专利名称：Ofdm解调电路以及使用该电路的ofdm接收设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及适用于在无线通信系统中使用的OFDM(正交频分复用)传输方案的OFDM解调电路，以及使用该OFDM解调电路的OFDM接收设备。
背景技术：
在日本专利公布(Kokai)No.11-145930 A(1999)中揭示了一个常规的OFDM解调电路的实例。
图9显示了该常规OFDM解调电路中使用的分组的帧格式的实例。
在分组P的帧头处添加了一个前同步信号，该信号被用于载波频率误差检测、符号同步或其他目的。该前同步信号通过重复两个相同并且已知的起始符号SS而构成。
在分组P内，作为前同步信号的这两个起始符号SS后面跟随重复的保护间隔GI和数据符号DS。
作为前同步信号的这两个起始符号SS和数据符号DS各自在时间轴上具有一个间隔长度Tw。此长度Tw与用于调制和解调OFDM信号的IFFT(反快速傅立叶变换)和FFT(快速傅立叶变换)的窗口宽度是相同的，这将在以后描述。
保护间隔GI被插入在数据符号DS之前，以消除被延迟的波的影响。在该实例中，在时轴上其间隔长度为Tw/4。
图10显示了一种常规OFDM调制电路的框图。
在常规OFDM调制电路400中，输入信息信号被馈送到串并转换器401，并被转换为用于每个子载波的信息信号。
串并转换器401的输出信号(用于子载波的信息信号)被送到编码调制器402，并经受例如QPSK(四相移频键控)的编码调制。
编码调制器402的输出信号(用于单个子载波的被编码调制的信息信号)被馈送到IFFT变换器403，并被IFFT变换为具有时间轴波形的数字调制波。
IFFT变换器403的输出信号(数字调制波)被馈送到保护间隔插入电路404，在其中将保护间隔GI附加到该信号。
在并串转换器405内，把保护间隔插入电路404的输出信号(添加了保护间隔GI的数据符号DS)转换为串行数据。
并串转换器405的输出信号被馈送到输入切换电路406，该电路在来自并串转换器405的输出信号与从存储器电路407中读取的前同步信号之间进行切换的同时，输出OFDM调制信号。
输入切换电路406的输出信号，即图9所示的OFDM调制信号被馈送到D/A转换器408，并被转换为模拟信号，然后该模拟信号作为调制基带信号被输出。
图11显示了一种常规OFDM解调电路的框图。
在常规OFDM解调电路500中，通过对接收的信号(已被接收的调制基带信号)进行A/D转换而获得的OFDM接收信号被馈送到延迟电路501、乘法器503、平方器513以及延迟电路551。
馈送到延迟电路501的OFDM接收信号被延迟上述时间Tw。
延迟电路501的输出信号被馈送到复共轭信号生成电路502。
在复共轭信号生成电路502内生成的复共轭信号在乘法器503中经历与当前接收到的信号的复数乘法，由此计算那些信号之间的互相关值。乘法器503的输出信号被馈送到移动平均滤波器504。
在移动平均滤波器504内，对乘法器503的输出进行移动平均，以在时间Tw上执行平均。移动平均滤波器504的输出信号被馈送到平方器505，并且被转换为电功率信号。平方器505的输出信号被馈送到峰值检测器521。
馈送到平方器513的OFDM接收信号在其中经过平方，然后作为自相关值被馈送到移动平均滤波器514。
在移动平均滤波器514内，对平方器513的输出信号进行移动平均，以在时间Tw上执行平均。移动平均滤波器514的输出信号被馈送到平方器515，并且被转换为电功率信号。平方器515的输出信号被馈送到峰值检测器521。
峰值检测器521分别经平方器505和515接收从移动平均滤波器504和514馈送的输入信号，并且利用这些输入信号(电功率信号)执行峰值检测。
峰值检测器521在例如将平方器505的输出信号除以平方器515的输出信号所得到的信号幅度的基础上确定峰值。然后，峰值检测器521输出符号定时信号，该信号指示在该处检测到峰值的定时。
具体而言，在峰值检测器521中已经检测到峰值这一事实表明已经接收到OFDM接收信号的分组。因此，在符号定时信号的基础上，用于解调OFDM接收信号的接收到分组的过程被启动。
因此可以说上述的延迟电路501、复共轭信号生成电路502、乘法器503、移动平均滤波器504、平方器505和513、移动平均滤波器514、平方器515以及峰值检测器521共同构成符号定时信号检测器530。
利用来自峰值检测器521的符号定时信号、以及移动平均滤波器504的输出信号，载波频率误差检测器541检测载波频率误差。
