专利名称：扩频信号解调方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于解调诸如GPS(全球定位系统)卫星信号之类的扩频信号的方法和装置。
背景技术：
在用于测量使用卫星(GPS卫星)的移动单元的位置的GPS系统中，GPS接收机具有从四个或更多的GPS卫星接收信号、根据接收信号计算接收机的位置以及将该位置通知给用户的基本功能。
GPS接收机解调来自GPS卫星的信号，以捕获GPS卫星的轨道数据，随后从GPS卫星的轨道获得当前接收机的三维位置，并通过联立方程获得接收信号的时间信息和延迟时间。之所以需要从其获得信号的四个GPS卫星是因为，在GPS接收机中的时间和每个卫星中的时间之间存在误差，所述信号被用于消除误差的影响。
民用GPS接收机在L1频段上从GPS卫星(Navstar)获得称为C/A(Clear and Acquisition)代码的扩频信号波。
C/A代码是一种信号，其载波波形(以下称为载波)的频率为1575.42MHz，用通过用诸如戈德码之类的PN(伪随机噪声)序列码对50bps数据进行扩展获得的信号进行BPSK(二进制相移键控)调制方式，所述黄金码的传输信号速率(码片速率)为1.023MHz，码长为1023。在这种情况下，由于码长为1023，如图21中(A)所示，在1023个码片与一个周期对应(因此，一个周期＝一毫秒)的情况下，充当PN序列码的C/A代码重复。
GPS卫星使用不同的PN序列码作为C/A代码。GPS接收机可事先使各GPS卫星使用的PN序列码种类彼此区分。GPS接收机还使用导航消息确定从每个GPS卫星传输的信号可以在预定时间在预定位置上接收，如下文所述。因此，例如，在三维定位中，GPS接收机从四个或更多的GPS卫星接收在该位置、该时刻可以获得的无线电波，然后执行频谱扩展和定位操作以获得其自身位置。
如图21中(B)所示，每20个PN序列码周期(即，20毫秒)传送一比特卫星信号数据。即，数据传输速率是50bps。在一个比特指示“1”的情况中，1023个码片对应于一个PN序列周期的代码模式与在一个比特指示“0”的情况中的代码模式相反。
如图21中(C)所示，在GPS中，一个字包括30比特(600毫秒)。如图21中(D)所示，一个子帧(6秒)包括10个字。如图21中(E)所示，前置码放在一个子帧的前端字处，前置码是一个即使数据被更新仍然保持固定的比特模式。数据在前置码之后传输。
此外，一帧(30秒)包括5个子帧。导航消息每隔作为数据单元的一个帧传输一次。卫星所特有的称为星历表信息的信息构成一帧数据的前三个子帧。这一信息包括获得卫星轨道以及来自卫星的信号的传输时间的参数。
每个GPS卫星都有一个原子钟并且使用公共的时间信息。来自GPS卫星的信号的传输时间以原子钟的秒为单位测量。GPS卫星的PN序列码在该代码与原子钟同步的条件下生成。
星历表信息的轨道信息每隔数小时更新一次。在该信息被更新前，使用相同的轨道信息。然而，当星历表信息的轨道信息存储在GPS接收机的存储器中时，相同的轨道信息可以被准确地使用数小时。来自每个GPS卫星的信号的传输时间每秒都更新。
构成一帧数据的后两个子帧的导航信息表示共同从所有卫星传输的称为天文历的信息。天文历信息需要25帧以获得所有信息。天文历信息包括GPS卫星的近似位置信息以及指示哪个GPS卫星可以被使用的信息。天文历信息每隔数月更新一次。在该信息被更新前，使用相同的天文历信息。然而，当天文历信息存储在GPS接收机的存储器中时，相同的信息可以被准确地使用数月。
为了接收GPS卫星信号并随后获得上述数据，首先移除载波。然后，使用与在要接收的GPS卫星中使用的C/A码的PN序列码相同的PN序列码(下文中，PN序列码将称为PN码)，该相同的PN序列码在GPS接收机中准备，使来自GPS卫星的信号的相位与C/A码的相位同步，以捕获来自GPS卫星的信号。然后，对捕获的信号扩频。在获得与C/A码的相位同步并且执行了扩频后，检测各比特。因此，可以从来自GPS卫星的信号获得包括时间信息等的导航消息。
通过搜索与C/A码的相位同步来获得来自GPS卫星的信号。在搜索相位同步时，检测在GPS接收机的PN码与来自GPS卫星的接收信号的PN码间的相关。例如，当相关检测结果的相关值大于一个预定值时，确定这两种代码彼此相关。如果确定它们彼此不相关，使用任何同步方式来控制GPS接收机的PN码的相位，以使其与接收信号的PN码同步。
如上所述，GPS卫星信号是一个信号，其载波受到通过用扩频码对数据进行扩展得到的信号的BPSK调制。因此，为了允许GPS接收机接收GPS卫星信号，不仅有必要获得扩频码同步，还有必要获得与GPS卫星信号的载波同步和数据同步。然而不能单独执行扩频码同步和载波同步。
在GPS接收机中，通常接收信号的载波频率被转换为几MHz的中频，并且使用该中频执行上述的同步检测过程。中频信号中的载波包括由与GPS卫星的移动速度对应的多普勒频移导致的频率误差以及本地振荡器的频率误差，该误差在接收信号被转换成中频信号时在GPS接收机中产生。
因此，由于这些频率误差，中频信号的载波频率是未知的。有必要搜索载波频率。由于在扩频码的一个周期中的同步点(同步的相位)取决于GPS接收机与GPS卫星之间的位置关系，同步点也是未知的。如上所述，需要任何同步方法。
在常规的GPS接收机中，使用相对于载波的频率搜索和使用滑动相关器+DLL(延迟锁定环)+科斯塔环的同步方法。下文将描述该方法。
通常使用具有通过对在GPS接收机中准备的基准频率振荡器的频率进行分频获得的频率的时钟，作为驱动GPS接收机中的PN码生成器的时钟。使用高精度石英振荡器作为基准频率振荡器。基于基准频率振荡器的输出，生成用于将来自GPS卫星的接收信号转换为中频信号的本地振荡信号。
图22是表示频率搜索的图表。也就是说，当将驱动GPS接收机的PN码生成器的时钟信号的频率设置为频率f1时，执行相对于PN码的相位同步搜索。换言之，逐个码片依次移动PN码的相位。在每个码片相位检测GPS接收信号和PN码间的相关，以检测最高相关值。因此，检测可以在该处获得同步的相位。
