专利名称：有多通道校正的分层延迟锁定环码跟踪系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及接收伪随机噪声调制的信号的接收机，如用在导航系统的接收机，更具体说，是涉及基于保持码锁定的延迟锁定环分层的接收机。
背景技术：
各种无线导航系统被用于提供地理位置信息和时间信息。这些系统的例子包括美国的全球定位系统(GPS)和俄罗斯全球导航系统(GLONASS)。这些系统依赖于环绕地球轨道的卫星。能从这些系统导出的精确导航信息包括三维的位置、速度、和时间。一般情况下，要在四个维度(纬度、经度、高度、和时间)上精确定位，需要从至少四个卫星接收信号。接收机一旦测量了相应信号的传播延迟，通过对每一延迟乘以光速，可以计算到每个卫星的距离。然后，求解含有各测量距离和已知卫星位置的一组四个方程，可以算出位置和时间。系统的高精度性能，是靠装载在卫星上的原子时钟，以及持续地监控并校正卫星时钟与轨道参数的地面跟踪站来保持。
在GPS系统中，每一卫星发送两个直接序列编码的扩频信号载频1.57542GHz的L1信号和载频1.2276GHz的L2信号。L1信号包括两个按90°相差调制的相移键控(PSK)扩频信号P-码信号(“P”代表“精密”)和C/A-码信号(“C/A”代表“粗略/捕获”)。L2信号只包括P-码信号。该P-码和C/A-码是对载波进行调制的重复的伪随机比特序列。这些比特按扩频的说法，被称为“码片”。这些码的类时钟性质，被接收机用来进行时间延迟测量。每一卫星的码是唯一的，能使接收机区别来自各个卫星的共享同一公共载波频率的各个信号。同时还有每秒50比特的数据流，对每个卫星的每一载波进行调制，该数据流包含关于系统状态的信息和导航计算必要的卫星轨道参数。P-码信号是加密的，只能由机密用户解密。C/A信号则供一切用户使用。
在GPS接收机中执行的操作，绝大部分与任何直接序列扩频接收机执行的操作相同。要从每一信号中除去伪随机码调制的扩频效应，必须用时间对准的、本机产生的该码的副本相乘，按被称为消扩频的方法处理。因为在接收机启动时，合适的时间对准，或码相位，是不知道的，因此必须在初始的捕获阶段搜索。一旦找到，因为该卫星是相对于用户移动的，所以在接收机操作的跟踪相位的时间中，必须保持合适的码时间对准，亦称“码锁定”。
一旦消扩频后，每一信号在某一低频率上包括每秒50比特的PSK信号。因为卫星与用户间的相对运动产生的Doppler频移，还因为接收机本机时钟的误差，该频率是不确定的。所以在初始信号捕获过程中，必须在该允许的不确定频率范围内搜索该信号。一旦近似确定了该Doppler频率偏移，载波解调可以通过数字处理方法，对它进行补偿。
至此说明的绝大部分功能，都是用数字装置完成的。在高速的A/D转换之后，使用由微控制器控制的专用硬件进行消扩频。该微控制器还执行另外的数字处理任务，例如数据的检测、定时的恢复、和导航。
一种通常用来保持码时间对准的机构，被称为“延迟锁定环”(DLL)。一种用本机产生的伪随机噪声码信号超前的、当前的、及滞后的版本，与接收的复合信号进行相关的DLL跟踪系统，通常被用来保持每一信道中的码锁定。不管是多通道传播，也不管接收机的突然运动，必须保持码锁定。
该种DLL，首先由Spilker引进(J.J.Spilker Jr.，“GPSStructure and Performance Characteristics.”Navigation Vol.，25 No.2PP.121-146(1978))，它基于接收机产生的伪随机噪声码的两个时移版本，即超前版本和滞后版本，与输入的信号的相关操作。图1画出输入信号与伪随机噪声码之间理想的规格化相关函数。图1中，横轴是输入信号与接收机码发生器之间的时延，以Tc，即码的码片时间为单位。当接收机的码发生器与输入信号准确同步时，相关函数几乎为1。当接收机的码发生器领先于或滞后于输入信号大于Tc时，相关函数几乎为零。