专利名称：用于直接序列扩频系统的载波跟踪回路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种载波跟踪回路(CTL)，特别是涉及一种用在直接序列扩频(DSSS)系统中的载波跟踪回路(CTL)。
背景技术：
从一发射机向一接收机的数字数据发送需要各种各样的数字信号处理技术，以便能由发射机发送数据并由接收机成功地复原或获取数据。例如在数字无线电话系统中，无线(无绳)电话手机装置利用无线电数字信号与基站装置通信，该基站装置通常经过通常的电话线连接到外部电话网络。每个手机和基站包括一具有发射机和接收机的收发信机。在这样一种系统中，用户可以采用无线手机以便与另一个用户通过基站装置和电话网络进行电话通话。
多路无线电话系统使用在各种场合，例如具有很多电话用户的商业业务。这些系统采用一实时地与高达N个手机通信的基站装置，一般是利用数字通信模式，例如扩频、诸如时分多址(TDMA)的时分复用(TDM)模式进行通信。在扩频系统中，按照所谓的Shannon理论，频带资源换取性能效益。扩频系统的优点包括低功率谱密度、改进的窄带干扰抑制、内在的选择寻址能力(利用编码选择)以及固有的信道多址能力。扩频系统采用各种各种的技术，包括直接序列(DS)、跳频(FH)、线性调频脉冲系统以及混合DS/FH系统。DS扩频系统有时被称为DSSS系统。
在TDMA系统中，使用单一的射频(RF)信道，每个手机发送和接收在所有TDMA周期或信号出现时间内的在专用的时间片或时隙期间的音频数据包以及非音频数据包。其它通信模式包括频分多址(FDMA)、码分多址(CDMA)以及这些模式的组合。各种调制模式被采用，例如无载波幅度/相位(CAP)和正交幅度调制(QAM)。
通常沿一传输媒体例如射频信道发送作为调制信号的数字数据。(经常用于数字通信的其它发送媒体包括非对称数字用户环路(ADSL)系统或电缆调制解调器系统)。首先将以二进制数字(位)流形式的数字数据映像到码元流，码元可以代表多个位。一个星座是对于指定的信令模式的一组所有可能的码元。码元可以是一组实际幅度等级(level)，如在脉冲幅度调制(PAM)中那样，或者是在复平面中的一个圆上的一组点，例如在四相相移键控(QPSK一个圆上相位差90度的4点)，或者在复平面中的不同幅度和相位的点的阵列，如在QAM中。利用一查询表(例如ROM)将各组位映像到码元。在一信令星座中的码元的数目取决于编码模式。例如，每个QPSK码元代表输入数据流中的2位，4个码元1+j，1-j，-1+j，-1-j每个分别代表位组合00、01、10和11。这些复数数字码元的实数部分称为同相或“I”数据，虚数部分称为正交或“Q”数据，形成I、Q对。
为了发送复合数据系统中的指定输入数据值，将需发送的输入数据值映像到在具有实轴I和虚轴Q的复合信号星座上的对应星座点的一码元对或一对座标I、Q。然后经一调制信道将这些代表原始数据值的I、Q码元作为部分数据包发送。接收机可以复原I、Q对并由此确定星座的方位，并进行反映像，以便提供原始输入数据值或其十分近似的值。
在DSSS型扩频系统中，利用一串“子码元”或“码片”发送每个码元，它们通常是通过将码元(在某些模式中它们可或为1，或为-1)倍数乘以一定长度的一伪随机数(PN)二进制数据串(码片C的数目)得出的。因此这些系统是利用与码元速率相关的码片速率反映其特征。通常还可以使用扩频系统来发送任何数字数据，无论是否以复合形式，无论是否在TDMA系统中。
因此，在DSSS系统中，利用码元的连续的“码片”，信号可代表连续的码元。对所接收的信号进行采样以便提供样本。因此样本代表一本身代表“码片”的信号，其中多个“码片”代表码元。
收发信机中的接收机一侧利用模数变换器(ADC)对所接收的信号进行采样，提供代表信号的样本，而信号又代表多个码元。收发信机中的发射机一侧利用数模变换器(DAC)将码元变换为构成信号的模拟样本。