在将时钟信号的频率设置为f1情况下，如果在搜索1023个码片的相位时没有用于同步的相位，例如，改变基准频率振荡器的分频率以将驱动时钟信号的频率变为f2。然后，类似地搜索1023个码片的相位。如图22所示，在逐步改变驱动时钟信号的频率的同时，重复以上操作。上述操作是频率搜索。
当频率搜索检测到可以实现同步的驱动时钟信号的频率时，在该时钟频率执行PN码之间的最终相位同步。因此，即使石英频率振荡器中有震荡频率偏移，仍能够捕获卫星信号。
然而，理论上，作为同步方法的上述常规方法不适用于高速同步。在实际接收机中，为了补偿上述方法，有必要实现多信道形成和并行搜索同步点。如上所述，扩频码同步和载波同步需要长时间，这导致GPS接收机的慢响应。不幸的是，这在实际使用中不方便。
对于扩频码的相位同步，由DSP(数字信号处理器)代表的硬件的能力的改善实现了一种用于高速代码同步的方法，此方法使用利用快速傅立叶变换(以下称为FFT)过程的数字匹配滤波器而不使用上述使用滑动相关的方法。
然而，使用数字匹配滤波器需要与接收信号的载波同步，以消除载波分量。至今，为了消除载波分量，通过例如无线电网络从别处获得有关载波频率的信息。基于该信息，控制可变频率振荡器的振荡频率。然后，在FFT之前的时域中，用可变频率振荡器的振荡输出乘以接收信号，由此消除载波分量。
因此，除了用于将信号转换为中频信号的乘法器之外，还需要一个乘法器。不幸的是，这使得与接收信号进行同步的结构复杂化。
考虑到上述缺陷，本发明的一个目的是提供一种方法，由此可以采用相对简单的结构、使用FFT高速执行利用诸如GPS卫星信号的扩展码获得和载波获得，还提供使用该方法的装置。
发明内容
为了解决上述问题，根据本发明(1)，提供了一种扩频信号解调方法，包括如下步骤对接收信号执行FFT，所述接收信号用通过用扩展码对数据进行频谱扩展获得的信号进行调制，并且随后在第一存储器中存储FFT的结果；读取存储在第一存储器中的接收信号的FFT结果和扩展码的FFT的结果，该结果存储在第二存储器中，并且使它们相乘以检测接收信号和扩展码之间的相关；使接收信号的FFT结果或者扩展码的FFT结果的读出结果移动一个与接收信号的载波频率相对应的量，并且随后从第一或第二存储器读取快速傅立叶变换结果；以及对相乘的结果执行反向FFT，以检测接收信号与扩展码之间的相关。
根据本发明(2)，在根据本发明(1)的扩频信号解调方法中，接收信号的载波频率在接收机中已知，该读出结果被偏移一个与已知的载波频率相对应的量，然后从第一或第二存储器中读取FFT结果。
根据本发明(3)，提供了一种扩频信号解调方法，包括如下步骤对接收信号执行FFT，并且随后在第一存储器中存储FFT的结果；使从第一存储器读出的接收信号的FFT结果与扩展码的FFT结果相乘，该结果从第二存储器读出；对相乘的结果执行反向FFT，以获得接收信号与扩展码之间的相关检测输出；以及根据相关检测输出搜索接收信号与扩展码之间的相关的峰值，并且确定该相关的峰值，同时根据搜索结果移动控制在第一存储器或第二存储器中的接收信号的FFT结果或扩展码的FFT的读出结果，以检测接收信号与扩展码之间的相关点。
根据本发明(4)，在根据本发明(3)的扩频信号解调方法中，每隔M个扩展码周期(M是大于等于2的整数)执行接收信号的FFT和扩展码的FFT，接收信号的载波用一个通过用扩展码对数据进行频谱扩展所获得的信号进行调制。
根据本发明(5)，在根据本发明(4)的扩频信号解调方法中，在接收信号的FFT中，不同时计算接收信号的整个频率分量，接收信号的FFT被分为L次(L是大于等于2的整数)，并且每个1/L时间执行接收信号的FFT。
如下文所述，例如，当对接收信号与载波信号的相乘结果进行FFT时，其FFT结果等价于通过将一个离散频率移动一个与载波频率相对应的量获得的接收信号的FFT结果。
使用FFT的特性，在本发明(1)中，将接收信号的FFT结果或扩展码的FFT结果移动一个与接收信号的载波频率相对应的量并随后从存储器中读出。以这种方式偏移并读出的FFT结果等价于从其中去除了载波分量的FFT结果。
因此，当将从第一存储器中读出的接收信号的FFT结果与扩展码的FFT结果相乘时，对相乘结果进行反向FFT，以获得它们之间的相关，这可以获得相关的峰值而无须载波的频率搜索。因此，可以检测扩展码同步。换言之，根据本发明(1)，可获得扩展码同步和载波同步，而无须使用用于载波消除的乘法器。
当在本发明(2)中载波频率未知的情况下，本发明(1)十分有效。例如，当精确地消除了多普勒频移量并且GPS接收中的振荡频率和时间信息正确时，载波频率已知。存储器中的读出地址使用已知的载波频率进行偏移，使得可以获得载波同步。
与本发明(1)相同的方式，根据本发明(3)，基本上，控制FFT结果的读出地址，以获得载波同步。当载波频率未知时，本发明(3)十分有效。
换言之，根据本发明(3)，在基于反向FFT的结果的相关检测输出改变接收信号的FFT结果或扩展码的FFT结果的读出结果的偏移量的同时，搜索接收信号与扩展码之间的相关点。检测相关检测输出的峰值，因此检测相关点。可以在相关检测输出具有峰值的偏移相位上检测载波频率。
根据本发明(4)，不在每一个扩展码周期执行接收信号的FFT。每隔若干扩展码周期执行接收信号的FFT。当如上所述每个若干扩展码周期执行FFT时，与一个周期对应的各FFT结果在若干周期中累计，并且减少了随机统计分布的噪声分量。因此，相关检测结果的C/N得以改善。
当如在本发明(4)中那样按每多个扩展码周期执行FFT时，需要一个具有大容量当存储器。根据本发明(5)，考虑到FFT计算流，将FFT计算分为L次(L是大于等于2的整数)，以便相同的计算结构分量被设置为一个单元，并且每隔1/L执行接收信号的FFT。因此，当存储器具有每次FFT计算所需的容量时，已经足够。
图1是显示根据本发明第一实施例的扩频信号解调装置的GPS接收机的结构的框图。
图2显示相关检测输出的频谱的示例。
图3是用于解释用于获得与接收信号的载波同步和扩展码同步的方法的示例。
图4是用于解释根据本发明的实施例的用于获得与接收信号的载波同步和扩展码同步的方法的示例。
图5显示考虑到根据第一实施例的操作的主要部分的结构。
图6是显示根据本发明第二实施例的扩频信号解调装置的GPS接收机的结构的框图。
图7是用于解释根据本发明第二实施例的操作的流程图的一部分。