(例如在GPS C/A-码信号中，码片的“信号出现时间”的长度为1023码片，所以相关函数在领先或滞后大于Tc时是-1/1023，而在完全同步时是1)。在中间，相关函数是线性的。在大多数现有技术的接收机构造中，开始时，超前(E)和滞后(L)的相关定时不同，差2Δ＝Tc，如图1所示。具体说，图1是在当前相关与输入信号准确地同步时，即在时间零时，画出超前相关和滞后相关相对于输入信号的定时，该当前相关实际上是用来对输入信号消扩频的，并且是在时间准确为超前相关和滞后相关的中点处执行消扩频的。在完全同步时，超前相关和滞后相关之差为零。在当前相关领先或滞后于完全同步时，超前相关和滞后相关之差如图2标记“k＝1”的曲线所示。该曲线是在保持图1中标记“E”和“L”两竖直线之间的间隔为2Δ＝Tc的同时，把两线向左和向右滑移而产生的，并作为该两线中点的时间的函数，画出“E”线长度和“L”线长度之差。为了显而易见的理由，该曲线被称为“S-曲线”。该曲线给出输入信号与接收机码发生器之间的定时失配。
图3是现有技术相干延迟锁定环跟踪系统10的方框图。各箭头表明数据流动方向。伪随机噪声码由码发生器12产生。在当前乘法器14、超前乘法器16、和滞后乘法器18中，用该码乘输入信号C(t)。输入超前乘法器16的码，比输入当前乘法器14的码领先Δ(方框24)。输入滞后乘法器18的码，比输入当前乘法器14的码延迟Δ(方框26)。超前乘法器16、当前乘法器14、和滞后乘法器18的输出，经低通滤波(分别由方框20、21、和22表示)。低通滤波器20与22的输出都是相关信号，把它们相减(方框28)，得到相应的S-曲线值。因此，超前乘法器16与低通滤波器20一起构成超前相关器；同样，滞后乘法器18与低通滤波器22一起构成滞后相关器。S-曲线值是控制信号，经过环滤波器30变换为正比于时移的控制电压，该控制电压必须加在码发生器12产生的码上，以获得与输入信号C(t)同步。该控制电压加在VCO32上。VCO32的输出是驱动码发生器12的码相位信号。延迟环跟踪系统10构成DLL的专用部分，由虚线框34标出。
环滤波器30和VCO32，各以一种或多种状态变量表征，码相位本身属VCO32状态变量之一。环滤波器30任何时间的输出，都依赖于来自减法框28的输入和各状态变量的瞬时值。各状态变量本身可以是时间的动态函数，也可以设定和从外部读入。例如，可以在环滤波器30中实现一个状态变量等于Doppler频移。从和向环滤波器30和VCO32读出和写入的功能，在图3中用有三个箭头的双线箭头36表示。
各种非相干的DLL也是人们熟知的。非相干DLL除了在方框28中减去低通滤波器20和22输出的绝对值外，与DLL34全同。
已知使用间隔2Δ等于Tc来产生S-曲线，可以在抵抗随机噪声干扰与抵抗接收机运动干扰两者之间，提供良好的折衷选择。可以证明，码相位因随机噪声而产生的方差，正比于Δ。该折衷选择在于，窄的间隔使系统对因接收机的突然运动而失锁更为敏感。图2画出Δ等于2-k(k＝1、2、3、4和5)的S-曲线。图上如实标明k＝1、k＝2、和k＝3的曲线。应当指出，所有五条曲线都是线性的，在各自的区间[-Δ，Δ]内有斜率2/Tc。关于k＞1时失锁敏感度的增加，是由于相应S-曲线的平坦部分引起的。在许多现有技术接收机的构造中，在捕获信号之后，把2Δ降低至Tc以下，以减小由随机噪声引起的跟踪误差，却又使系统更易受失锁的损害。
因此广泛认识到，在接收伪随机噪声调制的信号的接收机中，建立一种保持码锁定的系统和方法，把抵抗因具有宽相关间隔的DLL接收机的运动而产生的失锁干扰，与抵抗随机噪声及因具有窄相关间隔的DLL的多通道传播干扰，结合起来，是有必要的，且将是极其有用的。
发明内容