正如上面所指出的，数字数据发送需要各种数字信号处理技术，以便能利用发射机(如基站装置的收发信机的发射机)发送数据并利用接收机(如指定手机的收发信机的接收机)连续地复原。例如，在扩频的数字无线电话系统中的接收机一侧利用各种功能来从所发送的射频信号复原数据。这些功能可以包括用于码元同步的定时复原、载波复原(频率解调)和增益。因此，接收机特别包括用于每个链路的自动增益控制(AGC)回路、载波跟踪回路(CTL)以及定时回路。
定时复原是该将接收机时钟(时基)同步于发射机时钟的操作。这就使得能够及时在最佳点对接收的信号进行采样，以降低与对接收的码元值的以判定引导的处理相关联的划分误差产生的机会。在某些接收机中，按多倍发射机码元(或码片)速率对所接收的信号进行采样。例如，某些接收机按2倍发射机码元(或码片)速率对所接收的信号进行采样。无论如何，接收机的采样时钟必须与发射机的码元时钟同步。载波复原是在将频移到一较低中频通带之后的所接收的射频信号进行频移到基带以便能复原调制基带信息的操作。AGC例如跟踪信号强度并调节增益以帮助补偿对所接收的信号的发送信道干扰。AGC与其它均衡技术一起可以帮助消除由于发送信道干扰所引起的码元间干扰(ISI)。ISI引起指定码元的数值畸变为前后码元的数值。这些和相关的功能和相关的调制模式和系统是在Edward A.Lee和David.Messerschrmitt的“数字通信”第2版(BostonKluwer Academic Publishers，1994)中更详细讨论的。
在突发模式或TDMA通信系统例如以TDMA为基础的多路数字无线电话系统中，需要快速获得载波回路以有效地利用可利用的带宽。例如以TDMA为基础的多路数字无线电话系统可以利用TDMA音频包结构例如在图2中所示的结构200，其中具有收发信机的基站装置顺序地在时间间隔Td内按各包发送之间的保护时间Tg，向不同的手机发送和从不同的手机接收。建立保护时间是为使发射机能够节电以及使接收机加电。接收机必须对于每个包同步。在同步过程中，数据是不可靠的，这样由于使系统同步要耗用时间，故系统带宽效率会降低。因此，重要的是，最小化或减少系统同步时间，即提供更快速的载波回路的获取。
因此，在DSSS多路无线电话系统中，正如在所有扩频系统中一样，重要的是，系统中的每个收发信机要能够精确和快速地接收所发送的信号，以及特别是实现精确和快速的载波跟踪。因此在扩频通信系统中需要改进载波跟踪的技术，以及因此需要改进的CTL和CTL技术。
发明概述一种无线电话系统，包括具有基站接收机和多个无线手机的基站收发信机。每个手机包括手机收发信机，用于经过基站收发信机沿共享的信道与基站装置建立DSSS链路。基站收发信机和手机收发信机中的每个接收机从系统中的一发射机接收一代表码元数据的扩频的信号，其中每个这样的接收机包括一退旋转器(derotator)，其按照反旋转信号将扩频的信号退旋转，以提供一退旋转的信号；一相关器，用于接收该退旋转的信号和根据退旋转的信号提供输出码元数据；一载波跟踪回路(CTL)相位误差估值器，用于接收该输出码元数据和根据扩频的信号的旋转产生CTL误差相位信号；以及一CTL，用于根据CTL相位误差信号产生反旋转的信号。
图1是根据本发明一实施例的TDMA多路数字无线电话系统方框示意图；图2是表示用在根据本发明一实施例的图1的数字无线电话系统中的TDMA音频包结构的示意图；图3是表示用在图1的系统中的发射机中采用的DSSS调制器和系统采样速率的方框示意图；图4是表示用在根据本发明一实施例的图1中的接收机中采用的DSSS解调器的方框示意图；图5是表示用在图4中的DSSS解调器结构的载波跟踪回路(CTL)的方框示意图；图6是更详细表示图5中的CTL的方框示意图；和图7是表示图4中的解调器结构的各种样本之间的时间关系的定时图。