图8是用于解释根据本发明第二实施例的操作的流程图的一部分。
图9显示考虑到根据第二实施例的操作的主要部分的结构。
图10用于解释根据本发明第三实施例的扩频信号解调装置。
图11用于解释根据本发明第三实施例的扩频信号解调装置。
图12显示考虑到根据第三实施例的操作的主要部分的结构。
图13用于解释根据本发明第四实施例的扩频信号解调装置。
图14用于解释根据本发明第四实施例的扩频信号解调装置。
图15用于解释根据本发明第四实施例的扩频信号解调装置。
图16用于解释根据本发明第四实施例的扩频信号解调装置。
图17用于解释第四实施例的主要部分。
图18用于解释第四实施例的主要部分。
图19是用于解释根据第四实施例的操作的流程图的一部分。
图20是用于解释根据第四实施例的操作的流程图的一部分。
图21用于解释从GPS卫星传输的信号的结构。
图22用于解释用于载波同步和扩展码同步的常规过程。
图23用于解释关于本发明的实施例。
具体实施例方式
以下将参照附图，描述将根据本发明的扩频信号解调方法应用于如上所述的GPS接收机的情况时，该方法的实施例。
第一实施例
图1是显示根据本发明第一实施例的扩频信号解调装置的GPS接收机的结构的框图。如图1所示，通过天线11接收从GPS卫星传输的接收信号(扩频信号)。接收信号通过高频放大电路12提供给中频转换电路13。包括石英振荡器的基准振荡器14的输出提供给本地振荡电路15，因此获得一个本地振荡输出，在该输出中其频率与基准振荡器的输出频率的比值是固定的。
本地振荡输出被提供给中频转换电路13以将卫星信号下变频转换为具有1.023MHz中频的中频信号。中频信号通过放大电路16放大，并且随后由带通滤波器17进行带限。此后，将得到的信号提供给DSP(数字信号处理器)100。
在图1中，与由虚线围住的部分对应的框图表示由DSP 100执行的功能，每个功能都作为硬件。当然，每个块也可以构成为使用离散电路的硬件。图1中的DSP 100的结构表示了数字匹配滤波器的结构。
提供给DSP 100的信号首先通过A/D转换单元101转换为数字信号，随后存储到缓冲存储器102中。存储在缓冲存储器102中的信号每隔一个扩展码周期(1023码片)读出一次。读出的信号由FFT处理单元103进行FFT处理。FFT结果存储在存储器104中。从存储器104读出的接收信号的FFT结果被提供给乘法单元105。
另一方面，从扩展码生成单元106生成与在从卫星传输的接收信号中使用的扩展码的序列相同的序列的扩展码，此时该接收信号正在DSP 100中处理。从扩展码生成单元106生成的与一个周期(1023码片)对应的扩展码被提供给FFT处理单元107并随后进行FFT处理。此外，计算其复共轭，该处理结果被作为扩展码的FFT结果提供给存储器108。FFT结果以频率的升序读出并被提供给乘法单元105。
乘法单元105将来自存储器104的接收信号的FFT结果与来自存储器108的扩展码的FFT结果相乘，以在频域中计算接收信号和扩展码之间的相关程度。相乘的结果被提供给反向FFT处理单元109。因此，频域信号被转换回时域信号。
通过反向FFT处理单元109获得的反向FFT结果代表接收信号与扩展码之间的时域相关检测信号。相关检测信号被提供给相关点检测单元110。在相关点检测单元110中，检测接收信号是否与扩展码同步。当检测到它们彼此同步时，检测到峰值的相位作为相关点。
相关检测信号指示扩展码的一个周期的每个码片相位的相关值。当接收信号中的扩展码与来自扩展码生成单元106的扩展码同步时，在图2中获得一个相关波形，在该波形中1023个码片之一的相位上的相关值代表超过预定阈值的峰值。具有峰值的码片相位充当相关点的相位。
另一方面，当接收信号中的扩展码与来自扩展码生成单元106的扩展码不同步时，不会获得如图2所示的具有峰值的相关波形。在任何码片相位都没有超过预定阈值的峰值。
例如，基于指示是否有超过预定值的峰值存在于提供给相关点检测单元110的相关检测信号的事实，相关点检测单元110检测接收信号是否与扩展码同步。当检测到它们彼此同步时，相关点检测单元110检测峰值的相位，作为相关点。
在上述描述中，不考虑接收信号的载波。实际上，接收信号r(n)包括如图23中表达式(3)所示的载波。在表达式(3)中，参考符号A表示幅度，d(n)表示数据，fo表示载波角频率；n(n)表示噪声。
参考符号fs表示A/D转换单元101中的采样频率，N表示采样次数(因此，0≤n≤N，0≤k＜N)。然后，如果0≤k≤N/2，通过离散傅立叶变换获得的离散频率k与实际频率f间的关系由f＝k·fs/N表示。当N/2＜k＜N，它们间的关系由f＝(k-N)·fs/N(f＜0)表示。由于离散傅立叶变换的特性，当k＜0和k≥N，R(k)和C(k)分别都代表周期性。
为了从接收信号r(n)获得数据d(n)，必须通过相对于扩展码c(n)和载波cos2πnf0获得同步来去除载波分量。换言之，在图23的表达式(2)中(如下文所述)，当只有R(k)含有载波分量时，不会获得如图2所示的相关波形。
根据本实施例，通过只使用采用FFT的频域处理的简单构造，获得相对于扩展码c(n)和载波cos2πnf0的同步，以便可以去除载波分量。
换言之，通常，按接收信号的频率分量中频率的升序从存储器104读取来自GPS卫星的接收信号的FFT结果(该FFT结果从FFT处理单元103获得)，然后提供给乘法单元105。然而，根据本实施例，根据读出地址控制单元111的控制偏移读出地址，并且随后从存储器104读出接收信号的FFT结果。
有关接收信号的载波频率的信息被提供给读出地址控制单元111，其中，所述信息是在正确估计相对于从其获得接收信号的GPS卫星的多普勒频移量以及正确校准GPS接收机的振荡频率和时间信息的过程的基础上检测到的。只在GPS接收机中就可以形成载波频率信息。通常，该信息从别处获得。
读出地址控制单元111根据获得的载波频率信息按与载波频率对应的量偏移所述读出地址，随后从存储器104读取接收信号的FFT结果，并且将读出的FFT结果提供给乘法单元105。
