专利名称：Atsc-hdtv栅格译码器中ntsc干扰抑制的递归度量的制作方法
技术领域：
本发明涉及接收高清晰度电视(HDTV)信号的视频信号接收机，具体而言，涉及到解调和梳状滤波以后采用栅格译码器对收到的VSB调制HDTV信号进行译码，以抑制NTSC同信道干扰这样一个问题。
背景技术：
在数据传输系统中，将音频和视频电视(TV)数据这样的数据传送给多个接收机。在电视信号传输系统这个领域里，当前的NTSC(国家电视系统委员会)传输标准正在被叫做HDTV，或者ATSC+HDTV标准的更高质量的系统所取代(见美国高级电视系统委员会，ATSC数字电视标准，文献号A/53，1995年9月16日)。这种HDTV信号是美国大联盟提出的VSB调制(残留边带)类型的信号。
这种ATSC-HDTV标准需要8-VSB调制传输系统，它要采用前向纠错(FEC)技术，作为提高系统性能的一种手段。现在参考图1，其中画出了HDTV传输系统100前向纠错(FEC)部分的一个简化框图。系统100在发射机一侧101有一个Reed-Solomon编码器103，后面是一个字节交织器104和一个栅格编码器105。在接收机一端121有对应的栅格译码器125、字节去交织器124和Reed-Solomon译码器123。
在这样一个系统中，首先采用确定的代码或者编码方案，比如卷积码或者栅格码，通过栅格编码器105对数据信号进行编码。所采用的栅格码是2/3速率TCM(栅格编码调制)码，就象ATSC数字电视标准所描述的一样。这一代码的实现是用1/2速率的4态卷积码编码器对一个比特进行编码，然后加上用不同方式预先编码的FEC未编码位。随后用调制器106将三个编码器的每一组输出转换成一个8-VSB调制器码元，通过给定的通信信道和传输媒介150传输。例如，调制和编码后的HDTV信号可以作为陆地RF信号向空中发射。传输的信号包括表示HDTV图像的数据和多级码元形式的其它信息，它们形成连续字段构成的群，每个字段都有一个字段分段、多个数据分段和有关的同步部分。
HDTV接收机121接收发射的信号。解调器126用于对信号解调，获得解调后的基带信号；栅格译码器125用于对解调后的信号进行译码，获得原始数据。
由于在许多年内NTSC和HDTV信号会在陆地广播信道中共存，因此接收机121能够抑制可能的NTSC同信道干扰是非常重要的。NTSC干扰的抑制可以采用添加到解调器中的NTSC抑制滤波器，比如梳状滤波器，来实现。这种梳状滤波器一般都是在NTSC载波上或者附近具有信号衰减零点的一个12码元单抽头延迟线。
这样，当HDTV接收机检测到NTSC同信道干扰的时候，它就在栅格译码之前对解调后的信号进行滤波，去掉NTSC同信道干扰，否则它就会造成干扰。对于非NTSC干扰，为了避免不必要的滤波和这种滤波带来的不必要的影响，不使用梳状滤波器。
没有检测到任何NTSC干扰的时候，AWGN(加性白化高斯噪声)信道的最优栅格译码器是具有欧几里得度量的4态维特比译码器。参考G.Ungerboeck于1982年1月在第IT-28卷IEEE信息论杂志第55～67页发表的文章“多级/相位信号信道编码”。于是，在进行译码的时候，栅格译码器125一般都采用欧几里得度量，没有NTSC干扰的时候它能够进行最优译码。但是存在NTSC干扰的时候，NTSC抑制(梳状)滤波器的使用会导致噪声(加性有色高斯噪声)相关，从而使最优栅格译码器复杂得多。因此，一般都在没有任何NTSC同信道干扰的时候采用这样一个最优栅格译码器，无论什么时候，只要进行NTSC抑制滤波，就采用部分响应栅格译码器。
这些系统在栅格编码(译码)中进行12个段内交织(去交织)处理，其中使用了12个相同的编码器(译码器)。这样就允许在NTSC干扰情形中将栅格译码器202作为一个8态(部分响应)栅格译码器，在非NTSC干扰情形中将它用作一个4态(最优)栅格译码器。通过采用12个编码器/译码器进行交织处理，NTSC干扰情形中栅格译码器每个相同的译码器都把梳状滤波器看作有一个1码元延迟线(而不是12个)。这种结构的优点是可以用一个8态维特比译码器来实现最优栅格译码器。参考1995年10月4日美国先进电视系统委员会的“ATSC数字电视标准使用指南，文献A/54”。
