专利名称：无线接收机的一种多用户检测方法
技术领域：
本发明涉及无线通信接收技术领域，更确切地说是涉及扩频通信接收机中的一种多用户检测方法。
Turbo码原则上可以广泛用于许多检测/解码问题，例如串行级联码、联合信源和信道解码、联合信道解码的多用户检测等。在参考文献3[M.Moher，“Aniterative multiuser decoder for near-capacity communications，”IEEETrans.Commun.，vol.46，pp.870-880，July 1998.]和参考文献4[M.C.Valenti andB.D.Woerner，“Iterative multiuser detection for convolutionally coded asynchronousDS-CDMA，”in Proc.IEEE Int.Symp.Personal，Indoor，and Mobile RadioCommunica-tions(PIMRC)，Boston，MA，pp.213-217.，1998]中，得到一种最优的针对同步码分多址系统的叠代多用户检测算法，这种叠代算法基于交互熵(Cross-entropy)最小原则进行。
虽然还得到了相应的次优的实现方法，但其实现的复杂度对中等数量的用户仍然是难以接受的。在参考文献5[H.E.Gamal and E.Geraniotis，“Iterativemultiuser detection for coded CDMA signals in AWGN and fading channels，”IEEETrans.on Selcctcd Areas in Communications，vol.18，no.1，pp.30-41，Jan.2000.]中，给出了基于MMSE准则和Turbo准则的叠代接收机，但同样有计算复杂度很高的问题。
在参考文献6[X.Wang，and H.V.Poor，“Iterative(Turbo)soft inter-ferencecancellation and decoding for coded CDMA”，IEEE Trans.Commun.，vol.47，No.7，pp.1046-1061，July 1999]中，提出了一种新的叠代接收机，这种接收机基于软输入软输出(SISO)和后验概率信道译码。其叠代算法存在的问题包括不是采用Rake接收机的输出作为第一次叠代的输入；是应用于时不变信道的，不能应用于时变信道；采用复杂的矩阵求逆方法，且不是对多径的每一径进行处理。
实现本发明目的的技术方案是这样的一种无线接收机的多用户检测方法，其特征在于包括以下处理步骤A.对应每一个用户设置一软输入软输出(SISO)模块及一变换模块；B.设置叠代次数M和叠代次数参量n，M、n均为正整数；C.设n等于1，由软输入软输出(SISO)模块对经RAKE接收机合并输出的结果信号进行符号判决；D.根据符号判决结果对输入的经离散化后的接收信号进行并行干扰抵消并输出似然比值；E.令n增加1，由软输入软输出(SISO)模块的变换模块对软输入软输出(SISO)模块输出的符号判决结果进行变换后再反馈输入软输入软输出(SISO)模块，然后执行步骤D、E，直至n＝M时停止。
所述的步骤A，是对应K个用户设置K个软输入软输出(SISO)模块和K个变换模块，每一变换模块设置在对应软输入软输出(SISO)模块的反馈输入端与外赋信息输出端间，用于处理不联合信道编译码的叠代软输入软输出，由软输入软输出(SISO)模块输出所述的似然比值。
所述的步骤A，是对应K个用户设置K个软输入软输出(SISO)模块、K个解交织模块、K个软输入软输出译码模块、K个交织模块和K个变换模块，每一变换模块设置在对应软输入软输出(SISO)模块的反馈输入端与对应交织模块的外赋信息输出端间，用于处理联合信道编译码的叠代软输入软输出，由软输入软输出译码模块输出所述的似然比值。