如上所述，按照与接收信号的载波频率对应的量偏移接收信号r(n)的FFT结果，然后从存储器104读出，因此获得FFT结果，所述FFT结果等价于在其中去除了载波分量的接收信号的FFT结果，如下文所述。对在其中去除了载波分量的FFT结果与扩展码的一个周期的FFT结果的相乘结果进行解扩展。因此，一定可以获得在其中峰值出现在如图2所示的相关点处的相关检测输出。
如下文所述，不控制存储器104中的FFT结果的读出地址。控制存储器108中的扩展码的FFT结果的读出地址。因此，接收信号r(n)的载波分量被添加到扩展码的FFT结果。然后在乘法单元105中执行相乘。因此，也可以实质上去除载波分量。
以下将描述由于通过控制存储器104或108中的读出地址而相对于接收信号进行载波同步和扩展码同步导致的载波去除，以及DSP100中的数字匹配滤波过程的操作。
在本实施例中，DSP执行数字匹配滤波器的过程。数字匹配滤波器的过程的原理基于的原理是，时域中的卷积傅立叶变换表示频域中的相乘，如图23中的表达式(1)所示。
在表达式(1)中，r(n)表示时域中的接收信号；R(k)表示其离散傅立叶变换；c(n)表示来自扩展码生成单元的扩展码；C(k)表示其离散傅立叶变换；n表示离散时间；k表示离散频率；以及F表示傅立叶变换。
两个信号r(n)和c(n)间的相关函数定义为f(n)。f(n)的离散傅立叶变换F(k)如图23中表达式(2)所示。因此，当假定r(n)表示来自图1的A/D转换单元101的信号，c(n)表示来自扩展码生成单元106的扩展码时，可以根据如上所述的表达式(2)通过下列过程计算r(n)和c(n)间的相关函数，而无需使用常规的定义式。
·计算接收信号r(n)的离散傅立叶变换R(k)。
·计算扩展码c(n)的离散傅立叶变换C(k)的复共轭C(k)。
·使用R(k)和C(k)的复共轭C(k)用表达式(2)计算F(k)。
·通过对F(k)执行反向离散傅立叶变换计算相关函数f(n)。
如上所述，当包括在接收信号r(n)中的扩展码与来自扩展码生成单元106的扩展码c(n)相匹配时，在上述过程中计算的相关函数f(n)的时间波形在相关点处具有峰值，如图2所示。如上所述，在本实施例中，使用FFT和反向FFT的高速算法作为离散傅立叶变换和反向傅立叶变换。因此，可以以比基于定义计算相关的速度高得多的速度来计算相关。
以下将描述相对于包含在接收信号r(n)中的载波和扩展码的同步。
如上所述，接收信号r(n)包含如图23的表达式(3)所示的载波。为来获得来自接收信号r(n)的数据d(n)，必须通过相对于扩展码c(n)和cos2πnf0获得同步来去除载波。换言之，当只有R(k)如图23中表达式(2)所示包含载波时，不会获得如图2所示的相关波形。
当正确消除了多普勒频移量并且GPS接收机中的振荡频率和时间信息正确时，接收信号r(n)中的载波频率f0已知。在这种情况下，如图3所示，乘法单元121放置在FFT处理单元103之前。乘法单元121使接收信号r(n)乘以来自信号生成单元122的频率f0的载波，以执行频率转换。因此，载波分量可以在FFT之前从接收信号r(n)中去除载波分量。
在这种情况下，从存储器104获得在其中去除了载波分量的接收信号的FFT结果。在乘法单元105中用扩展码c(n)的FFT结果乘以FFT结果。因此，一定可以获得如图2所示的在相关点具有峰值的时间波形，作为反向FFT处理单元109的输出。
如图3所示，没有从接收信号r(n)中去除载波分量，乘法单元121放置在扩展码c(n)的FFT处理单元107之前，并且在乘法单元121中用来自信号生成单元122的频率f0的载波乘以扩展码c(n)以执行频率转换，导致将载波分量添加到扩展码中。因此，可以获得相同的效果。
换言之，在这种情况下，使在从存储器104读取的接收信号的FFT结果中包含的载波分量与在从存储器108读取的扩展码的FFT结果中包含的载波分量同步。因此，可以通过反向FFT处理单元109获得在其中峰值出现在相关点处(如图2所示)的相关检测输出。
然而，根据如上所述的如图3所示的用于将时域信号乘以载波频率信号的方法，特别需要用于去除载波分量的乘法单元。结果变得复杂。不幸的是，处理速度因与乘法运算相对应的负载而降低。
作为FFT的特性，上述频率相乘可以表示为图23的表达式(4)。在表达式(4)中，F表示离散傅立叶变换，Φ0表示与载波的相差，k0表示与f0对应的k，其中，f0＝k0·fs/N。基于表达式(4)，通过如图3所示对接收信号r(n)进行频率转换获得的信号的FFT具有通过按与载波频率对应的k0偏移作为r(n)的FFT的R(k)而获得的波形。
如上所述，图3所示的结构可以被如图4所示的结构替换。换言之，不是使接收信号r(n)或扩展码c(n)与载波相乘，而是使在从存储器104中读取接收信号的FFT结果或在从存储器108中读取扩展码的FFT结果时使用的读出地址偏移一个与载波频率对应的量。
在这种情况下，当偏移接收信号r(n)时，在k0＞0时使用下变频。当偏移扩展码c(n)时，在k0＜0时使用上变频。
如上所述，当使用如表达式(4)所示的FFT特性时，不需要图3所示的信号生成单元122。如图4所示，当偏移存储器中的FFT结果的读出地址的相位时，就足够了。因此，结构被简化，导致高速处理。
由于前述表达式(4)中的相差Φ0未知，它在图4中被忽略。例如，作为图23的表达式(5)计算的F’(k)的反向FFT的运算结果获得的相关函数f’(n)(0≤n＜N)表示一个复数。其实部由fR’(n)表示，其虚部由fI’(n)表示。相关峰值的幅度|f’(n)|由图23表达式(6)得到。相差Φ0由图23表达式(7)得到。因此，可以省略表达式(4)右侧与exp(jΦ0)的相乘。相差Φ0表示两个值彼此相差π，对应于表达式(3)的数据d(n)的符号。
图5显示通过反映根据如上所述的第一实施例对如图1所示的框图的处理运算获得的结果。在图5中，显示上述信号输出r(n)和c(n)以及运算结果R(k)、C(k)和f’(n)，作为这些块的输出。
如上所述，根据第一实施例的方法，在GSP接收机中利用FFT构建数字匹配滤波器的情况下，如图5所示，按与载波频率对应的量偏移存储器中的接收信号的FFT结果的地址，并随后与扩展码相乘。因此，在例如如图5所示的波形中获得相关点np。当检测到四个GPS卫星的相关点np，即四种扩展码c(n)，时，可以计算GSP接收机的位置。