按照本发明，是提供一种跟踪输入信号的方法，该信号包含多个有确定码片持续时间的码片，本方法包括的步骤为(a)产生一个码的多个实例(instance)，各实例是分层排序的，实例中有一第一实例，使不同于第一实例的每一实例，都有一前置实例；(b)对每一实例，把输入信号与该码相关，产生一超前相关与一滞后相关，超前相关在时间上领先于滞后相关某一确定倍数的码片持续时间，于是，对不同于第一实例的每一实例，其倍数少于前置实例相应的倍数，从而产生代表输入信号与码之间定时失配的控制信号；(c)对每一实例，把控制信号变换为码相位信号，该码相位信号是相应码片持续时间倍数的函数，不同于第一实例的每一实例的码相位信号，既与控制信号有关，也与前置实例的码相位信号有关；和(d)通过把各码相位信号外推至码片持续时间倍数为零，把各码相位信号变换为一组合的码相位信号。
按照本发明，是提供一种跟踪输入信号的方法，该信号包含多个有确定码片持续时间的码片，本方法包括的步骤为(a)产生一个码的多个实例；(b)对每一实例，把输入信号与该码相关，产生一超前相关与一滞后相关，超前相关在时间上领先于滞后相关某一确定倍数的码片持续时间，从而产生代表输入信号与码之间定时失配的控制信号；(c)对每一实例，把控制信号变换为码相位信号，该码相位信号是相应码片持续时间倍数的函数；和(d)通过把各码相位信号外推至码片持续时间倍数为零，把各码相位信号变换为一组合的码相位信号。
按照本发明，是提供一种跟踪输入信号的方法，该信号包含多个有确定码片持续时间的码片，本方法包括的步骤为(a)产生一个码的多个实例，各实例是分层排序的，实例中有一第一实例，使不同于第一实例的每一实例，都有一前置实例；(b)对每一实例，产生代表输入信号与码之间定时失配的控制信号；(c)对每一实例，把控制信号变换为码相位信号；和(d)如果各码相位信号彼此不同，则按照一种把输入信号与码相关的分段线性模型，把各码相位信号变换为一组合的码相位信号。
本发明利用相关间隔依次变窄的DLL分层，达到所述目标。在除去有最宽相关间隔之外的所有DLL中，把VCO32获得的码相位，与现在正被DLL使用的具有次最宽相关间隔的码相位比较，并作相应的调整。最好是，在分层中有四个DLL，相关间隔2Δ分别为Tc、Tc/2、Tc/4、和Tc/8。
Fenton在美国专利No.5,414,729中，为了计及多通道失真，还利用输入信号与若干个伪随机噪声码实例相关，每一实例相对于输入信号移动Tc的不同分数，把各相关与一多通道失真模型拟合；但是该各相关是独立地计算的，且与某一相关有关的码相位不被用来约束另一相关的码相位，这与本发明不同。
Fenton使用的多通道失真模型颇为复杂，他用多个多通道信号的相对时间延迟和相对相位等参量表示。本发明的内容包括简单得多的计及多通道失真的方法，用相关函数的简单的分段线性模型产生，不明显使用多通道信号参量来表示本模型的参量。
在本文中，仅通过举例的方式，参照
本发明，其中图1是输入信号与伪随机噪声码之间的相关函数曲线；图2是与图1相关函数对应的S-曲线图；图3是现有技术延迟锁定环的方框图；图4是本发明分层DLL跟踪系统的高度概括的方框图；图5表明本发明的较可取算法的动机；图6说明多通道误差产生的原因；图7说明，当存在多通道误差时，输入信号与伪随机噪声码之间相关函数的分段线性模型；图8是本发明另一个分层DLL跟踪系统的高度概括的方框图。
具体实施例方式
本发明是一种接收伪随机噪声调制的信号的接收机，该种接收机比类似的现有技术接收机更能抵抗各种误差源的干扰。具体说，本发明能够用作导航接收机，例如用在GPS导航系统中。
参照各图及所附说明，可以对本发明的导航接收机的原理和操作，有更好的了解。
再次参考附图。图4是本发明分层DLL跟踪系统40的高度概括的方框图，包括四个DLL44、46、48、和50。每一DLL用它的相关间隔之半Δk标记在DLL44中是Δ0，通常是Tc/2；在DLL46中，Δ1＜Δ0；在DLL48中，Δ2＜Δ1；以及在DLL50中，Δ3＜Δ2。全部四个DLL的输入，都是输入信号C(t)。各DLL44、46、48、和50，基本上与图3的DLL34全同，包括各种设备，标记“s0”、“s1”、“s2”、和 “s3”的有双箭头的箭头，表示与逻辑块60交换状态变量Sk。逻辑块60还从DLL44、46、48、和50接收代表码相位的信号dk，该码相位信号必须加在码发生器12产生的码上，以获得与输入信号C(t)同步。在跟踪系统40最简单的实施办法中，信号dk是来自VCO32的码相位本身。标记“d0”的箭头，是单箭头，表明码相位信号d0仅从DLL44输出。标记“d1”、“d2”、和“d3”的箭头，是双箭头，表明对每一k＞0，逻辑块60把码相位信号dk与码相位信号dk-1比较，并据此调整dk。