具体实施例方式
在本发明中，利用来自基于在接收机中的解调器中的载波跟踪回路(CTL)的判定的误差，更新在与在整个码元周期相对的一个码片周期中的码片速率振荡器。这就增加了下一个码元周期的有效相关的拟然率，这是由于在相关周期期间CTL的数控振荡器(NCO)的相位或频率是不变的，相反，在各相关之间NCO发生变化。
下面参照图1，该图表示根据本发明的优选实施例的扩频的TDMA多路数字无线电话系统100的方框示意图。TDMA系统100包括一基站装置110，其分别具有接收机和发射机装置112和111，并经过电话线路115连接到外部电话网络116。系统100还包括N个无线手机1201，1202，……120N。每个手机包括一发射机和一接收机装置(收发信机)，例如手机1201中的发射机装置121和接收机装置122。在一个实施例中，接收机装置112包括N个单独的接收机，而发射机装置111包括N个单独的发射机，使得接收机装置112和发射机装置111提供总共N个收发信机装置，对于N个无线手机的每个有一个收发信机装置。在任何指定的时间，有M(0≤M≤N)个手机工作或投入使用(即处在进行电话呼叫的操作之中)。在一个实施例之中，系统100采用一数字TDMA模式，其中每个工作的手机仅在其自身的“时间片”或时隙期间发送或接收数据。因此，系统100在基站装置110和每个手机120i(1≤i≤N)之间提供一无线网络。
系统100最好采用码组差错编码以便降低差错。在一个实施例之中，在一个时间片期间，发送经数字压缩的音频包(例如ADPCM(自适应差分脉冲编码调制)样本)，例如推荐的ITU-T G.721或G.727的码组代码。这就使得例如能够每个音频包发送16个ADPCM样本。码组代码和ADPCM是优选的，这是因为它们的等待时间(latency)低，这就使得无线电话能够模仿常规的有线电话。信道编码例如卷积码或Turbo码，或者更强的源编码例如LPC(线性预测编码)、转换编码或格式编码引起更多的延迟，这就使得该系统不太像等效的有线电话。基站装置和手机中的接收机112和122采用如在下面将参照图4-6详细介绍的解调器结构，提供该结构用于改进的载波回路获取。
下面参照图2，该图表示用在根据本发明一实施例的图1的数字无线电话系统100中的TDMA音频包结构200的示意图。结构200包括数字数据中的2ms(Td)区段(field)，其包括8个音频包，例如音频包220。每个音频包是在一所有“信号出现时间”模式中，在指定的“时间片”从基站装置发送到指定手机(或者相反)的一组音频数据，在该期间没有其它手机在该系统的数据信道中接收或发送数据。将每个包标记上Ti或Ri，以便指示所述包是从基站装置110发送到指定的手机120i，还是从指定的手机120i发送到基站装置110。
在本发明中，在2ms TDMA区段周期期间，以包括16个声音数据的样本的包来交换声音数据。按照系统100的一种工作模式，这些样本是4位ITU-T G.721或G.727 ADPCM的样本(即32Kbps(每秒千字节)ADPCM信号)。通过改变G.727 3或2位ADPCM的样本(分别为24或16Kbps ADPCM信号)，为在每个包中编码，随意使用(free up)附加的16或32位。