换言之，根据第一实施例，在利用FFT执行数字匹配滤波过程的情况下，为了获得与接收信号的载波同步和扩展码同步，在频域中将接收信号的FFT结果乘以扩展码的FFT结果，而无须时域相乘。在相乘时，偏移接收信号的FFT结果和扩展码的FFT结果之一。通过这种简单的方法，可以去除接收信号的载波分量。
在如图5所示的示例中，偏移存储器中的接收信号的FFT结果R(k)的读出地址。可以在与偏移接收信号的FFT结果R(k)的方向(对应于乘法器中的上变频)相反的方向上偏移存储器中的扩展码的FFT结果C(k)的读出地址。
在上述关于第一实施例中的描述中，扩展码生成单元106和FFT处理单元107是分立放置的。如果与各GSP卫星对应的扩展码先前受到FFT处理并且FFT结果被存储在存储器中，则可以省略在接收到每个卫星信号时计算针对关于扩展码c(n)的FFT。
第二实施例前述第一实施例涉及在其中来自GPS卫星的接收信号的载波频率已知的情况。第二实施例涉及在其中载波频率未知的情况。图6是根据第二实施例的GSP接收机的结构的框图。在图6中，与图1的GPS接收机相同的组件使用相同的附图标记。
根据第二实施例，如图6所示，将相关点检测单元110的相关检测输出提供给读出地址控制单元112。在读出地址控制单元112中，基于相关点检测单元110的相关检测输出，主要使用根据过去数据确定的预测地址改变在存储器104中的接收信号r(n)的FFT结果的读出地址的前述偏移量，以便允许相关点检测单元110检测如图2所示的峰值。当相关点检测单元110检测到如图2所示的峰值时，读出地址控制单元112以在该时刻的偏移量停止读出地址偏移控制。
以下将参照图7和8描述根据第二实施例的DSP 100中的处理流。图7和图8中的流程图对应于DSP 100的软件处理。
第一，由A/D转换单元101转换为数字信号的接收信号作为信号r(n)存储在存储器102中(步骤S1)。随后，信号r(n)由FFT处理单元103进行FFT。FFT结果R(k)存储在存储器104中(步骤S2)。然后，在存储器108中设置与从其接收信号的GPS卫星对应的扩展码的FFT结果C(k)(步骤S3)。
随后，基于过去数据确定一个初始值k0’，该值充当存储器104中接收信号r(n)的FFT结果R(k)的读出地址的偏移量(步骤S4)。确定的初始值k0’被设置为存储器104中FFT结果的读出地址的偏移量k’，并且将偏移控制的改变次数m设置为一个初始值(m＝0)(步骤S5)。
然后，从存储器104中读取接收信号r(n)的FFT结果R(k)，以便使读出地址偏移k’(步骤S6)。用扩展码的FFT结果乘以读出FFT结果R(k-k’)，以获得相关函数F’(k)(步骤S7)。
然后，对相关函数F’(k)进行反向FFT，因此获得时域函数f’(n)(步骤S8)。相对于函数f’(n)，获得峰值f’(np)(步骤S9)。确定峰值是否大于预设阈值fth(步骤S11)。
作为步骤S11的确定的结果，如果峰值f’(np)小于或等于预设阈值fth，则确定不能检测到相关点。确定偏移控制中的改变次数m是否小于预设最大值(mmax)。如果确定偏移控制中的改变次数m小于预设最大值mmax，将偏移控制中的改变次数m增大1(m＝m+1)，并且重新设置偏移量k’以便k’＝k’+(-1)mx m(步骤S17)。在此之后，操作返回步骤S6。重复步骤S6的前述过程以及后续过程。
在步骤S16中，如果确定偏移控制中的改变次数m大于或等于预设最大值mmax，确定是否关于所有卫星的前述扩展码同步搜索过程均已完成(步骤S14)。如果确定已经完成关于所有卫星的扩展码同步搜索过程，则完成搜索操作(步骤S18)。
在步骤S14中，如果确定还有未完成扩展码同步搜索过程的卫星，选择下一个要进行扩展码同步搜索过程的卫星。将扩展码改变为在所选的卫星中使用的扩展码c(n)(步骤S15)。操作返回步骤S3并且执行步骤S3的过程以及后续过程。
在步骤S11，如果确定峰值f’(np)大于预设阈值fth，则检测获得峰值f’(np)的离散时间(扩展码的相位)np作为相关点，并且将存储器104中的FFT结果R(k)的读出地址的偏移量的初始值k0’重置为该时刻的偏移量k’(步骤12)。
确定检测到的相关点np是否是第四个点(步骤S13)。如果确定它是第四个点，操作转移到计算接收机的位置的过程和跟踪过程。根据当获得在S12步骤检测到的相关点np时的读出地址的偏移量k’，可以消除相对于正在接收的GPS卫星的多普勒频移量以及GPS接收机的振荡频率中的误差。换言之，可以检测到接收信号的载波频率。
在步骤S13中，当检测到被检测的相关点np小于第四点时，确定是否已完成有关所有卫星的前述扩展码同步搜索过程(步骤S14)。当确定已结束所有卫星的扩展码同步搜索过程，则完成搜索操作(步骤S18)。
在步骤S14中，如果确定还有未完成扩展码同步搜索的卫星，则选择下一个要进行扩展码同步搜索的卫星。将扩展码改变为在所选的卫星中使用的扩展码c(n)(步骤S15)。操作返回步骤S3并且执行步骤S3的过程以及后续过程。
图8显示通过反映根据如上所述的第二实施例对如图6所示的DSP 100的内部结构的处理运算获得的结果。上述信号输出和运算结果显示为图8中各块的输出。
如上所述，根据第二实施例，即使来自GPS卫星的接收信号的载波频率未知，仍然可主动执行利用FFT的频域处理，并且检测相对于接收信号的载波同步和扩展码同步，由此去除载波分量。因此，可以以简单的结构高速实现通过利用FFT的数字匹配滤波器对GPS接收信号和扩展码之间的相关点进行检测。
在第二实施例中，类似的，如果对与各卫星对应的扩展码进行FFT，将FFT结果存储在存储器中，可以省略接收到每个卫星信号时的扩展码c(n)的FFT计算。
第三实施例如上所述，当使用数字匹配滤波器检测接收信号和扩展码间的相关点时，用于检测相关点的单位数据长度通常被设置为扩展码的一个周期长。
然而在来自GPS卫星的接收信号中，如上所述，一比特数据对应于扩展码的20个周期。对于该20个周期，会获得相同的模式代码。根据第三实施例，使用这种特性，用于由数字匹配滤波器检测接收信号和扩展码间的相关点的单位数据长度被设置为与扩展码的多个周期对应的长度。