所述的步骤C是根据如下公式对RAKE合并后的结果进行取数值的符号操作的，式中的rk，l(i)是针对第i个符号得到的K个用户中第k个用户的L径信号中的第l径信号，hk，l(i)是第i个符号的信道估计值，b~k(i)=sgn(Σl=1Lrk,l(i)hk,l*(i)).]]>所述的步骤E，在不联合编译码叠代时是根据如下公式对软输入软输出(SISO)模块输出的符号判决结果λ1[bk(i)]进行变换，b~k(i)=tanh(12λ1[bk(i)]).]]>所述的步骤E，在联合编译码叠代时是根据如下公式对软输入软输出(SISO)模块输出的符号判决结果λP2[bk(i)]进行变换，b~k(i)=tanh(12λ2p[bk(i)]).]]>所述的λP2[bk(i)]是从所述软输入软输出译码器的软输出减去所述软输入软输出译码器的软输入信息λ1[bk(i)]后的似然比值。
所述步骤D中对输入的经离散化后的接收信号进行并行干扰抵消是去掉所有K个用户的非l径信号及去掉除第k个用户外的K-k个用户的第l径信号，即只保留第k个用户的第l径信号，处理公式为rk,l(i)=r(i)-Σla=1,la≠lLHla(i)b~(i)-Hl(i)b~k(i)]]>其中，b~(i)=[b~1(i),b~2(i),...,b~K(i)],]]> 表示第k个分量置为零的 ，Hl(i)是信道状态矩阵；所述步骤D中输出似然比值，进一步包括以下处理步骤
a.先计算第k个用户第l径信号的加权值，式中的hk，l(i)是所述信道状态矩阵Hl(i)中的第k列数据wk,l(i)=hk,l(i)σ2+||hk,l(i)||2;]]>b.将上述两式分别相乘相加得到zk(i)=Σl=1Lwk,l(i)rk,l(i);]]>c.利用信道状态矩阵Hl(i)再进行取模计算，μk,l(i)=||hk,l(i)||2σ2+||hk,l||2]]>μ(i)=Σl=1Lμk,l(i)]]>d.最后利用步骤b.c.的三个公式计算得到似然比值λ1[bk(i)]，式中Re是求实部运算，λ1[bk(i)]=2Re{μk(i)zk(i)}Σl=1L[μk,l(i)-μk,l(i)2].]]>所述的σ是背景噪声方差，是采用传统均值方差方法估计出来的；所述的信道状态矩阵Hl(i)是在假设一个符号i周期内信道脉冲响应是相同的条件下，通过传统的信道估计方法估计出来的。
所述的σ是背景噪声方差，可以设置为包括零的一个常数。
本发明的简化叠代软干扰抵消方法与参考文献6的叠代方法有着本质上的区别，具体表现在本发明的方法采用Rake接收机的输出作为第一次叠代的输入；本发明的方法可以应用于时变信道，而不是仅应用于时不变信道；本发明的方法对多径信号的每一径信号进行处理，因此采用了不同的干扰抵消方法和不同的外赋信息(extrinsic information)公式；从实现复杂度看，本发明方法与传统的PIC方法相比较仅有少量增加。
图1是码分多址系统中，多用户信号发送流程示意图。
图2是本发明不联合编译码的叠代软输入软输出(SISO)方法流程框图。
图3是本发明联合信道译码的叠代软输入软输出(SISO)方法流程框图。
图4是发送时的编码流程示意图。
图5是无信道编码时采用RAKE接收与本发明多用户检测混合叠代接收方法的信噪比(SNR)、误码率(BER)性能比较曲线图。
图6是无信道编码时采用RAKE接收与本发明多用户检测混合叠代接收方法的用户数与误码率(BER)性能比较曲线图。
图7是联合信道编码时采用本发明多用户检测混合叠代接收方法的信噪比(SNR)、误码率(BER)性能比较曲线图。
参见图1，图中示意出码分多址系统信号发送流程。K个用户的用户比特信号b1，b2，...bK分别对应输入1至K个符号映射模块(Symbol Mapper)1、2...3，经过符号映射后将0、1信号变成调制后的信号，再对应送入扩频模块(Spreading)4、5...6，成为扩频后的信号，K个用户的扩频信号经加法器相加后发送，发送信号经衰落信道7(Fading Channel)到达接收端8的信号为r(t)。
