的值)进行缩放。每个调制信号(I01、I02和I03)的噪声功率可以近似为总功率(I0)乘上缩放因子(Kσ2)。Kσ2可以基于要解码的特定信号(BW1、BW2和BW3)的带宽、总多载波信号(BWRX)的带宽和频谱特性来确定。对于图1所示的多载波信号，这里三个调制信号具有相等带宽和相同接收功率电平，每个调制信号的噪声功率可以近似为总测量噪声功率的1/3，或者I0i＝I0/3。
通过使总噪声功率缩小3倍而估测需要信号频带内的噪声功率在许多情况中是不准确的。例如，三个调制信号可以以不同的功率电平(即I01≠I02≠I03)发射和接收。此外，每个调制信号还可以不同地加载(即在一个CDMA信号中10次呼叫而在另一个CDMA信号中1次呼叫)。此外，多载波信号可以经历瑞利衰落，这种衰落使不同频率的信号衰落不同的量。对于这些及其他原因，在位xn上的噪声功率(σn2)不能准确地近似为Kσ2I0，因为I0是所有三个调制信号的总功率，而位xn的能量是仅从一个调制信号导出的。
位xni上的噪声标准偏差σni的更好近似是从其提取位xni的调制信号中的总功率，或σni≈Ioi----(8)]]>方程式(8)的近似提供改善的解码性能。为了实现这一近似，AGC单元用作通过要解码的特定调制信号的近似噪声功率使滤波后信号采样作适当缩放。
回过来参考图3，AGC电路340调节提供给ADC 330的信号(即多载波)的电平，使量化和饱和噪声最小。来自ADC 330的功率电平由多载波信号的总噪声或I0作缩放。滤波器354对来自ADC 330的数据采样进行匹配滤波，仅(或主要)提供所需信号频带内的信号和噪声。来自其他调制信号的带外信号和噪声被滤除。
参考图4，AGC 356用缩放系数对滤波后的数据采样进行缩放，对缩放后的数据采样进行量化、以及调节缩放系数，从而使量化的数据采样的功率设定为特定AGC设定电平或设定点(例如I0i＝AGC设定点)。因此，来自AGC单元356的量化数据采样被缩放因子(1/I0i)有效地缩放。
图3中的接收器体系结构执行采样、离散时间匹配滤波、和离散时间AGC，以产生解码器的数据采样。采样是通过ADC 330进行的。要当心，以保证提供给ADC 330的信号的信号电平不会设定得太低(导致过量的量化噪声)或者设定得太高(导致过量的饱和噪声)。适当的信号电平能够通过系统模拟或者通过经验测量来确定。
离散时间匹配滤波是通过滤波器354进行的。通过AGC单元356的离散时间自动增益控制包括缩放和量化，给解码器提供适当信号电平并具有所需位数的数据采样。在图3所示的接收器系统结构中，解调单元358提供预定信号增益。于是，AGC单元356的数据增益设定成这样，即用解调单元的预定增益，以适当电平将数据采样提供给解码器。
对图3所示的特定接收器体系结构可以作出各种改进。在一种设计中，可以将ADC 330配置成进行接收信号的带通采样。在本设计中，对于要解调的每个信号，将带通数据采样提供给一对I和Q混合器，它们执行数字正交下变频。在本设计中，在数字下变频前或后能够对匹配滤波器定位，如果在数字下变频前定位便实施为带通滤波器，而如果在数字下变频后定位便实施为低通滤波器。如果在数字下变频前对匹配滤波器定位，混合器可以与AGC单元356内的缩放器合并(或有其进行)。提供给缩放器的缩放因子则提供数据采样的缩放或去旋转二者。其他的接收器设计或改进是可能的，这在本发明的范围之内。
本发明可以用作任何调制格式，包括数字调制格式(例如QPSK、FSK、PSK及其他)、模拟调制格式(例如AM和FM)以及其他格式。例如，图1所示的每个调制信号可以包括CDMA扩频信号。然而，调制信号也可以利用不同的调制格式进行调制。为了清楚起见，本发明一直以CDMA信号作描述的。
本发明一直以为改善解码性能而调节信号电平来描述的。然而，本发明可以用于调节任何需要特定信号电平的过程如(多电平)解调、信号检测等等的信号电平。因此本发明不限于仅供解码器使用。
以上描述的信号处理能够以各种方式实施。例如，处理能够通过专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、控制器、微处理器、或为执行这里所述功能而设计的其他电路来进行。此外，信号处理可以通过在处理器上执行的软件代码或者硬件与软件代码的组合来进行。
提供对特定实施例的以上描述是使得本领域的任何专业技术人员能够制造或使用本发明。对这些实施例的各种改进对于本领域专业技术人员而言是显而易见的，这里限定的一般原理可以应用到其他实施例，而不需要使用创造才能。因此，本发明不希望被限制于这里说明的实施例，而是按照这里揭示的原理和新颖特征相一致的最宽范围。
权利要求
1.一种对需要信号进行处理以解码的方法，其特征在于所述方法包括提供一输入信号，其中该输入信号包括需要的信号和附加的信号；用带宽比需要信号的带宽更大的第一滤波器对接收的信号滤波；对滤波后的信号采样，以产生离散的时间采样；用一个离散的时间匹配滤波器对离散的时间采样滤波；用一个缩放因子对滤波后的采样进行缩放；对缩放后的采样量化；测量与量化后采样的幅度相关的量值；以及按照测得的量值调节缩放因子。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于进一步包括用一解码器对量化后的采样解码。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于进一步包括对量化后的采样解调；以及用一解码器对解调后的采样解码。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于测得的量值是通过计算量化后采样的功率确定的。