专利名称：瑞克接收机信道估计方法
技术领域：
本发明涉及码分多址(CDMA)系统中瑞克(Rake)接收机的信道估计方法，特别涉及第三代移动通信宽带码分多址(WCDMA)系统中上行链路Rake接收机信道估计方法。
背景技术：
在宽带码分多址(WCDMA)系统中，由于信号传播的多径特性，通常采用Rake接收机对搜索到的每一径信号进行解调、解扩，并通过多径合并来补偿信道衰落，从而获得尽可能高的多径增益。
图1示出了WCDMA系统中Rake接收机的结构框图。如图1所示，Rake接收机包括多径搜索模块1、信道估计模块2、解调模块3、多径合并单元4和译码单元5。其中，多径搜索模块1从多径信号中搜索可能存在的各条路径信号并根据预先确定的判决原则筛选出若干条路径的信号提供给解调模块3和信道估计模块2。信道估计模块2可根据每径信号的导频符号信息估计出该径信号每个传输数据符号位置上的信道参数并提供给解调模块3。解调模块3利用该信道估计值对多径搜索模块筛选出来的多径信号进行解调并得到它们的估计值。多径合并单元4将解调模块4解调出来的多径信号按照一定的规则合并提供给译码单元5进行译码处理。
以下进一步描述根据导频符号信息估计出该径信号每个传输数据符号位置上的信道参数的过程。在WCDMA系统中，上行链路采用如图2所示并行的导频信道结构，其中专用物理数据信道(Dedicated Physical Data Channel，简称DPDCH)用于发送数据，而专用物理控制信道(Dedicated Physical ControlChannel，简称DPCCH)用于发送导频符号。图2为上行链路DPDCH信道和DPCCH信道的帧结构，如图2所示，在DPCCH信道一帧的任意一个时隙包含10个比特的数据符号，其中开始的Npilot个比特为导频符号，表1和2示出了图中导频符号数Npilot为3、4、5、6、7和8时的导频符号序列Pi。假设某一多径位置在一帧的第j个时隙内发送的导频序列为Pi(i＝0，1，……Npilot)，相应的信道响应为
其中Ai为第i个导频符号时刻信道的幅度衰减，θi为第i个导频符号时刻的信道相位旋转，则接收导频序列p^i=pi×Aiejθi.]]>由此可通过对导频序列Pi与
施行以方程(1)表示的相关累加和平均运算计算出第j个时隙内的平均信道估计值或信道参数CjCj=1NpilotΣi=0Npilot-1p^ipi=1NpilotΣi=0Npilot-1pipiAiejθi----(1)]]>表1
表2
如图2所示，DPDCH信道与上述DPCCH信道对应的时隙内包含Ndata个数据符号(即数据比特)，Ndata的大小由DPDCH信道的扩频因子SF_DPDCH(256/2k)决定。解调模块可以利用上述方式得到的平均信道估计值对本时隙内所有数据符号进行解调，但是这种处理方式的信道估计精度不高，而信道估计精度在Rake接收中至关重要，其准确性直接影响到接收机的整体性能。为此，人们提出了以下各种信道估计方法以对上述信道参数Cj进行修正以进一步提高信道估计的准确性，主要包括最大似然序列估计法，它采用维特比(Viterbi)译码算法对编码接收信号解码，修正其中的错误信道估计值，进而达到精确信道估计的目的。该技术由于存在数据反馈、延迟，因而需要改变接收机的结构，并且增加了计算量，在实际中难以实现。
维纳(Wiener)滤波方法，这是理论上最优的方法，但需要已知接收信号的二阶统计量，在实际中由于通信信号的随机性，不可能已知这些信息，因而难以具体实现。
卡尔曼(Kalman)滤波方法，这是一种跟踪预测信道估计算法，需要数据反馈，因而要求改变接收机结构，并且一旦出现错误，错误的估计将持续到下一个导频符号，因而效果并不理想。
高斯插值方法，这是一种非线性插值算法，仿真结果表明当移动台处于高速情况时，难以得到精确的信道估计。
多时隙加权平均方法，这是目前较好的方法之一，该算法对多个时隙的导频值采用对称加权的方法，给出导频符号间的信道估计值。该算法在实现上较容易，但当移动台达到一定速度时，很难做出正确的估计。