本发明方法涉及的技术领域是码分多址(CDMA)系统，在发送用户信号的时候，必须经过符号映射模块，将“0”、“1”信号变换成调制后的信号。调制方式可以多种多样，例如在采用BPSK(二相移相键控)调制时就是将“0”映射成-1，将“1”映射成+1；然后再经过扩频模块，成为扩频后的信号。假设扩频因子是N，即扩频前1比特的信号，经过扩频后则变成N个码片的一个扩频波形。
利用数学公式表示K个用户中第k个用户在[iT，i(T+1)]时间段内发送的信号是Σj=0,...,N-1Ak(i)bk(i)ck(j)ψ(t-iT-jTc).]]>
其中，Ak(i)是第k个用户的能量因子，表示出用户能量的不同，bk(i)是第k个用户在时刻i发送的调制以后的比特，例如在BPSK调制的情况下是+1或-1，ck(j)是扩频码序列，j＝0，...，N-1，ψ(t-iT-jTc)是一个归一化后的码片的波形，其中Tc是一个码片的时间长度，T是符号的时间长度，Tc＝T/N，其中的i、j表示第i个符号的第j个码片。令sk(t)＝∑j＝(1，...，N-1Ck(j)ψ(t-jTc)，则它是用来对第k个用户的比特进行调制的波形。在每个用户的扩频模块4、5...6中，利用不同的扩频码进行扩频，然后相加发送，传输中经过衰落信道7。
各用户信号在发送前一般都经过信道编码(41)和交织(42)，其流程如图4中所示；当接收机的多用户检测方法不考虑和信道译码互相叠代时，则可以不考虑信道编码。从而对于本发明的技术方案将产生两种方法一种是不与信道译码联合的叠代接收方法，流程如图2中所示；另外一种是与信道译码联合的叠代接收方法，流程如图3中所示。
参见图2，RAKE接收机20接收到的信号的信号模型是r(i)。在图1说明中，第k个用户的信号经过衰落信道，信号会受到两方面的改变一个是受多径效应的影响，由一个波形生成了L个波形；另外一个是波形本身受到了扭曲，因此第i个比特的第j个码片的波形经过信道后变成了多个波形的叠加，可表示为Σl=1,...,Lgk,l(t)ψ(t-iT-jTc-τk,l)]]>其中gk，l(t)是一个复数，表示时变信道的脉冲响应(波形扭曲)，τk，l表示延迟作用，则接收到的用户k的信号是yk(t)=ΣiAk(i)bk(i)Σj=0,...,N-1ck(j)Σl=1,...,Lgk,l(t)ψ(t-iT-jTc-τk,l)]]>因此，在接收机方用户k的信号是r(t)＝∑kyk(t)+σn(t)其中，n(t)是均值为零、方差为l的标准高斯噪声，σ代表背景噪声的方差。
图2中，输入RAKE接收机的应是接收信号的离散形式，即r(i)，下面说明如何从r(t)获得r(i)。首先对信道脉冲响应进行码片级匹配滤波，滤波函数是ψ(t)，则第k个用户第l径的信号脉冲响应经过码片级匹配滤波后为{fk，l(m)}，用公式表示为∫gk，l(t)ψ(t-iT-jTc-τk，l)ψ(t-mTc)dt只有t在一定范围内时，上式才不为零。
由于对不同的码片，扩频码的值不同，因此，考虑到扩频码，每个码片波形的码片级匹配滤波输出是{hk，l(m)}＝Ak{ck(m)}·{fk，l(m)}，l＝1，2，...，L信道状态可以组织成矩阵形式，即信道状态矩阵Hl(i) 这个矩阵，一般来说是不能精确得到的，但是可以通过传统的信道估计方法估计出来，例如可以采用WMSA信道估计方法进行估计。
利用该信道状态矩阵Hl(i)，我们可以将接收到的信号r(t)表示成下面的离散形式r(i)。
第l径的所有信号经过了码片级的匹配滤波后，为rn,l(i)=∫iT+nTciT+(n-1)Tcrl(t)ψ(t-iT-nTc)dt,0≤n<N.]]>其中，n(t)是所有用户的第l径信号的和，在一个符号周期内的第l径信号共有N个码片，可以表示成向量形式rl(i)=Δ[r0,l(i),r1,l(i),...,rN-1,l(i)]T]]>根据发送的信号及其经过的信道，接收的任一用户的信号可以表示成码片级信道矩阵和传送的该用户信号的乘积再加上背景噪声，即表示为rl(i)＝Hl(i)b(i)+σnl(i)，l＝1，2，...，L.