在一个实施例之中，TDMA电话系统是一QPSK DSSS系统，其中发射机111和112采用DSSS调制器，接收机112和122采用DSSS解调器。下面参照图3，图3是表示用在图1的TDMA系统100中的发射机111和112中采用的DSSS调制器300和系统采样速率的方框示意图。DSSS调制器300包括数据源321、码元发生器322、码片发生器323和脉冲整形滤波器324。码元速率Fs形式的数据和采样速率如图3中所示。数据源321按照2倍码元速率或2Fs提供数据，码元发生器322均按照码元速率Fs提供I和Q码元对。码片发生器323将码元发生器322的每个输出乘以一长度n PN序列。因此通过n个“子码元”或“码片”的串发送每个码元。因而对于每个码元按照nFs的速率产生n个码片。脉冲整形滤波器(PSF)324零垫整数据码片，并产生一每码片2个样本的信号，或2n样本/码元的信号，即以2nFs的速率。因此，发送一本身代表多个码片的模拟射频信号。按照这种方式，在一DSSS系统中，利用连续的码片，一个信号代表连续的码元。
在接收机一侧，对所接收的信号进行采样以便提供样本。这些样本代表信号，而信号本身代表多个码片，多个码片又代表码元。
图4是表示根据本发明一实施例的图1中的TDMA系统100的接收机中采用的DSSS解调器400的方框示意图。解调器400可以是手机中的接收机122的一部分，或是基站装置110中的接收机112的一部分。解调器400包括RF(射频)电路410，其用于根据来自DAC406和AGC回路440的AGC反馈接收RF信号，并用于向ADC401提供一接近基带的信号。ADC401利用按照2x码片速率施加到其上的固定的时钟对该接近基带的信号进行采样，并因此提供DSSS输入信号。将这一信号施加到一内插/时间复原机构402，该复原机构402从通过一并行相关器的数据导出其误差。内插/时间复原机构402的输出是接近基带的DSSS信号，该信号按照实际RF载波频率和接收机中的振荡器(其用于控制解调)频率之间的频率差在复平面中旋转。将这一信号施加到退旋转器403，退旋转器403根据反旋转的信号将旋转的接近基带的信号倍增相反相位的旋转(反旋转的信号)，该相位是由载波跟踪回路(CTL)430计算的，其导致基带信号不旋转。载波跟踪回路430的反馈系统通过在NCO 433中产生反旋转的信号，试图将相位误差最小化。CTL 430基于从误差估值器405接收的CTL相位误差产生这一反旋转的信号。因此退旋转器403向一相关器例如并行相关器404提供一经相位校正的信号。
将并行相关器404输出端的码元流施加到一正向误差校正(FEC)系统(未示出)。相关峰值(CORR PEAK)的检测取决于到来的SNR(信噪比)、信号电平、以及载波和定时偏移。因此，将退旋转器403的输出施加到并行相关器404的输入端，并行相关器404按照码元速率向FEC电路(未示出)提供输出码元数据，并还将这一码元数据和相关峰值(CORR PEAK)数据提供到误差估值器405，正如将会认识到的，误差估值器405基于并行相关器的输出(即码元数据和/或CORR PEAK数据)，提供对于载波、定时、AGC的回路的误差信号(即CTL相位误差、定时误差、AGC误差信号)。
正如将会认识到的，通常在通信系统中采用用于时钟复原的定时误差估值。时钟复原的常规方法包括反馈控制系统，以便基于到来的信号对定时误差进行估值，并对误差滤波以及驱动VCXO以调节本地产生的时钟的相位。例如，有时通过利用非判定引导的技术来采用判定定时误差估值，该非判定引导技术象Gardner的算法，“A BPSK/QPSK Timing-Error Detector for sampliedReceivers”，F.M.Gardner，IEEE Trans.On Comm，May 1986，pp.423-429。还有时采用象Müller和Mueller算法的判定引导技术，”Timing Recovery in DigitalSynchronous Data Receivers”，K.H.Mueller和Muller，IEEE Trans.on Comm，May 1976，pp.516-539。