根据第三实施例，如上所述，每隔数个扩展码周期对接收信号进行FFT运算过程，导致接收灵敏度提高。因此，与用于累加相同时域中的信号的方法相比，可以容易地搜索载波频率。以下将详细描述第三实施例。
一篇现有技术公开了用于检测在扩展码的M(M是2的幂，大于或等于2，这也适用于下文情形)个周期内累加一个周期长度的数据的相关点(参见，例如，US专利号4,998,111或“ An Introduction toSnap TrackTMServer-Aided GPS Technology，ION GPS-98Proceedings”)。
换言之，根据现有技术的方法，如图10所示，将接收信号r(n)与扩展码的相乘结果累计并在M个周期内相加。根据现有技术的方法，使用来自GPS卫星的接收信号的周期性和噪声的统计特性来提高C/N，当先前获得与接收信号的载波同步和扩展码同步时，C/N提高M倍。因此，接收灵敏度(相关点的检测灵敏度)提高M倍。
然而，当未获得与接收信号的载波同步和扩展码同步时，具有不同相位的M个载波相加并且彼此组合。在累计相加结果中，重要的GPS信号被消除，且无法检测相关峰值。
因此，当接收信号的载波频率未知时，必须搜索载波频率。因此，必须对要搜索的每个频率执行累计相加，即，低效率的操作。
另一方面，在如上所示的第一和第二实施例中，根据在频域中偏移存储器中的FFT结果的读出地址的简单方法，可以获得与接收信号的载波同步和扩展码同步。因此，累计相加的优势可以最为有效。
根据第三实施例，如第二实施例的情况，在来自GPS卫星的接收信号的载波频率未知时搜索载波频率。在这种情况下，每隔M个扩展码周期对接收信号r(n)进行FFT。通过控制存储器中接收信号的FFT结果的读出地址的偏移量，每隔M个扩展码周期搜索一次接收信号的载波频率。
当M≤20时，如上所述图23中表达式(3)的数据d(n)在M个扩展码周期中表示1或-1的固定值。因此，数据d(n)可以忽略。因此，表达式(3)可以表示为r(n)＝A·c(n)cos2πf0+n(n)在M个周期的长度中对接收信号r(n)进行离散傅立叶变换。由于数据的个数是1x N(N表示一个扩展码周期的码片的数量)，在0≤k≤MN/2的情况下，在离散傅立叶变换后获得的k与实际频率f之间相对于采用频率fs的关系表示为f＝kfs/MN。当MN/2＜k＜MN时，f＝(k-MN)fs/MN(f＜0)。因此，分辨能力提高M倍。
然而，扩展码c(n)是周期信号。当与一个周期长度对应的时间设置为T(T＝GPS的C/A码中的一毫秒)时，没有精确度为f＝1/T或更低的频率分量。因此，每隔M，即在MN数据的N个点上集中进行了离散傅立叶变换的接收信号r(n)的FFT结果R(K)(K＝kM，0≤k＜MN)中的扩展码c(n)的频率分量。由于各频率分量的幅度在M个周期中累计相加，所以所述幅度是一个周期长度时相同频率分量的幅度的M倍。图11显示了M＝4的情况下频谱的示例。
在图11的示例中，每隔四个周期生成信号的频谱。在它们之间没有信号分量。在除N个点以外的点上没有扩展码c(n)的频率分量。另一方面，在很多情况下，噪声n(n)是非周期信号。因此，能量扩展到所有MN个频率分量。因此，在接收信号r(n)的FFT结果R(K)中的扩展码c(n)的N个频率分量的和中，以与在时域中累计相加类似的方式使C/N提高M倍。
如果在接收信号r(n)中没有表达式(3)所示的coS2πnf0的载波分量，每隔k＝jxM(0≤j＜N)集中一次FFT结果R(K)中的扩展码c(n)的频率分量。然而，存在载波分量。根据第三实施例，在每个扩展码周期中k＝(ixM)-k0的情况下，存储器中FFT结果R(K)中的读出地址周期性地偏移与载波频率对应的k0。
根据第三实施例的上述整个结构与如图6所示的第二实施例的结构类似。图12显示了通过将前述处理操作反映到DSP 100的内部结构所获得的结构的视图。
换言之，在FFT处理单元103中获得通过将FFT运算处理单元设置为M个扩展码周期获得的FFT结果R(K)。FFT结果R(K)存储在存储器104中。读出结果被偏移，并且FFT结果从存储器104中读出。该FFT结果被提供给乘法单元105，然后与来自存储器108的扩展码c(n)的FFT结果相乘。
在第三实施例的情况下，设置通过乘单元105获得的相关函数F(K)，以满足图23的表达式(8)。在表达式(8)中，对于k0，f0＝k0fs/MN。
此时，在图12中，对于通过反向FFT处理单元109获得的相关函数f’(n)的峰值，由于R(K)包含M个周期的扩展码，M个峰值出现在0≤n＜MN的范围内。然而，当检测到一个扩展码周期的一个相关点时，就足够了。因此，以与前述第一和第二实施例类似的方式，只在0≤n＜N的范围内执行反向FFT处理单元109中的计算。没有必要执行N≤n＜MN范围内的计算。
如上所述，根据第三实施例，接收信号r(n)的FFT提高，提高的量为一个扩展码周期的FFT的M倍。因此，可以提高相关点的检测灵敏度，即接收灵敏度。
在第三实施例中，当对与各卫星对应的扩展码进行FFT并将FFT结果存储在存储器中时，可以省略在接收到每个卫星信号时的扩展码c(n)的FFT的计算。
第四实施例在前述第三实施例中，对与扩展码的M(M＞1)个周期对应的接收信号r(n)进行FFT过程。因此，可以搜索未知载波频率并且提高接收灵敏度。然而，数据采样的个数增加到MN个，即将一个扩展码周期的数据采用数N提高M倍。因此，FFT的计算时间被延展，图12中的存储器104的容量增加。根据第四实施例，克服了有关存储器容量的缺陷。
如图11所示，在将M(M＞1)个扩展码周期设置为FFT处理单元的情况下，FFT结果R(K)中的频率分量每隔M出现一次。因此，不需要每隔M存在的频率分量间的分量。
将FFT结果R(K)分到M个组中，即R(ix M)，R(ix M+1)，R(ix M+2)，...，和R(ix M+M-1)(0≤j＜N)。图13到16分别显示在将FFT结果分成M＝4组时的分解频谱。尽管载波频率未知，但M组之一具有作为相关检测目标的GPS信号的能量。图13到16中的示例显示图13中的组R(ix M)包括接收信号的频率分量，其它三个分解频谱包括噪声。