现在参考图2，其中栅格译码器125的12个串联译码器中的每一个的框图说明图1所示系统100的接收机在有和没有NTSC干扰的情况下所进行的HDTV栅格译码。从解调器126(图1)收到码元级的信号数据。在第一条(NTSC干扰)路径中，用NTSC抑制(梳状)滤波器201对解调后的信号进行滤波，然后用部分响应8态栅格译码器202对经过了滤波、解调以后的这个信号进行译码。这个8态译码器202从它的输入端接收一个部分响应信号加噪声，因为它经过了梳状滤波。从8-VSB码元得到的这个部分响应信号也叫做15-VSB，因为它有15个幅度电平。在第二条(非NTSC干扰)路径中，解调后的信号不经过滤波，直接由最优4态栅格译码器203进行译码。开关204根据是否检测到NTSC干扰来选择适当的译码信号。
显然，只有一个栅格译码器125被用来实现8态栅格译码器202和4态栅格译码器203，具体情况取决于解调器126是否检测到了NTSC干扰。栅格译码器125也可以只包括单个的译码器202、203，根据是否检测到NTSC干扰来选择它们中间的一个。此外，在解调器126中还有梳状滤波器201。当解调器126检测到NTSC干扰的时候，由解调器126选择它或者使用它。这样，当解调器126检测到NTSC干扰的时候，它输出一个经过了梳状滤波和解调的信号给译码器125，还告诉泽码器125已经检测到了NTSC干扰，从而使译码器125能够使用这个8态栅格译码器202。反过来，当解调器126没有检测到NTSC干扰的时候，它输出一个没有经过梳状滤波的解调后的信号给译码器125，不告诉译码器125检测到了NTSC干扰，从而使译码器125能够使用4态栅格译码器203。这一功能在图2所示的流程图中说明。
目前，最优4态栅格译码器2 03和部分响应8态栅格译码器202都采用欧几里得度量或者它的某个变种。在译码器204的非NTSC干扰情形中，如上所述，这样做会得到最优栅格译码器和最优结果。但是相对于非NTSC干扰情形，具有欧几里得度量的8态栅格译码器202的性能会下降大约3.0～3.75dB。Markman等等于2000年6月26日提交的第09/603655号共同未决专利申请描述了一种性能优于欧几里得度量的次优截断非欧几里得栅格译码器度量。具体而言，它的两个最简单的方式相对于欧几里得度量有1.0～1.5dB的改善。
发明内容
本发明的信号处理方法被用于接收有数字数据的栅格编码信号的系统中。对收到的信号进行解调，产生一个信号，它能够用欧几里得度量进行栅格译码。将解调后的信号进行滤波，产生有相关噪声的输出。用递归非欧几里得度量对滤波以后的信号进行栅格译码。
图1是HDTV传输系统FEC部分的一个简化框图；图2是说明图1所示接收机在有和没有NTSC干扰的情况下所进行的HDTV栅格译码的栅格译码器12个串联译码器中每一个的框图；图3进一步说明采用本发明一个优选实施方案的图1所示的接收机；图4说明美国的大联盟HDTV系统中VSB调制信号的数据帧格式；图5是一个简化框图，它说明图1所示HDTV传输系统为NTSC干扰情形确定最优非欧几里得度量的一个方面；图6是误码率(BER)随比特能量-噪声密度比(Eb/N0)的变化曲线，它说明本发明中递归栅格译码器度量的性能；图7是说明本发明中递归1栅格译码器度量性能的BER-Eb/N0曲线图；图8是说明本发明中绝对递归1栅格译码器度量性能的BER-Eb/N0曲线图；图9是说明本发明中递归r栅格译码器度量性能的BER-Eb/N0曲线图；和图10是说明本发明中绝对递归r栅格译码器度量性能的BER-Eb/N0曲线图。
具体实施例方式
本发明提供一种改进了的度量，用于美国采用的ATSC陆地广播标准中HDTV接收机的栅格译码器。具体而言，用梳状滤波器处理收到的HDTV信号，去掉NTSC同信道干扰的时候，本发明利用最优和次优栅格译码器度量的递归非欧几里得族。如同下面将更加详细地介绍的一样，对于NTSC干扰和因此而采用梳状滤波器这种情形而言，公开的这一递归度量比欧几里得度量性能更好。另外，度量的递归族比前面提到的Markman等的共同未决美国申请中描述的截断度量性能更好。ATSC-HDTV接收机和栅格译码现在来看图3，其中画出了一个框图，用来更加详细地说明本发明的一个优选实施方案中，系统100的接收机121。利用HDTV接收机121，用输入网络314处理陆地广播模拟输入HDTV信号，该网络314包括RF调谐电路和中频(IF)处理器316，它有一个双转换调谐器，用于产生IF通带输出信号，还有一个合适的自动增益控制(AGC)电路。收到的信号是抑制了载波的8-VSB调制信号，就象大联盟建议的，用于美国的一样。这样一个VSB信号用一维数据码元星座表示，其中只有一个轴上有接收机要恢复的量化数据。为了简单起见，图3中没有画出用于同步功能框的时钟信号。