然而，在本发明中，误差估值器405使用由并行相关器404产生的数据，以便跟踪/调节定时、载波偏移以及AGC回路，从而改善信号接收和复原。具体地说，内插/定时复原器402根据来自定时回路402的定时反馈来调节用于码元同步的采样相位，以及退旋转器403，它根据来自载波回路或CTL430的载波反馈对信号退旋转和对信号进行频移到基带。因此，退旋转器403向并行相关器404提供一经相位校正的信号。并行相关器404向误差估值器405提供码元和相关峰值数据，这将在下面详细说明，误差估值器405基于该码元和相关峰值数据调节用于控制回路430、420、440的解调参数，以便提高信号的获取。定时回路420用于在接收机建立采样同步，从而在适当的时间进行采样。
应注意，由CTL430控制的退旋转器403位于在并行相关器404之前，而不是在并行相关器404之后，因此按照多倍码片的速率工作而不是按照多倍码元的速率工作。这就便利地能够改进载波跟踪。在CTL430中经校正的信号(退旋转)是2nFs速率(即码片速率)的信号，但是按照码元速率Fs产生CTL相位误差。因此由退旋转器403提供的退旋转的信号超前在指定的接收机的解调器400中的并行相关器404。
正如将会认识到的，相对于PN序列长度的快速旋转(每PN序列周期＞30度)降低了相关性。因此，本发明的解调器迫使所有CTL引起的退旋转发生在刚好在码元之间的边界之后，其接近在该系统中的各相关之间的边界。这带来两个好处降低了进入到并行相关器404的信号的旋转以便更好地相关，以及其将CTL校正从先前码元直接施加到下一个码元。与之对比，在DSSS解调器的常规的方法中，CTL相关扩展到每个码元周期内。
下面参照图5，该图表示用在图4中的DSSS解调器结构400的载波跟踪回路(CTL)的方框示意图。如图5中所示，按照多倍码片速率2nFs进行在虚线左侧各组件中的所有信号处理，同时按照多倍码元速率Fs进行在虚线右侧各组件中的所有信号处理。将从ADC401接收的DSSS输入信号施加到内插/时间复原机构402的PSF435，PSF435的输出提供到如图所示先前连接到并行相关器404的输入端的退旋转器403。误差估值器405中的CTL相位误差估值器子装置411接收由并行相关器404输出的码元数据，并向CTL430提供CTL相位误差信号。如图所示，CTL430包括误差更新电路431、回路滤波器432和NCO433。在CTL430中，误差更新电路431按照码元速率工作，而回路滤波器432和NCO433按照码片速率工作。
在本发明中，解调器400取得该按照码元速率计算的CTL相位误差，并将其作为每个扩展序列的开始点引起的阶跃(step)误差。在一个实施例中，在刚刚计算先前的误差之后的扩展序列的开始点，误差更新电路431通过对每个码元一次启用回路滤波器432中的寄存器实施这一操作。应注意，必须利用PN序列长度将回路滤波器432的增益标定，这是因为采用一个滤波器更新取代2n更新。
下面参照图6，该图更详细表示图5中的CTL430的方框示意图。具体地说，图6更详细表示回路滤波器432和NCO433。回路滤波器432包括旋转器(rotator)601和602，它们分别接收信号kp和ki。回路滤波器432是一种标准的二阶滤波器，积分误差信号乘以ki，综合乘以kp误差信号。该常数kp和ki确定了该回路稳定性和收敛时间，并因此被初始化为各数值，这有助于快速获取该回路同时维持稳定性。增加这些数值拓开(open)回路的带宽，使得能够快速获取(acquisition)，而降低这些数值降低带宽，这又降低在该回路中的噪声。较宽的带宽可以用于获取，为了一旦建立了锁定，可以采用较窄的带宽来跟踪。
回路滤波器432还包括求和器或加法器613以及回路滤波器积分器615(加法器611和延迟装置612，如图所示按反馈连接)。NCO433包括NCO积分器625(加法器621和延迟装置622)以及SIN/COS查询表(LUT)单元623，其向退旋转器403提供反旋转信号(退旋转控制信号)。