则在接收机收到的该用户信号的码片级匹配滤波的结果是r(i)=Σl=1LHl(i)b(i)+n(i)=ΔH(i)b(i)+n(i).]]>下面结合图2说明在不与编码结合的情况下叠代软输入软输出(IterativeSISO)方法的处理流程。
接收机除原RAKE接收部分20外，还为K个用户分别增设软输入软输出模块211、212、...21K，和连接在每一软输入软输出模块211、212、...21K输入与输出端间的变换模块221、222、...22K，经离散化后的接收信号r(i)输入RAKE接收部分20还同时输入各软输入软输出模块211、212、...21K的第一输入端，RAKE接收部分20输出的K个用户信号输入各软输入软输出模块211、212、...21K的第二输入端，由K个变换模块221、222、...22K反馈的变换后信号分别对应输入各软输入软输出模块211、212、...21K的第三输入端，K个软输入软输出模块211、212、...21K输出的外赋信息(Extrinsic Information)反馈输入相应的K个变换模块221、222、...22K，由K个软输入软输出模块211、212、...21K输出信息比特(Information bits)。
由RAKE接收部分20利用用户的扩频码进行码匹配滤波，对于第i个符号，得到第k个用户的第l径的信号rk，l(i)，利用得到的第i个符号的信道估计hk，l(i)进行Rake合并，信道估计可以利用通常的信道估计方法得到，例如WMSA方法。
以下步骤由软输入软输出模块及变换模块完成。给定接收到的经码片级匹配滤波后的信号r(i)的长度为N，并给定叠代次数M和设叠代次数参量为n，n从1开始，递增量为1，直至n为M时结束叠代。
步骤1，通过信道估计方法估计信道状态矩阵Hl(i)。
步骤2，从n＝1开始，对经Rake合并后的结果进行符号判决(只有在n＝1的情况下才对经Rake合并后的结果进行符号判决)，得到第k个用户、第i个符号、第l径接收信号与信道估计的符号判决结果b~k(i)=sgn(Σl=1Lrk,l(i)hk,l*(i)).]]>其中，sgn表示取数值的符号(+1或-1)。
如果n＝2，3，…(即在n＞1的情况下)，则执行如下运算b~k(i)=tanh(12λ1[bk(i)])]]>这步变换是由图2中的变换(transform)模块完成的功能(即在n不等于1时，SISO模块处理的是变换模块的变换结果)。式中的tan是取正切(tangent)tanh(x)=ex-e-xex+e-x]]>因此对于步骤2来说，当n＝1时，是直接将Rake部分20输出的合并结果，输入到SISO模块中处理，当n＞1时，则对SISO模块输出的结果λ1[bk(i)]进行变换得到 ，然后再输入到SISO模块。
步骤3，包括步骤a和b；步骤a，进行并行干扰抵消，去掉所有K个用户的非l径信号及去掉除第k个用户外的其它用户(K-k)的第l径信号，即只保留第k个用户的第l径信号，rk,l(i)=r(i)-Σla=1,la≠lLHla(i)b~(i)-Hl(i)b~k(i)---(1)]]>其中，b~(i)=[b~1(i),b~2(i),...,b~K(i)],]]> 表示第k个分量置为零的 步骤b，输出似然比值，先计算第k个用户第l径信号的加权值，wk,l(i)=hk,l(i)σ2+||hk,l(i)||2---(2)]]>式中的hk，l(i)(黑体)是前述信道状态矩阵中的一列(第k列)。
将(1)式和(2)式分别相乘相加得到，zk(i)=Σl=1Lwk,l(i)rk,l(i)---(3)]]>利用信道状态矩阵Hl(i)再进行取模计算，μk,l(i)=||hk,l(i)||2σ2+||hk,l||2---(4)]]>μ(i)=Σl=1Lμk,l(i)---(5)]]>