在实际信号中，对于载波频率k0，从严格意义上讲，k’不等于k0。例如，当k0存在于k0’和k0’+1之间时，在k’＝k0’和k’＝k0’+1处都检测相关。k0’和k0’+1中哪一个接近k0就表示大的相关。
在FFT结果R(K)被分为如上所述的M组的情况下，当M是2的幂时，就FFT计算过程的特性而言，每个组可以单独计算。
图17是八个数据g(0)到g(7)的FFT计算的信号流视图。当图17中的FFT结果G(k)被分组，以便每四个周期选择数据时，获得四组(G(0)，G(4))，(G(1)，G(5))，(G(2)，G(6))，和(G(3)，G(7))。当讨论(G(0)，G(4))这一组时，应当理解，通过计算图18所示的部分可以获得该组。使用类似的计算结构可以获得其他组(G(1)，G(5))，(G(2)，G(6))，和(G(3)，G(7))。
下面将检查四组数据中的每个组。首先，计算(G(0)，G(4))。当检查该组时，存储(G(0)，G(4))的存储器被清空，并且下一组被处理。类似地处理组(G(1)，G(5))，(G(2)，G(6))，和(G(3)，G(7))，以便顺序地计算每个组，然后检查，之后，存储相应组的存储器被清空。因此，可将存储器容量降低到同时获得G(0)到G(7)的FFT结果的情形的1/4。在将多个数据分为M个组并计算每个组的情况下，乘法的次数与同时对所有多个数据进行FFT计算的情况相同。
当M是2的幂时，可以将与上例中相同的运算应用于R(ix M)，R(ix M+1)，R(ix M+2)，...，和R(ix M+M-1)。存储FFT结果的存储器的容量可以减小到MN的1/M，即N。在以如下顺序检测R(ix M)，R(ix M+1)，R(ix M+2)，...，和R(ix M+M-1)中的相关的操作中，如果可以在任何组中检测到相关点，则没有必要检查其它剩余的组。因此，可以期待，与在其中每隔M个扩展码周期同时对接收信号进行FFT并随后检测相关点的情况相比，处理时间变短。
图19和20显示了根据上述第四实施例的扩展码同步和载波同步。在图19和20的示例中，为了减小FFT的次数，搜索每个FFT组的载波频率，以便对作为对象的所有卫星执行相关检测。图19和20的流程图对应于DSP 100中的软件操作。
首先，初始化关于R(K)的分组数的变量j(0≤j≤M)(步骤S21)。随后，由A/D转换单元101转换成数字信号的接收信号作为信号r(n)存储在存储器102中(步骤S22)。然后，由FFT处理单元103对信号r(n)进行FFT。FFT结果R(K)(k＝ix M+j)存储在存储器104中(步骤23)。随后，在存储器108中设置与从其接收信号的GPS卫星对应的扩展码的FFT结构C(k)(步骤24)。
然后，基于例如过去数据确定存储器104中接收信号r(n)的FFT结果R(k)的读出地址的偏移量的初始值k0’(步骤S25)。确定的初始值k0’被设置为存储器104中FFT结果的读出地址的偏移量k’，并且将偏移控制的改变次数m设置为一个初始值(m＝0)(步骤S26)。
然后，从存储器104中读取接收信号r(n)的FFT结果R(k)，以便使读出地址偏移k’(步骤S27)。用扩展码的FFT结果乘以读出FFT结果R(k-k’)，以获得相关函数F’(k)(步骤S28)。
然后，对相关函数F’(k)进行反向FFT，以获得时域函数f’(n)(步骤S29)。获得函数f’(n)的峰值f’(np)(步骤S30)。确定峰值f’(np)是否大于预设阈值fth(步骤S31)。
在步骤S31中，如果确定峰值f’(np)小于或等于预设阈值fth，则不能检测该相关点。然后，确定偏移控制中的改变次数m是否小于预设最大值(mmax)(步骤S32)。当确定偏移控制中的改变次数m小于预设最大值mmax时，将偏移控制中的改变次数m增大1(m＝m+1)，并且设置新偏移量k’以便k’＝k’+(-1)mxm(步骤S33)。操作返回步骤S27。重复步骤S27的前述过程以及后续过程。
在步骤S32中，如果确定偏移控制中的改变次数m大于或等于预设最大值mmax，确定是否关于所有卫星的前述扩展码同步搜索过程均已结束(步骤S36)。当确定已经结束关于所有卫星的扩展码同步搜索过程，则确定变量j是否小于最大值M(步骤S38)。当变量j小于最大值M时，增加变量j(步骤39)。此后，操作返回步骤S23，并重复步骤S23的过程以及后续过程。
在步骤S38中，当确定变量j大于或等于最大值M时，搜索操作结束(步骤40)。
在步骤S36中，当确定还有未执行扩展码同步搜索过程的卫星时，选择下一个要进行扩展码同步搜索过程的卫星并将扩展码改变为在所选的卫星中使用的扩展码c(n)(步骤S37)。操作返回步骤S24。执行步骤S24的前述过程以及后续过程。
在步骤S31，如果确定峰值f’(np)大于预设阈值fth，则检测获得峰值f’(np)的离散时间(扩展码的相位)np，作为相关点。将存储器104中的FFT结果R(k)的读出地址的偏移量的初始值k0’重置为该时刻的偏移量k’(步骤S34)。
确定检测到的相关点np是否是第四个点(步骤S35)。如果确定它是第四个点，操作转移到计算接收机位置的过程和跟踪过程。根据由其获得在步骤S34检测到的相关点np的偏移量k’，可以消除相对于正在接收的GPS卫星的多普勒频移量以及GPS接收机的振荡频率中的误差。
在步骤35，如果检测到的相关点np小于第四点，操作过程返回步骤S36，执行步骤S36中的前述过程以及后续过程。
若如第一实施例载波频率已知的情形，计算对应的结果R(ixM)，R(ix M+1)，R(ix M+2)，...，和R(ix M+M-1)。因此，可以类似地使用用于利用包括多个扩展码周期的时间作为一个单位对接收信号执行FFT的方法。
根据上述第一到第四实施例，在用于GPS接收机中的扩展码和载波获得的方法中，可以期待，与使用作为常规技术的滑动相关器(滑动相关器通常就要求长时间)相比，利用高速DSP显著减少处理时间。
在上述实施例中，本发明适用于使用来自GSP卫星的接收信号的情况。本发明不局限于使用来自GPS卫星的接收信号的情况。本发明适用于用接收信号执行扩展码和载波获得的所有情况，其中载波用通过用扩展码对数据进行频谱扩展所获得的信号进行调制。