从携带码源形式数字信息的调制信号恢复数据一般都要求接收机具有三种功能码元同步的定时恢复，载波恢复(频率解调到基带)和信道均衡。定时恢复就是将接收机同步到发射机时钟的一个过程。这样就允许在最优的时间点对收到的信号采样，以减小对收到的码元值进行判决引导处理会产生的限幅误差。载波恢复是这样一个过程，收到的RF信号下变频到较低中频(例如接近基带)以后，频率偏移到基带，以恢复调制基带信息。自适应信道均衡是补偿信号传输信道中状况和干扰不断变化的一个过程。这一过程通常都用滤波器来消除传输信道中与频率有关的时变特性产生的幅度和相位失真，以提高码元判决能力。
就象1994年4月14日的大联盟HDTV系统规范所描述的一样，VSB传输系统用图4所示预先确定的数据帧格式传送数据。现在参考图4，其中画出了美国大联盟HDTV系统中VSB调制信号的数据帧格式。在抑制的载频上给发射的信号添加一个很小的导引信号，以帮助VSB接收机进行载波锁定。如图4所示，每个数据帧都有两个字段，每个字段都有313个832多级码元的分段。每个字段的第一个分段叫做字段同步分段，剩下的312个分段叫做数据分段。数据分段通常都包括MPEG兼容数据包。(例如国际标准化组织(ISO)ISO/IEC 11172运动图像专家组-1标准(MPEG-1)；或者ISO/IEC 13818(MPEG-2)标准。)每个数据分段都有一个四码元分段同步字符，后面是828个数据码元。每个字段分段都有一个四码元分段同步字符，后面是一个字段同步部分，包括一个预先确定的511码元伪随机数(PN)序列和三个预先确定的63码元pN序列，它中间的一个在连续的字段中翻转。一个VSB模式控制信号(给出VSB码元星座大小)紧跟最后的63码元PN序列，它后面是96个保留码元以及从前面的字段复制下来的12个码元。
再参考图3，用一个模数转换器(ADC)319将来自IF单元316的通带IF输出信号转换成过采样数字码元数据流。从ADC 319输出的过采样数字数据流用一个全数字解调器/载波恢复网络322解调到基带。这是根据收到的VSB数据流中的小参考导引载波通过一个全数字锁相环(PLL)来完成的。单元322产生一个输出I-相解调码元数据流，本领域中的技术人员会明白这一点。
ADC 319用21.5MHz的采样时钟，也就是接收码元速率的两倍，对输入的10.76兆码元每秒的VSB码元数据流进行过采样，从而提供过采样的21.52兆样本每秒的数据流，每个码元有两个样本。利用每个码元样本有两个样本进行处理，而不是用一个码元一个码元的(每个码元一个样本)码元进行处理，就能够随后用例如DC补偿单元326和解调器126的NTSC干扰检测器进行有关的处理。
与ADC 19和解调器22连接的是一个分段同步和码元时钟恢复网络324。网络24从随机数据中检测和分离每个数据帧的重复数据分段同步部分。分段同步被用于重新产生相位适当的21.52MHz时钟信号，用于ADC 319控制数据流码元采样。显然，网络324利用短缩的两码元相关基准模式和连接的两码元数据相关器来检测所述分段同步。
DC补偿单元326利用一个自适应跟踪电路，从解调后的VSB信号去掉DC偏移分量。单元28通过将收到的每个数据分段与接收机存储器中储存的理想字段基准信号进行比较，检测数据字段同步部分。除了字段同步以外，字段同步信号为信道均衡器334给出一个训练信号。
NTSC干扰检测和抑制是用解调器126的单元201完成的。然后，用信道均衡器对信号进行自适应均衡处理，这个均衡器能够结合盲模式、训练模式和判决模式进行工作。均衡器334可以是大联盟HDTV系统规范，以及W.Bretl等于1995年8月在IEEE消费电子杂志上发表的文章“大联盟数字电视接收机的VSB调制解调器子系统设计”中所描述的那种类型。送到均衡器334之前，梳状滤波器201的输出数据流被下变频到一个样本/码元(10.76兆码元每秒)的数据流。这个下变频可以用适当的向下采样网络(为了简单起见，图中没有画出)来实现。