在逐个码元的基础上产生CTL相位误差。DSSS系统利用很多码片来表达一码元。不是在跨过一个码元的所有码片的范围内应用相位误差，而是在该定时复原和脉冲整形块402的输出的1个样本的周期内将相位误差应用到回路滤波器，该定时复原和脉冲整形块402按多倍码片速率工作。
下面参照图7，该图更详细表示图4中的解调器结构的各种样本之间的时间关系的定时图700。具体地说，定时图700表示来自定时复原和脉冲整形块402的各样本、来自并行相关器404的码元、来自CTL相位误差估值器411的定时误差以及回路滤波器控制和NCO输出之间的关系。误差更新装置431可以只不过是关于组成CTL相位误差信号的位(来自411)的AND门，以便当PN序列长度持续时间等于码元时间时，迫使回路滤波器和NCO(如在图5中的边界所示按多倍码片速率工作)得到仅对于每个相关的第一样本的误差。
另外，误差更新仅需要控制积分器615的更新，这是由于在该相关周期内比例误差是恒定的。这就使得NCO能够每次在相关序列的开始点改变相位，并对于其余的相关序列使振荡器维持稳定。由于这一点，该相关器将了解对于几乎所有相关的经频率校正的样本。当积分器615在相关周期内累加误差时，如果反之在所有相关周期内施加误差，振荡器将改变对于每个样本的频率。与相同幅度的阶跃频率改变相比较，这种频率改变将降低相关性能。
因此，在本发明中，每个PN序列周期一次更新回路滤波器积分器615，消除由移动CTL相关频率(回路滤波器432的输出)到预期的位置引起的任何旋转变化。最好在PN序列的开始点更新回路滤波器积分器615，使得并行相关器404将由于该校正而马上受益。
因此，在本发明中，与在所有码元周期内的情况相反，在一个码片周期内将误差用于更新码片速率振荡器(按多倍码片速率运行的NCO433)。这就增加了在下一个码片周期内有效相关的拟然率，这是由于在相关周期期间CTL的NCO不改变相位或频率；代之以，NCO变化发生在各相关之间。
在测试完零件号为43187-4edm/ground的转子，即一带有放电研磨加工的摩擦表面的转子后，在传统的机械加工设备上，特别是一车床，加工该转子的摩擦表面。该零件，现称之为零件号43187-4edm/afterturn的零件的每个摩擦表面切去0.0102cm，然后用上述测试方法再次测试。该转子的衰减率为199.83分贝/秒，Q因数为117.67，这表明即使采用传统的机械加工方法将放电研磨表面的某些部分除掉后，放电研磨加工的阻尼效果仍然很明显。用传统的机械加工方式除去0.0102cm是以示例的方式提供的，不应当认为是限定性的。任意适量的材料，包括0.00254cm这样小的量都可以通过传统的机械加工方法除去，而同样能提供可比较的阻尼效果。虽然通风转子由阻尼铁制成，但是任何适当的铸铁，包括灰铁制成的通风转子，由于所述的放电研磨加工，都将表现出阻尼特性的提高。
与传统机械加工的实心转子的衰减率33.90分贝/秒相比，放电研磨加工的实心转子的衰减率为58.79分贝/秒。放电研磨加工的实心转子的衰减率比传统机械加工的实心转子的衰减率提高73％以上。
与传统机械加工的实心转子的Q因数892.08相比，放电研磨加工的实心转子的Q因数为493.11。放电研磨加工的实心转子的Q因数比传统机械加工实心转子的Q因数低45％。这些实心转子由铸铁制成，而包含任何合适的灰铁包括阻尼铁制成的实心转子经过上述放电研磨加工后都会表现出阻尼特性的提高。
在另一组制动转子上进行第二组测试，比较在相同的转子上放电研磨加工和传统机械加工的效果。测试一个与上述实心转子具有相似尺寸和铸铁成分的一实心转子。转子的摩擦表面由传统的方式加工，衰减率和Q因数用上述方法确定。而后，同一个转子的摩擦表面被放电研磨加工，再次确定衰减率和Q因数。这次测试的结果在下面的表2中示出。
表2