如上所述，根据本发明，在使用FFT的数字匹配滤波过程中，不执行时域中的与振荡器的相乘。当用扩展码的FFT结果乘以接收信号的FFT结果时，偏移它们中任何一个的FFT结果。在简单的方式中，可以去除载波分量。
使用用于将多个扩展码周期用作一个处理单位对接收信号执行FFT的方法。因此，提高了接收灵敏度。有利的是，与为了搜索载波频率目的在时域中对信号累计相加的方法相比，可以容易地搜索载波频率。由于提高了接收灵敏度，可以期待天线的小型化以及接收区域的扩大。
作为常规技术的滑动相关器通常要求长时间，才能获得同步。根据本发明，可以使用高速DSP显著缩短处理时间。因此，其优势是提高对GPS接收机的响应。
权利要求
1.一种扩频信号解调方法，包括如下步骤对接收信号执行快速傅立叶变换，其中载波波形用通过用扩展码对数据进行频谱扩展获得的信号进行调制，并且随后在一个第一存储器中存储快速傅立叶变换的结果；读取存储在第一存储器中的接收信号的快速傅立叶变换结果和扩展码的快速傅立叶变换结果，该结果存储在第二存储器中，并且使它们相乘以检测接收信号和扩展码之间的相关；使接收信号的快速傅立叶变换结果或者扩展码的快速傅立叶变换结果的读出地址果偏移一个与接收信号的载波频率相对应的量，并且随后从第一或第二存储器读取快速傅立叶变换结果；以及对相乘的结果执行反向快速傅立叶变换，以检测接收信号与扩展码之间的相关点。
2.根据权利要求1所述的扩频信号解调方法，其中接收信号的载波频率在接收机中已知，该读出地址被偏移一个与已知的载波频率相对应的量，然后从第一或第二存储器中读取快速傅立叶变换结果。
3.一种扩频信号解调方法，包括如下步骤对接收信号执行快速傅立叶变换，其中载波波形用通过用扩展码对数据进行频谱扩展获得的信号进行调制，并且随后在一个第一存储器中存储快速傅立叶变换的结果；使从第一存储器读出的接收信号的快速傅立叶变换结果与扩展码的快速傅立叶变换结果相乘，该结果从第二存储器读出；对相乘的结果执行反向快速傅立叶变换，以获得接收信号与扩展码之间的相关检测输出；以及确定相关的峰值，同时根据相关检测输出偏移控制在第一存储器或第二存储器中的接收信号的快速傅立叶变换结果或扩展码的快速傅立叶变换结果的读出地址，以检测接收信号与扩展码之间的相关点。
4.根据权利要求1或3所述的扩频信号解调方法，其中每隔M个扩展码周期(M是2的幂，大于或等于2)执行一次接收信号的快速傅立叶变换和扩展码的快速傅立叶变换。
5.根据权利要求4所述的扩频信号解调方法，其中在接收信号的快速傅立叶变换中，不同时计算接收信号的整个频率分量，该快速傅立叶变换被分为L次(L是大于等于2的整数)，以便快速傅立叶变换中的相同计算结构分量被设置为一个单元，并且每隔1/L执行一次接收信号的快速傅立叶变换。
6.一种扩频信号解调装置，包括快速傅立叶变换装置，用于对接收信号执行快速傅立叶变换，其中载波波形用通过用扩展码对数据进行频谱扩展获得的信号进行调制，一个第一存储器，用于存储通过快速傅立叶变换装置获得的接收信号的快速傅立叶变换的结果；一个第二存储器，用于存储接收信号中使用的扩展码的快速傅立叶变换的结果；乘法装置，用于用从第二存储器读取的扩展码的快速傅立叶变换结果乘以从第一存储器中读取的接收信号的快速傅立叶变换结果；存储器控制装置，用于使接收信号的快速傅立叶变换结果或者扩展码的快速傅立叶变换结果的读出地址果偏移一个与接收信号的载波频率相对应的量，并且随后从第一存储器或第二存储器读取快速傅立叶变换结果；反向快速傅立叶变换装置，用于对通过乘法装置获得的相乘的结果执行反向快速傅立叶变换，以获得接收信号与扩展码之间的相关检测输出；以及用于根据通过反向快速傅立叶变换装置获得的相关检测输出搜索接收信号与扩展码之间的相关的峰值以检测接收信号与扩展码之间的相关点的装置。
7.根据权利要求6所述的扩频信号解调装置，其中存储器控制装置将该读出地址偏移一个与接收信号的载波频率相对应的量，载波频率被提供为一个已知值，然后从第一存储器或第二存储器中读取快速傅立叶变换结果。
8.一种扩频信号解调装置，包括快速傅立叶变换装置，用于对接收信号执行快速傅立叶变换，其中载波波形用通过用扩展码对数据进行频谱扩展获得的信号进行调制；一个第一存储器，用于存储通过快速傅立叶变换装置获得的接收信号的快速傅立叶变换的结果；一个第二存储器，用于存储接收信号中使用的扩展码的快速傅立叶变换的结果；乘法装置，用于用从第二存储器读取的扩展码的快速傅立叶变换结果乘以从第一存储器中读取的接收信号的快速傅立叶变换结果；反向快速傅立叶变换装置，用于对通过乘法装置获得的相乘的结果执行反向快速傅立叶变换，以获得接收信号与扩展码之间的相关检测输出；以及用于确定相关的峰值，同时根据通过反向快速傅立叶变换装置获得的相关检测输出偏移控制在第一存储器或第二存储器中的接收信号的快速傅立叶变换结果或扩展码的快速傅立叶变换结果的读出地址，以检测接收信号与扩展码之间的相关的装置。
9.根据权利要求6或8所述的扩频信号解调装置，其中每隔M个扩展码周期(M是2的幂，大于或等于2)执行一次接收信号的快速傅立叶变换和扩展码的快速傅立叶变换。
10.根据权利要求9所述的扩频信号解调装置，其中接收信号的快速傅立叶变换被分为L次(L是大于等于2的整数)，以便快速傅立叶变换中的相同计算结构分量被设置为一个单元，并且每隔1/L执行一次接收信号的快速傅立叶变换。
全文摘要
本发明涉及一种扩频信号解调方法，其中使用相对简单的结构、以高速度执行扩展码同步和载波同步获得。对一个接收信号执行FFT，其中该接收信号的载波波形用通过用扩展码对数据进行频谱扩展获得的信号进行调制，并且在一个第一存储器中存储FFT的结果。读取存储在第一存储器中的接收信号的FFT结果和扩展码的FFT的结果，该结果存储在第二存储器中，并且使所述结果相乘以检测接收信号和扩展码之间的相关。在相关检测过程中，使接收信号的FFT结果或者扩展码的FFT结果的读出地址果偏移一个与接收信号的载波频率相对应的量，并且从第一或第二存储器读取FFT结果。对相乘的结果执行反向FFT，以检测接收信号与扩展码之间的相关点。
文档编号H04B1/707GK1465141SQ02802219
公开日2003年12月31日 申请日期2002年6月24日 优先权日2001年6月25日
发明者田中胜之 申请人:索尼株式会社