均衡器334校正信道失真，但是相位噪声会使码元星座发生随机转动。相位跟踪网络336去除均衡器334输出信号中的残留相位和增益噪声，包括前面的载波恢复网络根据导引信号没有能够去掉的相位噪声。在栅格译码器125之前图3中的所有部分，也就是314、316、319、322、324、326、328、201、334和336，都用图1中的解调器方框126表示。
然后用单元125对解调器126的相位跟踪网络336输出的经过了相位校正以后的信号进行栅格译码，用单元124去交织，用单元123进行Reed-Solomon纠错，用单元127去置乱(去除随机化)。然后用单元350对译码得到的数据流进行音频、视频和显示处理。
调谐器314、IF处理器316、字段同步检测器328、均衡器334、PLL 336、栅格译码器125、去交织器124、Reed-Solomon译码器123和去置乱器127可以采用上面提到的Bretl等于1994年4月4日的文章“大联盟HDTV系统规范”所描述的那种类型。适合于实现单元319和350的功能的电路大家都非常了解。
单元322中的解调是用全数字自动相位控制(APC)环路实现的，从而进行载波恢复。PLL利用导引部分作为基准进行初始捕获，用普通的相位检测器进行相位捕获。导引信号嵌入收到的数据流中，其中包括呈现随机、噪声一样的数据。解调器APC环的滤波基本上不考虑随机数据。输入ADC 319的10.76兆码元每秒的信号是一个线性基带信号，VSB频谱的中心在5.38MHz，导引部分位于2.69MHz。输入的数据流被ADC 319以21.52MHz进行两倍过采样。在单元322输出的解调数据流中，导引部分被频移到DC。
在一个实施方案中，解调器126用数字解调单元322进行解调，当它检测到NTSC同信道干扰的时候，它就启动梳状滤波器201进行NTSC同信道干扰抑制；否则就不启动梳状滤波器201，不对信号进行滤波。如同上面参考图2所进行的描述一样，栅格译码器单元125可以实现非NTSC干扰情形中的最优4态栅格译码器203，和NTSC干扰情形中的部分响应8态栅格译码器202。栅格译码器125的最优栅格译码器203采用欧几里得度量，栅格译码器125的部分响应栅格译码器202采用本发明中的最优和次优度量中的递归、非欧几里得族，就象下面将详细介绍的一样。NTSC干扰情形下的最优非欧几里得度量本发明提供这样一族度量，这里将它们叫做递归度量，对于NTSC干扰情形，它比欧几里得度量更适合。通过配置部分响应栅格译码器202，采用本发明的递归度量，就能够在NTSC干扰情形中收回梳状滤波器201性能上的3.0～3.75dB损失。已经发现递归度量是这种情况下的最优度量。在递归度量中，当前的度量项是前面的度量项加上另一项的函数。这样就在前面的项上有了递归。
如上所述，在ATSC-HDTV标准中的ATSC-HDTV栅格译码器里，存在NTSC干扰的时候欧几里得度量不是最优的，原因是用NTSC抑制滤波器201抑制检测到的NTSC同信道干扰的时候引入了相关噪声，从下面的讨论可以看到这一点。
为了得到部分响应栅格译码器的最优度量，首先分析部分响应信号是有用的。现在参考图5，其中画出了一个简化框图500，说明图1所示HDTV传输系统中，在NTSC干扰情形下确定最优非欧几里得度量的一个方面。图5画出的是系统100发射机101的栅格编码器105，解调器126(图1、2)的梳状滤波器201，以及解调器125(图1、2)的8态部分响应栅格译码器202，在NTSC干扰情形中被接收机212采用。在图5中，x是数据输入序列；z是编码器输出序列，发射序列，或者码字；w是AWGN噪声序列；r是接收序列；y是抑制滤波器输出序列，x*是译码后的数据序列。对于每个样本(或者码元)i，有以下关系ri＝zi+widzi＝zi-z(i-1)dwi＝wi-w(i-1)(1)yi＝ri-r(i-1)＝dzi+dwi从公式(1)可以看出，栅格译码器202在它的输入端接收一个部分响应信号dzi加噪声。从8-VSB得到的这个部分响应信号叫做15-VSB，因为它有15个可能的幅度值。