同时，FFT窗口控制电路542根据来自峰值检测器521的符号定时控制信号，输出用于窗口定时控制的控制信号。
在符号定时信号检测器530、载波频率误差检测器541和FFT窗口控制电路542执行上述信号处理的同时，OFDM接收信号由延迟电路551进行延迟，且然后被输出到相位旋转器552。
在从FFT窗口控制电路542输入控制信号的基础上，相位旋转器552根据载波频率误差检测器541的输出信号，旋转延迟电路551的输出信号的相位。这样则在OFDM接收信号被馈送到保护间隔去除电路553之前，补偿了该信号的频率偏移。
在符号定时信号的基础上，保护间隔去除电路553从相位旋转器552的输出信号(即已经补偿了频率偏移的OFDM接收信号)中删除保护间隔GI。
在串并转换器554内，保护间隔去除电路553的输出信号(即已经去除了保护间隔GI的OFDM信号)经过串行到并行的转换，而把OFDM接收信号转换回对于单个载波的编码调制的信息信号，然后将其馈送到FFT变换器555。
FFT变换器555对提供自串并转换器554的信号进行快速傅立叶变换，从而把时域信号解调成为频域信号。这样，被解调的编码调制的信息信号被馈送到并串转换器556。
然后，由并串转换器556转换为串行数据的编码调制信息信号被送到纠错解调器557。纠错解调器557执行纠错解调，并且输出经过解调的输入信息信号(接收到的信息数据)以作为输出信号。
错误检测器558接收纠错解调器557的输出信号(即经过解调的输入信息信号)，并且对接收的信号进行误差检测。
在上述的常规OFDM解调电路500中，可以得到OFDM接收信号与被延迟Tw时间的OFDM接收信号之间的相关值。时间Tw被用作分析时间，移动平均滤波器504和514在该段时间内执行平均计算。
图12显示了当OFDM接收信号与已被延迟Tw时间的OFDM接收信号被送到移动平均滤波器504和514时，这两个信号之间的相关值的幅度在时间上的变化。
在上述的常规OFDM解调电路500中，当OFDM接收信号和被延迟Tw时间的OFDM接收信号之间的相关值(即移动平均滤波器514的输出与移动平均滤波器504的输出之间的相关值)的幅度超过预定的门限值Sth时，则确定已经检测到用于启动解调过程的相关值的峰值。当检测到峰值后，就启动解调过程。
图13显示了在常规OFDM解调电路500中所执行的过程的流程图。
OFDM解调电路500对所接收的信号(调制基带信号)执行各种计算过程，以便在接收信号等待状态下检测符号定时信号，这些计算过程是诸如时延计算、移动平均计算以及相关计算(步骤S511)。在峰值检测过程中，当检测到OFDM接收信号与被延迟Tw时间的OFDM接收信号之间的相关值的幅度的峰值后，即当检测到相关值已经超过门限值Sth时(步骤S512)，启动解调过程(步骤S513)。
通过把该峰值检测的定时用作符号定时，而实施例如用于FFT窗口的定时控制以及载波频率误差检测等。从而，通过删除OFDM接收信号的保护间隔而对其进行FFT处理，并且使编码调制的信息信号经受纠错解调。在错误检测器558内，使纠错解调的结果(即已被解调的输入信息信号)经受误差检测处理(步骤S514)。
如果错误检测器558检测到如此解调的输入信息信号中的错误(步骤S515)，则废弃从上次峰值检测以来直到这一时间点的已经被解调的信息数据，并且该例程返回到接收信号等待状态(步骤S511)。
另一方面，如果错误检测器558在解调的输入信息信号中没有检测到错误，则输出直到该时间点的已经被解调的信息数据(步骤S516)。
作为常规OFDM解调电路的另一实例，在日本专利公布(Kokai)No.10-164161 A(1998)中揭示了唯一字时延检测方案的OFDM解调电路。
图14显示了在唯一字时延检测方案的OFDM解调电路中使用的分组的帧格式。
每个分组P在开始处都配有一个唯一字UW，其后跟随数据D。
图15显示了应用于该OFDM解调电路的唯一字延迟检测电路的框图。
一个准同步检测信号和一个唯一字输入信号(此后被称作UW输入信号)被输入到该唯一字延迟检测电路(此后被称作UW延迟检测电路)600，该唯一字输入信号重复与该准同步检测信号内的唯一字UW的信号序列相同的信号序列。
准同步检测信号是通过使一个被插入已知唯一字UW的OFDM调制信号去经受准同步检测而获得的信号。具体而言，通过如下方式而获得该准同步检测信号利用独立于OFDM调制信号的本地振荡器信号并以非常接近OFDM调制信号的频率去同步地检测OFDM调制信号，由此把OFDM调制信号解调为基带信号。在OFDM调制信号的载波与本地振荡器信号之间通常都存在有载波频率偏移。