最后利用前面三个式子(3)、(4)、(5)得到下式，式中Re是求实部运算λ1[bk(i)]=2Re{μk(i)zk(i)}Σl=1L[μk,l(i)-μk,l(i)2]]]>步骤4，令n增加1，重复执行上述步骤1至步骤3，直至n＝M时停止叠代过程，此时就可从输出的λ1[bk(i)]中求出信息比特，需要说明的是，此时重复的步骤1中，因n不再为1，因此只是重新估计信道状态矩阵Hl(i)。
参见图3，图中示出与译码联合的叠代SISO方法。与图2所示流程的不同之处在于在每一个SISO模块31与相应的变换模块32之间增加了解交织模块33、SISO译码模块34和交织模块35，由交织模块35输出外赋信息并反馈给变换模块32，由SISO译码模块34输出信息比特。其中SISO模块31与变换模块32的运算方法与图2所示的不与译码联合的叠代SISO方法是一致的。
仍由RAKE接收部分利用用户的扩频码进行码匹配滤波，对于第i个符号，得到第k个用户的第l径的信号rk，l(i)，利用得到的第i个符号的信道估计hk，l(i)进行Rake合并，信道估计可以利用通常的信道估计方法得到，例如WMSA方法。
以下步骤由软输入输出模块、解交织模块、SISO译码模块、交织模块与变换模块共同完成。给定接收到的经码片级匹配滤波后的信号r(i)的长度为N，给定叠代次数为M，并设叠代次数参量为n，n从1开始，递增量为1，直至n为M时结束叠代。
步骤1通过信道估计方法估计信道状态矩阵Hl(i)。
步骤2从n＝1开始，对经RAKE合并后的结果进行符号判决(只有在n＝1的情况下才对经RAKE合并后的结果进行符号判决，得到第k个用户、第i个符号、第l径接收信号与信道估计的符号判决结果b~k(i)=sgn(Σl=1Lrk,l(i)hk,l*(i))]]>
其中，sgn表示取数值的符号(+1或-1)。
如果n＝2，3，...(即在n＞1的情况下)，则执行如下运算b~k(i)=tanh(12λ2p[bk(i)])]]>这步变换是由图3中变换模块32完成的功能(即在n不等于1时，SISO模块处理的是变换模块的变换结果。式中的tan是取正切(tangent)tanh(x)=ex-e-xex+e-x]]>因此对于步骤2来说，当n＝1时，是直接将Rake输出的合并结果输入到SISO模块31中处理，当n＞1时，则对SISO模块31输出的结果 [bk(i)](该值与图2所示实施例的不同)进行变换得到 ，然后再反馈输入到SISO模块31。
步骤3，由步骤a和步骤b组成步骤a，进行并行干扰抵消，去掉所有K个用户的非l径信号及及去掉除第k个用户外的其它用户的第l径信号，即只保留第k个用户的第l径信号，rk,l(i)=r(i)-Σla=1,la≠lLHla(i)b~(i)-Hl(i)b~k(i)---(11)]]>其中，b~(i)=[b~1(i),b~2(i),...,b~K(i)],]]> 表示第k个分量置为零的 步骤b，计算似然比值λ1[bk(i)]先计算第k个用户第l径信号的加权值wk,l(i)=hk,l(i)σ2+||hk,l(i)||2---(22)]]>式中的hk，l(i)(用黑体表示)是前述信道状态矩阵中的一列(第k列)。
因此，将(11)式与(22)式分别相乘相加，可以计算得到zk(i)=Σl=1Lwk,l(i)rk,l(i)---(33)]]>利用信道状态矩阵Hl(i)再进行取模计算μk,l(i)=||hk,l(i)||2σ2+||hk,l||2---(44)]]>μ(i)=Σl=1Lμk,l(i)---(55)]]>
最后利用前述三式(33)、(44)、(55)得到下式，式中Re是求实部λ1[bk(i)]=2Re{μk(i)zk(i)}Σl=1L[μk,l(i)-μk,l(i)2]]]>步骤4，先利用软输出的信道译码，从λ1[bk(i)]计算 [bk(i)]，再将n增加1，重复执行上述步骤1至3，直至n达到预先设置的叠代值M时结束，并由译码模块34输出信息比特(判决的比特)。需要说明的是，此时重复的步骤1中，因n不再为1，因此只是重新估计信道状态矩阵Hl(i)。