长度为n的dwn随机序列的多维高斯概率密度函数(PDF)用公式(2)定义pdw(dwn)=p(dw1)p(dw2/dw1)p(dw3/dw2dw1)…p(dwn/dwn-1…dw1)........(2)]]>={1/((2π)n/2(det[Kdw])1/2)}EXP{-[dwn]TKdw-1dwn/2}]]>其中det[.]表示矩阵行列式，[.]T表示矩阵转置，K-1表示K的逆矩阵，K是长度为n的噪声序列dwn的协方差矩阵。参考Henry Stark & JohnW.Woods的《工程概率、随机过程和估计理论》，第二版(EnglewoodCliffs，N.J.；Prentice Hall，1994)。
将最大似然(ML)判决规则应用于公式(2)中的PDF，我们得到以下最优度量μn=[yn-dzn]TKdw-1[yn-dzn].......(3)]]>因为NTSC干扰情形下梳状滤波器引入了噪声相关，随机高斯噪声序列的协方差矩阵不是与单位矩阵成比例的矩阵，就象非NTSC干扰情形一样。参考上面提到的Stark & Woods的文献。另外，逆协方差矩阵，K-1，将是一个具有非零系数的n×n矩阵。因此，最优度量不是欧几里得度量，当序列长度n增大的时候它的复杂程度增加。这样，NTSC干扰情形下的最优度量可以非常复杂。但是，考虑协方差矩阵K-1相邻样本之间的噪声相关，我们得到最优度量的闭合形式解μn=Σi=1nμi=Σi=1n(Σj=0i-1(1-j/i)dwi-j)2|dw=y-dz........(4)]]>公式(4)具有一个重复结构，当n趋于无穷大的时候，它的复杂性增大。具体而言，每个状态下储存的度量项dw的个数，以及每个状态下加法器/乘法器的个数，随着n线性增大。这种增长会导致它无法实现，除非找到某种更加简单的方式来产生这一度量。NTSC干扰情形下的递归非欧几里得度量在一个实施方案中，本发明充分利用相邻度量项之间的关系，用递归方式实现公式(4)里的最优度量，在译码的时候，栅格译码器202要使用它。这个最优递归度量由下式给出μn=Σi=1nμi=Σi=1n(rwi)2..........(5)]]>rwi=dwi+(i-1)rwi-1/i|dw=y-dz]]>其中n是序列长度；y是收到的部分响应码元加相关噪声；dz是部分响应码元；dw是相关噪声；dwm+1＝...＝dw-1＝dw0＝0，并且rw0＝0。这样，(5)式给出了本发明一个实施方案中的这一族递归度量。
公式(5)中的递归方法显著地降低了公式(4)的复杂程度，因为每个状态现在只有一项rwi-1需要储存，产生rwi值每个状态需要一个加法器/乘法器。栅格分枝现在的复杂性有限，这样一来，实现最优度量就现实得多。在公式5中，“rwi”与当前度量项有关，rwi-1与前一项有关。
公式5给出了长度为“n”的栅格编码序列的递归度量。每一项 都是码元时刻“i”的一个度量项，是rwi的函数。递归项rwi是前一项rwi-1和另一项dwi的函数，它表示当前噪声项。栅格译码器为到达的每个码元计算 ，译码器利用它来计算度量，协助判断发射的码元最可能是什么。这样，译码器尝试恢复正确的发射码元，即使它收到了受到噪声破坏的一个版本。这个度量是译码器的工作基础，它帮助译码器确定发射的正确码元是哪一个。
显然，用栅格译码器202实现本发明中的递归度量类似于以前的HDTV栅格译码器中采用的绝对欧几里得度量的实现，只是进行了适当的调整，因为需要储存前面的度量项。其它递归度量除了公式(5)中的递归度量以外，在其它实施方案中，也可以采用不同的递归度量，比如递归1度量，绝对递归1度量，递归r度量和绝对递归r度量。这些度量比较实际，同时能够保留前面参考公式(5)所介绍的递归度量的实施方案所有的大多数或者全部优点。下面介绍这些不同的递归度量。递归1度量虽然公式(5)给出了实现最优度量一种更加简单的方式，但是它仍然存在分数系数(i-1)/i所带来的问题。但是，随着i增大，这个系数迅速地接近1。在另一个实施方案中，去掉公式(5)中的系数，也就是用常数1替换它们，就能够得到一种简单而实际的实现方法．在这里将这种准最优简单方案叫做递归1度量，它由下式给出μn=Σi=1nμi=Σi=1n(rwi)2...........(6)]]>rwi=dwi+rwi-1|dw=y-dz]]>其中rw0＝0。