多时隙线性/非线性插值算法，通过对时隙间的导频相关值进行线性或非线性插值可以提高信道估计的精度，是性能较好的方法之一。但是当移动台达到较高速度时，传统线性插值算法的信道估计性能会有降低，而非线性插值算法的运算复杂度要比线性插值方法高很多。
发明内容
因此本发明的目的是提供一种上行链路Rake接收机信道估计方法，它能够精确地确定出平均信道估计值以适应移动台高速移动时的信道环境。
按照本发明的一种上行链路Rake接收机信道估计方法，所述Rake接收机对任一多径位置上的包含专用物理控制信道和专用物理数据信道的接收信号执行以下步骤(1)根据所述专用物理控制信道中每个时隙内的导频符号序列与本地已知的对应导频符号序列得到每个时隙的平均信道估计值；(2)利用以上述步骤(1)方式获得的前一时隙的平均信道估计值和当前时隙的平均信道估计值，通过线性插值生成所述专用物理控制信道中当前时隙内所有数据符号的平均信道估计值；并且当专用物理控制信道的扩频因子大于专用物理数据信道的扩频因子时，所述方法进一步包括以下步骤(3a)将专用物理数据信道对应时隙内的数据符号均分为若干数据符号组组，每组包含的数据符号个数等于专用物理控制信道的扩频因子与专用物理数据信道的扩频因子之比，所述每组与专用物理控制信道相应时隙内相邻的两个数据符号对应，并且与当前组对应的两个数据符号中的后一个作为与下一组对应的两个数据符号中的前一个；以及(3b)利用与每组对应的专用物理控制信道相应时隙内相邻的两个数据符号的平均信道估计值，通过线性插值生成该组内所有数据符号的平均信道估计值。
由上可见，本发明的方法采用二次线性插值处理为专用物理数据信道中时隙内的每个数据符号提供精确的平均信道估计值，从而提供了信道估计精度。特别是，当移动台高速运动或信道衰落率较高时，本发明的方法可以极大地提高信道估计的准确性。
通过以下结合附图对本发明的较佳实施例的详细描述可以进一步理解本发明的目标、特征和优点，其中图1示出了WCDMA系统中Rake接收机的结构框图。
图2为上行专用物理信道帧结构的示意图。
图3为按照本发明的信道估计处理方法的流程图。
图4(a)～4(c)为采用按照本发明的信道估计算法的WCDMA系统的性能比较图。
具体实施例方式
以下借助附图描述本发明的较佳实施例。
图3为按照本发明的信道估计处理方法的流程图。如图3所示，接收信号经采样后输入相关器，在相关器内，接收信号首先与扰码和正交可变长度扩频码作相关运算并进行求和运算，由于扰码和正交可变长度扩频码中包含了扩频通信系统中的用户信息，因此可以利用上述相关累加运算从采样接收信号中提取与特定用户相关的接收信号，该信号中包含仅受信道干扰的DPCCH数据，此处求和单元的数据累加长度为256，等于DPCCH信道的扩频码长度。随后，利用前述方程(1)对每一多径位置上的DPCCH信道中各时隙内导频域包含的导频序列与本地产生的相应的导频序列施行相关累加和平均运算以得到各时隙的平均信道估计值。
如图3所示，经过相关运算和累加运算的接收信号一路被送至求模平方单元作求模平方运算以得到用于多径选取的相关能量值，而另一路接收信号被送至信道估计模块完成按照本发明的基于二次线性插值的信道估计并提供给图1中的解调模块3以进行解调。
以下以图2中专用物理控制信道和专用物理数据信道某一帧第j个时隙内数据比特的信道估计过程为例描述本发明的基于二次线性插值的信道估计方法。
按照本发明的方法，首先利用前述方程式(1)，根据专用物理控制信道中上述某一帧的第(j-1)和第j个时隙前Npilot个比特和表1和2中所示相应的已知导频符号，计算得到专用物理控制信道中该时隙的平均信道估计值Cj-1和Cj。