图4画出DLL44的码发生器12的输出，输入至当前乘法器14，用于对输入信号C(t)消扩频。任何一个DLL44、46、48、和50的码发生器12的输出，都可以用来消扩频。使用宽Δk的DLL码发生器12的输出来消扩频，提供对码失锁的抵抗力。使用窄Δk的DLL码发生器12的输出来消扩频，提供对随机噪声的抵抗力。
图5A和5B表明，根据dk-1来调整码相位信号dk，k＞0，的较可取算法的动机。该算法背后的原理是，输入信号与伪随机噪声码之间的相关函数，必然是单值函数。由于诸如多通道传播等系统效应，不像图1理想的相关函数，真正的相关函数不是对称的，而是非对称的，如图5A所示。当DLL44已经收敛于码锁定时，DLL44的超前与滞后相关器产生全同的相关，于是在相关函数上的对应点，是在水平线130两端标记“E”和“L”的那些点，分开的间隔是2Δ0＝Tc。同样，当DLL46已经收敛于码锁定时，DLL46的超前与滞后相关器产生全同的相关，于是在相关函数上的对应点，是在水平线132两端标记“ E”和“L”的那些点，分开的间隔是2Δ1＜Tc。DLL44输出的码相位信号d0，等于线130的中点在横轴(时间轴)上的投射点134。DLL46输出的码相位信号d1，对应于线132的中点在横轴上的投射点136。因为线132比线130短，相关函数又是单值的，所以码相位134和136之差必然小于Δ0-Δ1。对码相位134和136之差大于Δ0-Δ1，则相关函数必定是多值的，如图5B所示，这在数学上是不可能的。
因此，码相位信号的调整如下。按明白无误的符号替换，令dk代表分层的第k个DLL第k个码相位本身，而不是代表第k个码相位的信号。令sk代表第k组状态变量。该算法如下IF(dk-dk-1＞Δk-1-Δk)THENdk＝dk-1+(Δk-1-Δk)sk＝sk-1ELSE IF(dk-dk-1＜Δk-1-Δk)THENdk＝dk-1-(Δk-1-Δk)sk＝sk-1ELSE(保持dk和sk不变)END IF符号“＝”表示置换。如果dk与dk-1差别太大，以至于该差别在数学上是不可能的，则假定该第k个DLL已经码失锁，同时在dk- 1的基础上，用数学上允许的极端值代替dk。如果dk是不可靠的，则sk也可以推定为不可靠的，并用sk-1代替。
当存在比直接信号延迟小于2Tc的多通道信号时，总输入信号与伪随机噪声码之间的相关函数不是对称的，而是非对称的，不像图1所示。图6说明该种现象，图中画出直接信号与伪随机噪声码间理想的规格化相关函数(虚线)、强度为直接信号之半而延迟Tc/2的多通道信号与伪随机噪声码间理想的相关函数(点线)、以及总相关函数(实线)，即虚线与点线两曲线之和。虽然直接信号和多通道信号与伪随机噪声码的相关函数，分别是对称的，但它们的和却是不对称的。事实上，总相关函数的线段AB和BC的斜率具有不相同的数值表明，当某半相关间隔Δk小于Tc/3(点A和C间的间隔之半)的DLL收敛于码锁定时，则该DLL输出的码相位信号dk大于零。应当指出，总相关函数的线段AB和CD的斜率符号相反但数值相同，所以半相关间隔在Tc/3与2Tc/3之间(点A和在线段CD上总相关函数取值0.5的点E间的间隔之半)的各DLL，输出的码相位信号全部相同。这一事实提出了总相关函数的简单的分段线性模型，如图7所示。该模型有三段左段FG、中段GH、和右段HI。FG和HI两段的斜率数值相等但符号相反。GH段的斜率，与HI段斜率符号相同，但数值较小。从点H向左投射的水平线，与段FG交于点J。三角形GHJ的底，即线段JH，长度为2L。因此，虽然点G是在直接信号的到达时间T0，但半相关间隔Δ小于或等于L的DLL，产生一直接信号到达时间T的估算值(收敛于码锁定之后的DLL码相位信号)，T与T0的偏差是Δ的线性函数T＝T0+mΔ且该偏差落在线段GP上；还有，半相关间隔Δ大于或等于L的DLL，产生的直接信号到达时间T的估算值，则落在竖直线段PQ上。