用常数1替换系数项(i-1)/i是能够简化硬件的一种近似，当i增大的时候，(i-1)/i趋近于1。绝对递归1度量虽然欧几里得度量有一个平方项，但是采用维特比译码器的时候常常进行的一个近似是将它们要平方的的绝对值定义为度量，去掉这一项的符号，只使用它的幅度。这样就简化了度量的尺寸和有关的硬件，不需要每个状态都有乘法器，或者ROM，代价是性能有所下降。在另一个实施方案中，将一种更加简单的绝对值技术应用于公式(6)的递归1度量，得到的度量在这里被叫作绝对递归1度量，其中的公式(6)变成μn=Σi=1nμi=Σi=1n|rwi|..........(7)]]>rwi=dwi+rwi-1|dw=y-dz]]>其中rw0＝0。递归r度量虽然公式(6)给出了公式(5)中最优度量的一种更加简单的准最优实现，但是必须小心避免部分响应栅格译码器之前定点信号处理中过大的量化/舍入噪声，公式(6)表示的递归1度量表示一个积分器，舍入噪声可能导致它无法收敛。如果度量的收敛很重要，可以采用不存在这个问题的一些其它次优度量。
在另一个实施方案中，用恒定分数系数r替换分数系数(i-1/r)就得到一族次优度量。虽然性能会下降，但是对于特定的实施方案可以选择这一分数系数来保证度量收敛。相对于递归1度量，每个状态下乘法器后面都要跟一个移位寄存器，因而更加复杂。由栅格译码器为每个新码元(样本)计算系数(i-1)/i。在上面讨论的递归1度量中，用1替换这个系数，它是最基本的常数。在递归r度量中，用常数系数r替换它。
特别让人感兴趣的是分数系数r是p/q，其中p＝q-1，q＝2m，并且m＞0这种情形。由于q是2的幂，所以可以用m比特的移位寄存器来实现它。递归r＝p/q度量由下式给出μn=Σi=1nμi=Σi=1n(rwi)2..............(8)]]>rwi=dwi+(p*rwi-1/q)|dw=y-dz]]>其中rw0＝0。
这样，递归r度量也是公式(5)的一个简化，其中的(i-1)/i这一项被常数值r＝p/q替换。这样也能够简化硬件，因为它是一个常数，但是由于它是一个分数，因此能够避开递归1度量可能会碰到的收敛问题。虽然不是最优的，但是递归r度量可以尽可能地接近最优，同时保证收敛。绝对递归r度量递归r度量的另一个实施方案利用了绝对度量的概念来导出一个绝对递归r度量，其中公式(8)成为μn=Σi=1nμi=Σi=1n|rwi|..............(9)]]>rwi=dwi+(p*rwi-1/q)|dw=y-dz]]>在这里rw0＝0。度量性能递归度量用通信系统软件仿真来评估递归度量的性能。针对不同的Eb/N0获得BER(位误码率)随Eb/N0(比特能量与噪声密度的比)变化的曲线。这里的噪声密度是AWGN噪声的噪声密度，而不是NTSC抑制滤波器201输出端的相关噪声的密度。这样我们就能够比较栅格译码器，也就是4态(非NTSC干扰)译码器203和8态栅格译码器202(有NTSC干扰)的性能。在非NTSC干扰情形中采用欧几里得度量时，4态译码器203的性能被看作最优性能的一个基准。
现在参考图6，其中的图600画出了BER随Eb/N0的变化曲线，它说明本发明中递归栅格译码器度量的性能。具体而言，图600说明4态栅格译码器203的BER-Eb/N0(dB)曲线(曲线603)，以及8态栅格译码器202的曲线。这样，4态栅格译码器203的BER-Eb/N0曲线是采用欧几里得度量得到的性能(曲线603)。8态栅格译码器202的BER-Eb/N0曲线是利用这两个度量得到的性能欧几里得度量(曲线602)和本发明中公式(5)的递归度量(曲线601)。这些曲线是在采用度量浮点算法，伪随机二进制输入数据，25个栅格分枝的路径度量存储的维特比译码，以及每个点至少1000个比特误差的情况下获得的。
从图6中画出的曲线能够得出译码器性能的以下结论(1)在感兴趣的BER范围内，相对于非NTSC干扰情形，具有欧几里得度量(曲线602)的8态栅格译码器202(NTSC干扰情形)的性能下降3.0～3.75dB。如上所述，这种下降主要是因为NTSC抑制滤波器201以后的相关噪声的方差是非NTSC干扰路径中AWGN噪声的两倍。这样就导致大约3.0dB的损失。更多的损失来源于此时的噪声是相关的，而欧几里得度量没有利用这一相关特性这样一个事实。