接着利用上述步骤获得的第(j-1)个(即前一时隙)和第j个(即当前时隙)的平均信道估计值Cj-1和Cj生成专用物理控制信道该帧的第j个时隙内所有10个数据符号的平均信道估计值Cj，n(n＝1，2，……10)，为此采用线性内插方式，即，使该10个数据符号的平均信道估计值Cj，n按照在第j个时隙内的先后顺序，等间隔地分布在从平均信道估计值Cj-1至Cj之间。值得指出的是，平均信道估计值为复数，因此线性内插的数据符号的平均信道估计值Cj，n在复平面内等间隔地分布在Cj-1与Cj之间的线段上，越靠近时隙开始位置的数据符号的估计值就越靠近Cj-1。在本发明的一个实施例中，每个数据符号的平均信道估计值与前一时隙和当前时隙平均信道估计值之间可用下列方程(2)表示Cj，n＝Cj-1+(n-1)×(Cj-Cj-1)/N (2)这里n＝1，2……，N，N为时隙内数据比特的个数，在DPCCH信道内取值为10。由方程(2)可见，第j个时隙内第1个数据符号的估计值Cj，1取值第(j-1)个时隙的平均信道估计值，即位于线段的端点上。但是方程(2)所示的线性插值方式并不是唯一的，例如也可以利用下列方程(3)所示的方式进行线性插值，此时最后一个数据符号的估计值Cj，10取值为第j个时隙的平均信道估计值Cj，n＝Cj-1+n×(Cj-Cj-1)/N (3)这里n＝1，2……，N，N为时隙内数据比特的个数，在DPCCH信道内取值为10。此外，数据符号的平均信道估计值Cj，n甚至不必一定非要位于线段的端点上，即可以不以Cj-1或Cj为取值，只要这些数据符号的估计值Cj，n在复平面内按照这些数据符号在时隙内的先后顺序分布于从Cj-1至Cj之间的线段上并且相互之间是等间隔的即可，因此本发明所称的线性插值或线性内插应该以此理解。对于专用物理控制信道中的其它时隙，其每个符号的平均信道估计值也以上述这种方式获得，依此类推。
根据DPCCH信道时隙内的传输格式组合指示(Transport FormatCombination Indicator，简称TFCI)可获取DPDCH信道的扩频因子SF_DPDCH，它可取值为256、128、64、32、16、8和4不等。对于DPCCH信道，其扩频因子SF_DPCCH始终为256。如图2所示，如果DPDCH信道的扩频因子为256(即k＝0)，则DPDCH信道每个时隙内的比特数与DPCCH信道内的相同，都为10个，此时DPDCH信道时隙与DPDDH信道时隙的每个数据符号一一对应，因此可利用DPCCH信道时隙每个数据符号的以上述插值方式得到的平均信道估计值对DPDDH信道时隙的对应数据符号进行解调。
如果DPDCH信道的扩频因子SF_DPDCH小于DPCCH信道的扩频因子SF_DPCCH，则按照本发明的方法，在获得专用物理控制信道时隙内每个数据符号的平均信道估计值之后，采用线性插值方式进一步生成专用物理数据信道内对应的第j个时隙内所有Ndata个数据符号的平均信道估计值Cj，m(m＝1，2，……，Ndata)。具体而言，首先将这Ndata个数据均分为10组数据，每组包含(SF_DPCCH/SF_DPDCH)个数据符号，并且这每组数据符号都与专用物理控制信道的相邻两个数据符号对应。具体而言，第1组数据(即第1～(SF_DPCCH/SF_DPDCH)个数据符号)与第(j-1)个时隙内第10个数据和第j个时隙内第1个数据对应，第2组数据(即第((SF_DPCCH/SF_DPDCH)+1)～2×(SF_DPCCH/SF_DPDCH)个数据符号)与第j个时隙内第1个数据和第j个时隙内第2个数据对应，依此类推，最后一组数据(即第(9×(SF_DPCCH/SF_DPDCH)+1)～10×(SF_DPCCH/SF_DPDCH)个数据符号)与第j个时隙内第9个数据和第j个时隙内第10个数据对应。然后按照上述线性插值方式，对每组内的数据符号的估计值Cj，m进行线性插值。在这里的线性插值中，每组内的(SF_DPCCH/SF_DPDCH)个数据符号的估计值Cj，m按照在第j个时隙内的先后顺序，等间隔地分布在与每组对应的相邻两个数据符号的平均信道估计值之间，例如第1～(SF_DPCCH/SF_DPDCH)个数据符号的平均信道估计值Cj，m在复平面内等间隔地分布在估计值Cj-1，10和Cj，1之间的线段上，并且越靠近时隙开始位置的数据符号的估计值就越靠近Cj-1，10，依此类推，第(9×(SF_DPCCH/SF_DPDCH)+1)～10×(SF_DPCCH/SF_DPDCH)个数据符号的平均信道估计值Cj，m在复平面内等间隔地分布在估计值Cj，9和Cj，10之间的线段上，并且越靠近时隙开始位置的数据符号的估计值就越靠近Cj，9。