现在考虑本发明的分层跟踪系统有K个DLL，具有的ΔK和ΔK- 1＝2ΔK两者都小于L。由DLL K产生的T0的估算值为TK＝T0+mΔK由DLL K-1产生的T0的估算值为TK-1＝T0+mΔK-1＝Y0+2mΔK通过简单的代数运算得T0＝2TK-TK-1因此，按照本发明，用于T0的校正估算值是2TK-TK-1，这里TK是从具有最短半相关间隔的DLL获得的T0的估算值，而TK-1是从具有次最短半相关间隔的DLL获得的T0的估算值。
按照图7的分段线性模型，如果ΔK和ΔK-1两者都小于或等于L，那么T0＝2TK-TK-1的估算值是精确的。如果ΔK小于L，但ΔK-1大于L，那么该估算值由于小于L而不精确。如果ΔK和ΔK-1两者都大于L，那么在线段PQ上的该估算值，由于线段PQ从T0向右位移，所以是不精确的。因此，按照图7的分段线性模型，由本发明提供的对T0的估算值误差，受到上述情况的严格限制。
当然，图7的分段线性模型是总相关函数粗略的过于简化的模型。图7的模型甚至不能反映图6中A点以左或D点以右的相关函数的特征。图6的总相关函数，本身也是真实情况的简化。真实的总相关函数是带宽受限的，从而应有尖锐的转角。此外，真实的总相关函数很可能包括若干多通道信号效应。
因此，在本发明的较可取的实施例中，若干个DLL产生的Tk值，连同各自的半相关间隔Δk，被外推至Δ＝0，以获得T0的校正估算值。如上所述，利用两个DLL的两个Tk值，建立Δ的线性函数模型T(Δ)。利用多于两个DLL的多于两个的Tk值，建立Δ的非线性函数模型T(Δ)。最简单的该种非线性函数，是多项式T(Δ)=Σj=0jαjΔj]]>用K个不同的DLL(J＝K-1)，产生与K个不同半相关间隔Δk(K=1，…，K)对应的K个不同值Tk，可以给出K个未知数的K个方程Tk=T(Δk)=Σj=0jαjΔjk]]>对该K个方程求解这些K个未知系数{αj}，则α0就是需要的T0的估算值。
图8是本发明分层DLL跟踪系统40′的高度概括的方框图。DLL跟踪系统40′类似于DLL跟踪系统40，且在图4和图8中，用相同的参考数字表示该两个跟踪系统相同的部件。DLL跟踪系统40′是DLL跟踪系统40的改进，考虑了总相关函数的多通道失真。跟踪系统40与跟踪系统40′的差别在于，代替用四个DLL44、46、48、和50之一的码发生器12的输出，对输入信号C(t)消扩频，DLL跟踪系统40′如上所述，把各DLL44、46、48、和50的码相位信号dk外推至相关间隔为零，并用该外推码相位信号 来驱动一独立的码发生器12′，用该码发生器12′的输出对输入信号C(t)消扩频。
应当指出，本发明的接收机比本文所说明的包括更多的部件。本文的讨论专注于码跟踪所必需的部件。本发明接收机的所有其他部件，例如用于输入信号的捕获和解调，以产生输入信号C(t)的前端部分，和用本发明的DLL分层输出来导航的后端部分，基本上与现有技术的接收机的对应部分相同。如何把本发明的DLL分层接入常规的导航接收机，对本领域熟练人员是显而易见的。
虽然已经用有限数量的实施例说明了本发明，但很明显，还可以对本发明作许多变化、更改、和其他应用。
权利要求