以便使得稳定工作。该常规方法是其中在整个相关周期内应用误差的上述常规方法。对于其它方法，以多倍码片速率在一个采样时钟中取得误差。由于每个码元有m个样本，当按1/m的速率更新该回路时，本发明m次提供误差，在常规方法中是对于问题提供该误差的。
输出时钟指该更新NCO(输出NCO块)的时钟。在表1中的“优选实施例”中，在相关周期的开始点启用一次积分器615(在定时图700上的回路滤波器控制)。比例误差不变地通过。在第一替代实施例中，使用码元时钟或延迟的码元时钟来操作回路滤波器积分器。在第二替代实施例中，时钟回路滤波器积分器按多倍码片速率(内插/时间复原机构402输出的采样速率)运行，但是在相关序列的开始点的选通误差(例如利用在定时图700上的回路滤波器控制信号)如上所述而工作。
正如将会认识到的，本发明的CTL可应用于任何DSSS接收机。在各替代实施例中，可以在包括TDMA、CDMA和FDMA的其它类型的DSSS系统中实施本发明。
本领域的技术人员会认识到根据本发明的原理的上述无线电话系统可以是一种蜂窝系统，其中基站装置110代表服务蜂窝电话网络中的多个小区之一的基站。
应理解，在不脱离如在如下权利要求限定的本发明的原理和范围的情况下，可以由本领域的技术人员对已介绍的和为了解释本发明的实质而描述的各部分细节、材料和配置进行各种变化。
权利要求
1.一种用于接收来自发射机的代表码元数据的扩频信号的接收机，该接收机包括(a)退旋转器，用于将按照反旋转的信号退旋转扩频信号，以便提供退旋转的信号；(b)相关器，用于接收退旋转的信号和用于基于退旋转的信号提供输出码元数据；(c)载波跟踪回路(CTL)相位误差估值器，用于接收该输出码元数据和用于基于扩频信号的旋转产生CTL相位误差信号；以及(d)CTL，用于基于CTL相位误差信号产生反旋转信号。
2.如权利要求1所述的接收机，还包括射频电路，用于接收来自发射机的射频信号和用于基于该射频信号按照自动增益控制(AGC)信号提供一接近基带的模拟信号；模数变换器(ADC)，用于对该接近基带的模拟信号采样，以便提供数字信号；内插/时间复原装置，用于按照定时信号接收该数字信号和提供一扩频的信号；误差估值装置，包括CTL相位误差估值器，用于基于相关器的输出产生CTL相位误差信号、AGC误差信号、定时误差信号，其中该相关器是并行相关器；定时回路，用于基于定时误差信号产生定时信号；和AGC回路，用于基于AGC误差信号产生AGC信号。
3.如权利要求1所述的接收机，其中该扩频的信号是直接序列扩频的(DSSS)信号。
4.如权利要求3所述的接收机，其中该DSSS信号是时分多址(TDMA)DSSS信号。
5.如权利要求3所述的接收机，其中该相关器是并行相关器；该DSSS信号代表一系列代表码元的码片，其中该DSSS信号由码片速率和码元速率限定其特征；退旋转器和相关器按多倍码片速率工作；和CTL相位误差估值器按多倍码元速率工作。
6.如权利要求5所述的接收机，其中该CTL包括按多倍码元速率工作的误差更新电路，按多倍码片速率工作的回路滤波器，和按多倍码片速率工作的数控振荡器(NCO)。
7.如权利要求6所述的接收机，其中按码元速率计算由CTL相位误差估值器产生的CTL相位误差，并且施加该CTL相位误差在CTL中，作为在每个扩展序列的开始点引起的阶跃误差。
8.如权利要求7所述的接收机，其中该误差更新电路在刚刚在计算先前误差之后的扩展序列的开始点每码元启用一次回路滤波器，其中在扩展序列开始点的一个码片周期内利用该CTL相位误差来更新NCO。
9.如权利要求1所述的接收机，其中该接收机是无线电话系统中的多个收发信机中之一的接收机，该无线电话系统包括基站收发信机，具有一基站接收机；和多个无线手机，每个手机包括一手机收发信机，用于在共享的信道内经过基站收发信机与基站建立无线链路，每个手机收发信机具有一手机接收机。