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于调节包括将测得的量值与一预定值作比较，产生误差值；以及基于所述误差值，产生缩放因子。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于产生包括对误差值滤波，以及其中缩放因子是基于滤波后误差值产生的。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于对误差值滤波是用积分器进行的。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于量化的采样具有四位的分辨率。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于缩放因子是这样调节的，将量化采样的平均功率维持在预定电平上。
10.如权利要求2所述的方法，其特征在于量化采样的幅度设定为改善解码性能。
11.如权利要求1所述的方法，其特征在于需要的信号是CDMA信号。
12.如权利要求1所述的方法，其特征在于需要的信号是正交调制的信号。
13.如权利要求12所述的方法，其特征在于对离散的时间采样滤波是用一组离散的时间匹配滤波器进行的，一个匹配滤波器用于需要信号的同相分量，另一个匹配滤波器用于需要信号的正交相分量。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于缩放是用成对的缩放因子进行的，一个缩放因子用于同相分量的匹配滤波器的滤波采样，另一个缩放因子用于正交相分量的匹配滤波器的滤波采样。
15.如权利要求14所述的方法，其特征在于每一对缩放因子包括正交的缩放因子，以允许滤波采样的去旋转。
16.如权利要求1所述的方法，其特征在于调节缩放因素以降低量化采样中的饱和度和量化噪声。
17.如权利要求1所述的方法，其特征在于进一步包括通过一个抽取因子对滤波采样进行抽取。
18.如权利要求1所述的方法，其特征在于附加信号包括带宽类似于需要信号带宽的至少一个其他信号。
19.一种对多载波信号进行处理以解码的方法，其中所述多载波信号包括两个或以上扩频信号，其特征在于所述方法包括用带宽比扩频信号中任何一个的带宽更大的第一滤波器对多载波信号滤波；对滤波后的信号量化，以产生离散的时间采样；对通过第一滤波器接收的一个或多个扩频信号进行处理，其中每个扩频信号的处理包括；用一个离散的时间滤波器对离散的时间采样滤波，提供经滤波的采样，其中离散的时间滤波器具有与要处理的特定扩频信号带宽相匹配的带宽，用一个缩放因子对滤波后的采样进行缩放；对缩放后的采样量化；测量与量化后采样的幅度相关的量值；以及按照测得的量值调节缩放因子。
20.如权利要求19所述的方法，其特征在于调节是通过自动增益控制(AGC)环路进行的，AGC环路将测得的量值与AGC设定值进行比较，产生误差值，然后AGC环路对误差值滤波，产生缩放因子。
21.如权利要求19所述的方法，其特征在于扩频信号是正交调制信号，其中滤波、缩放、量化和测量是在要处理的每个扩频信号的同相分量和正交相分量上进行的。
22.如权利要求19所述的方法，其特征在于处理进一步包括用一解码器对量化采样解码。
23.一种对需要的信号进行处理的接收器，包括模拟滤波器，配置成接收一输入信号，该输入信号包括需要的信号和附加的信号，模拟滤波器具有比需要信号的带宽更大的带宽；与模拟滤波器耦合的采样器，采样器配置成对滤波后的信号采样，以提供离散的时间采样；与采样器耦合的匹配滤波器，匹配滤波器配置成对离散的时间采样滤波，提供滤波后的采样；与匹配滤波器耦合的缩放器，缩放器配置成用一缩放因子对滤波后的采样进行缩放，以提供缩放的采样；与缩放器耦合的量化器，量化器配置成对缩放采样进行量化，提供具有预定数目的分辨率位的量化采样；以及与缩放器和量化器耦合的增益控制电路，增益控制电路配置成接收来自量化器的量化采样和给缩放器提供缩放因子。
24.如权利要求23所述的接收器，其特征在于需要的信号是CDMA信号。
25.如权利要求23所述的接收器，其特征在于进一步包括与量化器耦合的解码器。
26.如权利要求23所述的接收器，其特征在于进一步包括与量化器耦合的解调器；以及与解调器耦合的解码器。
27.如权利要求23所述的接收器，其特征在于增益控制电路包括与量化器耦合的检测器，检测器配置成检测与量化采样的幅度相关的量值并提供指示检测量值的数据；以及与检测器耦合的环路滤波器，环路滤波器配置成接收所述数据并按照该数据调节缩放因子。
28.如权利要求27所述的接收器，其特征在于环路滤波器包括加法器，配置成接收所述数据和设定值并产生误差值；以及与加法器耦合的滤波器，滤波器配置成对误差值滤波，以产生缩放因子。
29.如权利要求28所述的接收器，其特征在于环路滤波器内的滤波器是用累加器实现的。
全文摘要
电路具有一输入信号,用带宽比需要信号的带宽更大的第一滤波器对该信号滤波。然后对滤波后的信号采样,产生离散的时间采样,然后用离散的时间匹配滤波器对其滤波。然后用一个缩放因子对滤波后的采样进行缩放以及量化。测量与量化后采样的幅度相关的量值。按照测得的量值调节缩放因子。可以对量化后的采样作进一步处理并提供给解码器。需要的信号可以是正交调制信号。缩放因子的调节可以由自动增益控制(AGC)环路进行,它将量化采样的测得信号功率与一预定值作比较,产生一个误差值。然后AGC环路对该误差值滤波,产生缩放因子。
文档编号H04J1/00GK1355973SQ00808791
公开日2002年6月26日 申请日期2000年6月12日 优先权日1999年6月11日
发明者S·帕特尔, T·威尔伯恩 申请人:高通股份有限公司