1.一种跟踪输入信号的方法，该信号包含多个有确定码片持续时间的码片，该方法包括步骤(a)产生码的多个实例，所述实例是分层排序的，所述实例中有一个第一实例，使不同于所述第一实例的每一所述实例，都有一前置实例；(b)对每一所述实例，把输入信号与所述码相关，产生一超前相关和一滞后相关，所述超前相关在时间上领先于所述滞后相关某一确定倍数的码片持续时间，于是，对不同于所述第一实例的每一所述实例，所述倍数少于所述前置实例相应的所述倍数，从而产生代表输入信号与所述码之间定时失配的控制信号；(c)对每一所述实例，把所述控制信号变换为码相位信号，该码相位信号是相应的所述码片持续时间倍数的函数，不同于所述第一实例的每一所述实例的所述码相位信号，既依赖于所述控制信号，也依赖于所述前置实例的所述码相位信号；和(d)通过把所述各码相位信号外推至所述码片持续时间倍数为零，把所述各码相位信号变换为一组合的码相位信号。
2.按照权利要求1的方法，其中所述每一实例的所述产生，包括应用所述码相位信号来降低所述定时失配。
3.按照权利要求1的方法，其中所述控制信号是所述超前相关与所述滞后相关之差。
4.按照权利要求1的方法，其中，对不同于所述第一实例的每一所述实例，从所述控制信号到所述码相位信号的所述变换，是通过以下步骤完成的(i) 把所述控制信号变换为初步的码相位信号；(ii) 把所述初步码相位信号与所述前置实例的所述码相位信号比较；和(iii)如果所述初步码相位信号与所述前置实例的所述码相位信号的偏差超过某一确定阈值，则用所述前置实例的所述码相位信号的某一函数，作为所述每一实例的所述码相位信号。
5.按照权利要求4的方法，其中所述函数，是所述前置实例的所述码相位信号，与所述阈值乘所述偏差符号之积的和。
6.按照权利要求5的方法，其中，对不同于所述第一实例的每一所述实例，所述阈值等于下述两者之差，即所述前置延迟锁定环的所述码片持续时间的所述倍数之半，与所述每一延迟锁定环的所述码片持续时间的所述倍数之半之差。
7.按照权利要求1的方法，其中，对不同于所述第一实例的每一所述实例，从所述控制信号到所述码相位信号的所述变换，是通过以下步骤完成的(i) 把所述控制信号变换为初步的码相位信号；(ii) 把所述初步码相位信号与所述前置实例的所述码相位信号比较；和(iii)如果所述初步码相位信号与所述前置实例的所述码相位信号的偏差超过某一确定阈值，则用所述前置实例的所述码相位信号的某一函数，作为所述每一实例的所述码相位信号。
8.按照权利要求7的方法，其中所述函数，是所述前置实例的所述码相位信号，与所述阈值乘所述偏差符号之积的和。
9.按照权利要求1的方法，其中从所述控制信号到所述码相位信号的所述变换，是用环滤波器完成的。
10.一种跟踪输入信号的方法，该信号包含多个有确定码片持续时间的码片，该方法包括步骤(a)产生码的多个实例；(b)对每一所述实例，把输入信号与所述码相关，产生一超前相关和一滞后相关，所述超前相关在时间上领先于所述滞后相关某一确定倍数的码片持续时间，从而产生代表输入信号与所述码之间定时失配的控制信号；(c)对每一所述实例，把所述控制信号变换为码相位信号，该码相位信号是相应所述码片持续时间倍数的函数；和(d)通过把所述各码相位信号外推至所述码片持续时间倍数为零，把所述各码相位信号变换为一组合的码相位信号。
11.一种跟踪输入信号的方法，该信号包含多个有确定码片持续时间的码片，该方法包括步骤(a)产生码的多个实例，所述实例是分层排序的，所述实例中有一个第一实例，使不同于所述第一实例的每一所述实例，都有一前置实例；(b)对每一所述实例，产生代表输入信号与所述码之间定时失配的控制信号；(c)对每一所述实例，把所述控制信号变换为码相位信号；和(d)如果所述各码相位信号彼此不同，则按照把输入信号与所述码相关的分段线性模型，把所述各码相位信号变换为一组合的码相位信号。
全文摘要
一种接收伪随机噪声调制信号的接收机，使用延迟锁定环(DLL)的分层来保持码的锁定。分层中每一DLL(44、46、48、50)产生一代表输入信号与一外部产生的伪随机噪声码之间定时失配的控制信号(s
文档编号H04B1/707GK1401083SQ01805111
公开日2003年3月5日 申请日期2001年1月19日 优先权日2000年2月16日
发明者阿卡迪·莫里维史特曼 申请人:英芬能技术公司