10.如权利要求9所述的接收机，其中该无线链路是一时分多址(TDMA)链路，其中每个手机在向手机分配时隙的TDMA模式的一个专用时隙期间进行通信。
11.如权利要求10所述的接收机，其中在每个时隙期间发送多个自适应差分脉冲编码调制(ADPCM)数据样本。
12.一种无线电话系统，包括(a)基站收发信机，具有一基站接收机；和(b)多个无线手机，每个手机包括一手机收发信机，用于在共享的信道内经过基站收发信机与基站装置建立无线链路，每个手机收发信机具有一手机接收机，其中系统中的每个接收机用于接收来自系统中的发射机的代表码元数据的扩频的信号，每个所述接收机包括(1)退旋转器，用于按照反旋转信号将扩频信号退旋转，以便提供退旋转的信号；(2)相关器，用于接收退旋转的信号和用于基于退旋转的信号提供输出码元数据；(3)载波跟踪回路(CTL)相位误差估值器，用于接收该输出码元数据和用于基于扩频信号的旋转产生CTL相位误差信号；以及(4)CTL，用于基于CTL相位误差信号产生反旋转信号。
13.如权利要求12所述的系统，其中每个所述接收机还包括射频电路，用于接收来自发射机的射频信号和用于基于该射频信号按照自动增益控制(AGC)信号提供一接近基带的模拟信号；模数变换器(ADC)，用于接收接近基带的模拟信号和对该接近基带的模拟信号采样，以便提供数字信号；内插/时间复原装置，用于按照定时信号接收该数字信号和提供一扩频的信号；误差估值装置，包括CTL相位误差估值器，用于基于相关器的输出产生CTL相位误差信号、AGC误差信号、定时误差信号，其中该相关器是并行相关器；定时回路，用于基于定时误差信号产生定时信号；和AGC回路，用于基于AGC误差信号产生AGC信号。
14.如权利要求12所述的系统，其中该DSSS信号是直接序列扩频(DSSS)信号；该DSSS信号代表一系列代表码元的码片，其中该DSSS信号由码片速率和码元速率限定其特征；该相关器是并行相关器；退旋转器和并行相关器按多倍码片速率工作；CTL相位误差估值器按多倍码元速率工作；和该CTL包括按多倍码元速率工作的误差更新电路，按多倍码片速率工作的回路滤波器，和按多倍码片速率工作的数控振荡器(NCO)。
15.如权利要求14所述的系统，其中按码元速率计算由CTL相位误差估值器产生的CTL相位误差，并且施加该CTL相位误差在CTL中，作为在每个扩展序列的开始点引起的阶跃误差；该误差更新电路在刚刚在计算先前误差之后的每个扩展序列的开始点每码元启用一次回路滤波器；在扩展序列开始点的一个码片周期内利用该CTL相位误差来更新NCO。
16.如权利要求12所述的系统，其中该无线链路是一时分多址(TDMA)链路，其中每个手机在向手机分配时隙的TDMA模式的一个专用时隙期间进行通信。
17.如权利要求16所述的接收机，其中在每个时隙期间发送多个自适应差分脉冲编码调制(ADPCM)数据样本。
全文摘要
一种无线电话系统，包括一基站收发信机，具有一基站接收机和多个无线手机。每个手机包括一手机收发信机，用于在具有该基站装置的共享的信道内经过基站收发信机建立直接序列扩频链路。基站收发信机和手机收发信机的每个接收机接收来自系统中的发射机的代表码元数据的扩频的信号，每个接收机包括退旋转器，用于按照反旋转信号将扩频信号退旋转，以便提供退旋转的信号；相关器，用于接收退旋转的信号和用于基于退旋转的信号提供输出码元数据；载波跟踪回路(CTL)相位误差估值器，用于接收该输出码元数据和用于基于扩频信号的旋转产生CTL相位误差信号；以及CTL，用于基于CTL相位误差信号产生反旋转信号。
文档编号H04L27/00GK1415157SQ00818108
公开日2003年4月30日 申请日期2000年12月22日 优先权日1999年12月31日
发明者马克西姆·B·贝洛特瑟科夫斯基, 薛东昌, 保罗·G·克努森, 库马·拉马斯沃米 申请人:汤姆森特许公司