(2)具有递归度量(曲线601)的8态栅格译码器202相对于4态栅格译码器203(曲线603)性能没有任何下降。这样，仿真结果说明这一递归度量对应于最优度量。递归1度量现在参考图7，其中的图700画出的是BER-Eb/N0(dB)曲线，用来说明本发明中(曲线701)递归1栅格译码器度量的性能，并且将它与4态欧几里得度量栅格译码器(非NTSC干扰，曲线702)情形进行比较。通过观察图7中的曲线可以看出，相对于最优度量实际应用中感兴趣的递归1曲线的性能没有下降。绝对递归1度量参考图8，其中的图800画出了BER-Eb/N0(dB)定点曲线，它说明本发明中绝对递归1栅格译码器度量的性能，并且将它与4态绝对欧几里得度量栅格译码器(曲线803)和8态绝对欧几里得度量栅格译码器(曲线802)的性能进行比较。通过观察图8中的三条曲线，关于泽码器性能我们得到如下结论
(1)相对于欧几里得度量(曲线603)，在感兴趣的BER范围内，具有绝对欧几里得度量(曲线803)的4态栅格译码器的性能下降量高达0.25dB。
(2)相对于欧几里得度量(曲线602)，具有绝对欧几里得度量(曲线802)的8态栅格译码器的性能下降了0.5dB。相对于4态栅格和绝对欧几里得度量(曲线803)，它的性能下降量高达3.0～4.0dB。
(3)具有绝对递归1度量(曲线801)的8态栅格译码器相对于4态欧几里得度量(曲线603)，性能下降量高达0.35dB。因此，它完全接近具有绝对欧几里得度量(曲线803)的4态栅格的性能。递归r度量现在参考图9，其中的图900画出了BER-Eb/N0(dB)定点曲线，用来说明本发明中递归r栅格译码器度量对应于几个r值(曲线901～903)的性能，并且将它与4态欧几里得度量栅格译码器(曲线905)和8态欧几里得度量栅格译码器(曲线904)进行比较。观察图9中的曲线，我们得到以下结论(1)具有递归1/2度量(曲线901)的8态栅格译码器相对于具有欧几里得度量(曲线904)的8态栅格译码器有1.5dB的性能改善。这一性能改善对应于相同Eb/N0的情况下BER一个量级以上的改善。另外，递归1/2度量的性能与具有2阶截断度量的性能相似，但是实现起来比较简单，因为每个栅格状态只需要储存一个度量项，以及一个加法器。
(2)具有递归3/4度量(曲线902)的8态栅格译码器的性能比欧几里得度量(曲线904)高2.5dB。
(3)具有递归7/8度量(曲线903)的8态栅格译码器的性能比欧几里得度量(曲线904)高3.0dB。绝对递归r度量现在参考图10，其中的图100画出了BER-Eb/N0(dB)定点曲线，用来说明本发明中绝对递归r栅格译码器度量对于几个r值(曲线1001～1003)的性能，并且将它与4态欧几里得度量栅格译码器(曲线1005)和8态绝对欧几里得度量栅格译码器(曲线1004)进行比较。观察图10中的曲线，我们得到以下结论
(1)具有绝对递归1/2度量(曲线1003)的8态栅格译码器相对于递归1/2度量(曲线901)有高达0.5dB的性能改善。与绝对欧几里得度量(曲线1004)相比，也有1.5～1.75dB的性能改善。
(2)具有绝对递归3/4度量(曲线1002)的8态栅格译码器的性能相对于递归3/4度量(曲线902)的性能有高达0.75dB的改善。相对于绝对欧几里得度量(曲线1004)它的性能也有2.25～2.5dB的改善。
(3)具有绝对递归7/8度量(曲线1001)的8态栅格译码器相对于递归7/8度量(曲线903)的性能改善高达0.75dB。相对于绝对欧几里得度量(曲线1004)也有2.5～3.0dB的改善。
因此，本发明的递归度量族在ATSC-HDTV栅格译码器的NTSC同信道干扰情形下比欧几里得度量有更好的性能，从而得到与本发明的实施方案有关的次优或者最优性能。