与前述专用物理控制信道中每个数据符号的线性插值方式一样，平均信道估计值Cj，m与相邻的两个数据符号的平均信道估计值之间也可用方程(2)和(3)表示，而且甚至不必一定要以相邻的两个数据符号的平均信道估计值为取值，只要这些数据符号的估计值Cj，m在复平面内按照在时隙的先后顺序分布在对应的专用物理控制信道的两个相邻数据符号的平均信道估计值之间的线段上并且相互之间是等间隔的即可。
为了验证本发明的信道估计方法的实施效果，通过实验，将本发明的方法与基于四时隙加权平均和基于一次线性插值算法在系统性能上作了比较。这些比较实验是在120km/h移动环境下进行的，分别测量了各种方法下64kbps、144kbps和384kbps业务的误码率BER与信噪比Eb/N0之间的关系，结果示于图4(a)～(c)，其中，图4(a)对应384kbps业务，图4(b)对应144kbps业务，而图4(c)对应64kbps业务，并且方法1代表基于4时隙加权平均的信道估计算法，方法2代表基于一次线性插值的信道估计算法，而方法3代表本发明提出的基于二次线性插值的信道估计算法。
图4(a)～(c)的实验结果表明，在移动台作高速运动的环境下，不管是何种速率下的业务，本发明的二次插值算法在相同的信噪比Eb/N0下都具有最低的误码率BER，因此性能要优于另外两种算法。特别是，本发明通过增加一次插值后的性能要明显优于传统的只进行一次插值处理的方法。
按照本发明的基于二次线性插值的信道估计方法可在现有硬件条件下实现而不会影响处理速度，因此提高了信号接收性能，保证了Rake接收机在移动台高速运动时仍然具有理想的误码率性能。
权利要求
1.一种上行链路瑞克接收机信道估计方法，其特征在于，所述瑞克接收机对任一多径位置上的包含专用物理控制信道和专用物理数据信道的接收信号执行以下步骤(1)根据所述专用物理控制信道中每个时隙内的导频符号序列与本地已知的对应导频符号序列得到每个时隙的平均信道估计值；(2)利用以上述步骤(1)方式获得的前一时隙的平均信道估计值和当前时隙的平均信道估计值，通过线性插值生成所述专用物理控制信道中当前时隙内所有数据符号的平均信道估计值；其特征在于，当专用物理控制信道的扩频因子大于专用物理数据信道的扩频因子时，所述方法进一步包括以下步骤(3a)将专用物理数据信道对应时隙内的数据符号均分为若干数据符号组组，每组包含的数据符号个数等于专用物理控制信道的扩频因子与专用物理数据信道的扩频因子之比，所述每组与专用物理控制信道相应时隙内相邻的两个数据符号对应，并且与当前组对应的两个数据符号中的后一个作为与下一组对应的两个数据符号中的前一个；以及(3b)利用与每组对应的专用物理控制信道相应时隙内相邻的两个数据符号的平均信道估计值，通过线性插值生成该组内所有数据符号的平均信道估计值。
2.如权利要求1所述的上行链路瑞克接收机信道估计方法，其特征在于，在所述步骤(2)中，所述当前时隙内所有数据符号中的第一个的平均信道估计值为前一时隙的平均信道估计值。
3.如权利要求1所述的上行链路瑞克接收机信道估计方法，其特征在于，在所述步骤(2)中，所述当前时隙内所有数据符号中的最后一个的平均信道估计值为当前时隙的平均信道估计值。
全文摘要
本发明提供一种上行链路瑞克接收机信道估计方法，它能够精确地确定出平均信道估计值以适应移动台高速移动时的信道环境。按照本发明的信道估计方法在专用物理控制信道的扩频因子大于专用物理数据信道的扩频因子时，对专用物理数据信道对应时隙内的数据符号，利用与每组对应的专用物理控制信道相应时隙内相邻的两个数据符号的平均信道估计值，通过线性插值生成该组内所有数据符号的平均信道估计值。由于采用二次线性插值处理，所以为专用物理数据信道中时隙内的每个数据符号提供了精确的平均信道估计值，从而提供了信道估计精度。特别是，当移动台高速运动或信道衰落率较高时，本发明的方法可以极大地提高信道估计的准确性。
文档编号H04L1/00GK1464661SQ0211213
公开日2003年12月31日 申请日期2002年6月19日 优先权日2002年6月19日
发明者蔡立羽, 程鹏, 曹鹏志 申请人:上海贝尔有限公司