其中软输出的信道译码输出值是最大似然比，与一般的软输入软输出译码器相同，例如Turbo码SOVA译码。 [bk(i)]是软输出译码器的输出减掉了软译码输入的信息λ1[bk(i)]后的似然比值，即由信道译码增加的先验信息。
根据图4流程，由于在用户信号发送时，经过了信道译码与交织(由信道编码模块41与交织模块42完成)，因此在图3解码和反馈的时候，还需分别由反(解)交织模块33进行反(解)交织(Deinterlever)和再由交织模块35进行交织(interlever)。
在图2与图3两种情况下，其计算都需要一些估计量如σ、Hl(i)，其估计方法是背景噪声方差σ的估计，可以采用通常的均值方差方法进行估计；也可以简单设置为一个常数，例如零。
信道状态矩阵Hl(i)的估计为了使计算简单，可以假设在一个符号周期内信道脉冲响应是相同的，就可以大大简化信道估计的运算量。这可以利用通常的信道估计算法进行估计。
参见图5，图中所示是无信道编码时采用RAKE接收(图中上方曲线)与本发明多用户检测混合叠代接收(第一种不与编码结合的情况)方法(图中下方曲线)的信噪比(SNR)、误码率(BER)性能比较曲线图，在相同的信噪比(SNR)下，前者的误码率(BER)高于后者。
参见图6，图中所示是无信道编码时采用RAKE接收(图中上方曲线)与本发明多用户检测混合叠代接收(第一种不与编码结合的情况)方法(图中下方曲线)的用户数与误码率(BER)性能比较曲线图，在相同的用户数(Users)下，前者的误码率(BER)高于后者。
参见图7，图中所示是联合信道编码时采用本发明多用户检测混合叠代接收方法(第二种与编码结合的情况)的信噪比(SNR)、误码率(BER)性能曲线图，有优于图5中下方曲线的性能。
本发明的方法采用Rake接收机的输出作为第一次叠代(n＝1)的输入；本发明的方法可以应用于时变信道，而文献6的方法只能用于时不变信道；本发明的方法对多径信号的每一径信号都进行处理，因此采用了不同的干扰抵消方法和不同的外赋信息(extrinsic information)公式；本发明方法的复杂度与传统PIC相比仅有少量增加。
权利要求
1.一种无线接收机的多用户检测方法，其特征在于包括以下处理步骤A.对应每一个用户设置一软输入软输出(SISO)模块及一变换模块；B.设置叠代次数M和叠代次数参量n，M、n均为正整数；C.设n等于1，由软输入软输出(SISO)模块对经RAKE接收机合并输出的结果信号进行符号判决；D.根据符号判决结果对输入的经离散化后的接收信号进行并行干扰抵消并输出似然比值；E.令n增加1，由软输入软输出(SISO)模块的变换模块对软输入软输出(SISO)模块输出的符号判决结果进行变换后再反馈输入软输入软输出(SISO)模块，然后执行步骤D、E，直至n＝M时停止。
2.根据权利要求1所述的一种无线接收机的多用户检测方法，其特征在于所述的步骤A，是对应K个用户设置K个软输入软输出(SISO)模块和K个变换模块，每一变换模块设置在对应软输入软输出(SISO)模块的反馈输入端与外赋信息输出端间，用于处理不联合信道编译码的叠代软输入软输出，由软输入软输出(SISO)模块输出所述的似然比值。
3.根据权利要求1所述的一种无线接收机的多用户检测方法，其特征在于所述的步骤A，是对应K个用户设置K个软输入软输出(SISO)模块、K个解交织模块、K个软输入软输出译码模块、K个交织模块和K个变换模块，每一变换模块设置在对应软输入软输出(SISO)模块的反馈输入端与对应交织模块的外赋信息输出端间，用于处理联合信道编译码的叠代软输入软输出，由软输入软输出译码模块输出所述的似然比值。