本发明的递归度量栅格译码可以被用于ATSC-HDTV系统以外的系统，例如用于栅格编码数字数据信号需要进行解调的任意系统，并且为了某些目的进行滤波，其中的信号如果没有滤波，就能够用采用欧几里得度量的栅格译码器进行最优译码，滤波器的使用将解调后信号中的白噪声变换成相关噪声，从而使得用欧几里得度量对滤波以后的信号进行栅格译码不再是最优的。在这样的系统中，确定一个复的非欧几里得最优度量，对滤波以后的信号进行栅格译码的时候采用非欧几里得度量的递归版本。
显然，本领域中的技术人员可以对上面的细节、内容和部件布局进行各种改变，而不会偏离本发明的原理和范围。
权利要求
1.接收包括成组连续字段格式的多级码元形式，表示高清晰度电视(HDTV)格式信息数字数据的信号的系统中，每个字段都有一个字段分段、多个数据分段和有关的同步部分，一种信号处理方法包括以下步骤(a)解调收到的信号，产生解调后的信号；(b)对解调后的信号进行滤波，抑制NTSC同信道干扰，产生滤波后的信号；和(c)用利用了递归非欧几里得度量的栅格译码器对滤波以后的信号进行栅格译码。
2.权利要求1所述的方法，其中收到的信号是残留边带(VSB)调制信号。
3.权利要求1所述的方法，其中的滤波步骤包括对解调后的信号进行梳状滤波。
4.权利要求1所述的方法，其中步骤(a)包括用解调器对收到的信号进行解调的步骤；步骤(b)包括以下步骤(1)用解调器检测NTSC同信道干扰；和(2)只有在解调器检测到NTSC同信道干扰的时候，才利用解调器的梳状滤波器对解调后的信号进行滤波；和步骤(c)包括解调器检测到NTSC同信道干扰的时候，用具有递归非欧几里得度量的部分响应栅格译码器对滤波以后的信号进行栅格译码，否则用具有欧几里得度量的最优栅格译码器对解调后的信号进行栅格译码的步骤。
5.权利要求4所述的方法，其中的部分响应栅格译码器是一个8态部分响应栅格译码器，最优非NTSC干扰栅格译码器是一个4态最优栅格译码器。
6.权利要求5所述的方法，其中的部分响应栅格译码器和最优4态栅格译码器是利用具有12个相同的译码器进行12译码器交织的栅格译码器实现的。
7.权利要求1所述的方法，其中存在NTSC干扰的时候栅格译码器使用的最优度量和滤波步骤(b)是与被滤波噪声样本的条件概率密度函数的乘积有关的一个非欧几里得度量，其中的递归度量是最优非欧几里得度量的一个递归版本。
8.权利要求1所述的方法，其中的递归度量由以下公式给出μn=Σi=1nμi=Σi=1n(rwi)2]]>rwi=dwi+(i-1)rwi/i|dw=y-dz]]>其中n是序列长度；y是收到的部分响应码元加上相关噪声；dz是部分响应码元；dw是相关噪声；dwm+1＝...＝dw-1＝dw0≡0。
9.权利要求8所述的方法，其中的递归度量包括一个系数项(i-1)/i，其中i表示一个样本，所述系数项用一个单位(1)常数项替换，以获得递归1度量。
10.权利要求9所述的方法，其中的递归1度量是一个绝对值递归1度量。
11.权利要求8所述的方法，其中的递归度量包括一个系数项(i-1)/i，其中的i表示一个样本，该系数项被p/q形式的一个常数值分数系数项r替换，产生递归r度量，其中p＝q-1，q是2的幂。
12.权利要求11所述的方法，其中的递归r度量是一个绝对值递归r度量。
13.在接收包括数字数据的栅格编码信号的系统中，一种信号处理方法包括以下步骤(a)解调收到的信号，产生具有白噪声的解调后的信号，其中解调后的具有白噪声的信号可以通过利用欧几里得度量对这个信号进行栅格译码来进行最优栅格译码；(b)对解调后的信号进行滤波，产生滤波后的信号，其中的滤波将信号的白噪声变换成相关噪声；和(c)用利用了递归非欧几里得度量的栅格译码器对滤波以后的信号进行栅格译码。
全文摘要
接收包括成组连续字段格式的多级码元形式，表示HDTV图像信息的数字数据的信号的系统(121)中，每个字段都有一个字段分段，多个数据分段和有关的同步部分，对收到的信号进行解调(322)，产生解调后的信号。对解调后的信号进行梳状滤波(201)，抑制NTSC同信道干扰，产生滤波后的信号。用采用了递归非欧几里得度量的栅格译码器(125)对滤波后的信号进行栅格译码。
文档编号H04N5/44GK1481644SQ01820561
公开日2004年3月10日 申请日期2001年12月13日 优先权日2000年12月13日
发明者I·马克曼, I 马克曼 申请人:汤姆森许可公司