4.根据权利要求1所述的一种无线接收机的多用户检测方法，其特征在于所述的步骤C是根据如下公式对RAKE合并后的结果进行取数值的符号操作的，式中的rk，l(i)是针对第i个符号得到的K个用户中第k个用户的L径信号中的第l径信号，hk，l(i)是第i个符号的信道估计值，b~k(i)=sgn(Σl=1Lrk,l(i)hk,l*(i)).]]>
5.根据权利要求1或2所述的一种无线接收机的多用户检测方法，其特征在于所述的步骤E是根据如下公式对软输入软输出(SISO)模块输出的符号判决结果λ1[bk(i)]进行变换，b~k(i)=tanh(12λ1[bk(i)]).]]>
6.根据权利要求1或3所述的一种无线接收机的多用户检测方法，其特征在于所述的步骤E是根据如下公式对软输入软输出(SISO)模块输出的符号判决结果λP2[bk(i)]进行变换，b~k(i)=tanh(12λ2p[bk(i)]).]]>
7.根据权利要求6所述的一种无线接收机的多用户检测方法，其特征在于所述的λP2[bk(i)]是从所述软输入软输出译码器的软输出减去所述软输入软输出译码器的软输入信息λ1[bk(i)]后的似然比值。
8.根据权利要求1所述的一种无线接收机的多用户检测方法，其特征在于所述步骤D中对输入的经离散化后的接收信号进行并行干扰抵消是去掉所有K个用户的非l径信号及去掉除第k个用户外的K-k个用户的第l径信号，即只保留第k个用户的第l径信号，处理公式为rk,l(i)=r(i)-Σla=1,la≠lLHla(i)b~(i)-Hl(i)b~k(i)]]>其中，b~(i)=[b~1(i),b~2(i),...,b~K(i)],]]> 表示第k个分量置为零的 ，Hl(i)是信道状态矩阵；所述步骤D中输出似然比值，进一步包括以下处理步骤a.先计算第k个用户第l径信号的加权值，式中的hk，l(i)是所述信道状态矩阵Hl(i)中的第k列数据wk,l(i)=hk,l(i)σ2+||hk,l(i)||2;]]>b.将上述两式分别相乘相加得到zk(i)=Σl=1Lwk,l(i)rk,l(i);]]>c.利用信道状态矩阵Hl(i)再进行取模计算，μk,l(i)=||hk,l(i)||2σ2+||hk,l||2]]>μ(i)=Σl=1Lμk,l(i)]]>d.最后利用步骤b.c.的三个公式计算得到似然比值λ1[bk(i)]，式中Re是求实部运算，λ1[bk(i)]=2Re{μk(i)zk(i)}Σl=1L[μk,l(i)-μk,l(i)2].]]>
9.根据权利要求8所述的一种无线接收机的多用户检测方法，其特征在于所述的σ是背景噪声方差，是采用传统均值方差方法估计出来的；所述的信道状态矩阵Hl(i)是在假设一个符号i周期内信道脉冲响应是相同的条件下，通过传统的信道估计方法估计出来的。
10.根据权利要求8所述的一种无线接收机的多用户检测方法，其特征在于所述的σ是背景噪声方差，可以设置为包括零的一个常数。
全文摘要
本发明涉及一种无线接收机的多用户检测方法，用于码分多址系统简化的叠代干扰抵消接收机，可有效抑制多用户干扰，提高系统容量，特别在和译码联合的情况下，效果更好。包括A.对应每一个用户至少设置一软输入软输出(SISO)模块及一变换模块；B.设置叠代次数M和叠代次数参量n；C.令n等于1，由SISO模块对经RAKE接收机合并输出的结果信号进行符号判决；D.根据符号判决结果对输入的经离散化后的接收信号进行并行干扰抵消并输出似然比值；E.令n增加1，由变换模块对SISO模块输出的符号判决结果进行变换后再反馈输入SISO模块，然后执行步骤D、E，直至n＝M时停止。
文档编号H04B1/69GK1398053SQ0112049
公开日2003年2月19日 申请日期2001年7月19日 优先权日2001年7月19日
发明者王小东, 周小波, 曲秉玉 申请人:华为技术有限公司