此准同步检测信号是一个由同相信号和正交信号构成的双列(double-row)信号，它被馈送到延迟电路601，并且经过N个符号的延迟(其中N是任意正整数)。
延迟电路601的输出信号被馈送到复共轭信号生成电路602，并且在该处经受复共轭操作。
在乘法器603，复共轭信号生成电路602的输出信号与准同步检测信号相乘，即准同步检测信号要经受N个符号的复共轭延迟检测。相乘的结果，即准同步信号的N个符号的复共轭延迟检测信号被馈送到相关器620。
另一方面，UW输入信号在延迟电路611内经过N个符号的延迟，同时该信号又在复共轭信号生成电路612内经受复共轭操作。
在乘法器613内，来自这些电路的输出信号相乘，由此使UW输入信号经受N个符号的复共轭延迟检测。相乘的结果，即唯一字UW的N个符号的复共轭延迟检测信号被馈送到相关器620。
在相关器620内，当准相干信号的N个符号的复共轭延迟检测信号与该唯一字UW的N个符号的复共轭延迟检测信号被馈送自乘法器603和613时，在该唯一字UW的所有符号的整个长度上确定这两个信号的互相关性。
图16显示了采用图15所示UW延迟检测电路600的常规信号检测电路的框图。
为了检测该唯一字UW的位置，以及为了在维持频率偏移测量准确性的同时扩展测量范围，基于图15所示UW延迟检测电路600的信号检测电路700拥有不同的操作模式。其中一个操作模式是初始获取模式(此后被称作IA模式)，在该模式中提供了分别带有不同延迟符号数目N和N/2(其中0.5＜N≤1)的UW延迟检测电路“DDD(N)”720和“DDD(N/2)”730。另一个操作模式是精确调谐获取模式(此后被称作FA模式)，在该模式中提供了延迟符号数目为4N的UW延迟检测电路(“DDD(4N)”)740。
在信号检测电路700中，第一准同步检测信号被馈送到采样器701作为输入信号。在由采样信号生成器702所提供的采样信号的基础上，采样器701生成输出信号。第一准同步检测信号是通过使数据信号被插入一个已知唯一字UW的正交调制信号经受准同步检测而获得的信号。
采样器701的输出信号被提供给数据缓冲器710，该信号被存储在其中，同时该信号还被提供给带有不同延迟符号数目的DDD(N)720和DDD(N/2)730。
DDD(N)720查找在准同步检测信号的N个符号复共轭延迟检测信号与唯一字UW的N个符号复共轭延迟检测信号之间的互相关性，然后输出互相关信号到唯一字检测器(此后被称作UW检测器)721和唯一字相位运算器(此后被称作UW相位运算器)722。
DDD(N/2)730查找在准同步检测信号的N/2个符号复共轭延迟检测信号与唯一字UW的N/2个符号复共轭延迟检测信号之间的互相关性，然后输出互相关信号到UW相位运算器731。
UW检测器721比较互相关信号的电功率值和预定门限Sth1’。如果互相关信号的功率值超过该门限Sth1’，则UW检测器721输出IA模式UW检测信号到数据缓冲器710。
接收到IA模式UW检测信号之后，数据缓冲器710向乘法器711输出已经被存储的采样器701的输出信号。
在UW相位运算器722内，在DDD(N)720所提供的互相关信号的基础上获得频率偏移信息，并且该信息被馈送到相位合并器723。
在UW相位运算器731内，在DDD(N/2)730所提供的互相关信号的基础上获得频率偏移信息，并且该信息被馈送到相位合并器723。
相位合并器723内，在来自UW相位运算器722和731的频率偏移信息的基础上合并相位，由此生成关于准同步检测信号载波的频率偏移信息，即IA模式频率偏移信息，然后该信息被馈送到数值控制发射机(“NCO”)724。
NCO 724在已于相位合并器723中被合并相位的频率偏移信息的基础上生成频率校正信号。
乘法器711通过把来自数据缓冲器710的准同步检测信号与来自NCO 724的频率校正信号相乘，而生成一个准同步检测信号，该准同步检测信号令它的频率偏移减至基本为零。这样生成的准同步检测信号被馈送到匹配滤波器712，以作为第二准同步检测信号。匹配滤波器712减少包含在该准同步检测信号内的噪声或邻道干扰成分。
从匹配滤波器712输出的准同步检测信号被传递给具有4N个延迟符号的DDD(4N)740。DDD(4N)740产生一个互相关信号，并且将其馈送到UW检测器741。
在UW检测器741内，对该互相关信号的电功率值和预定门限值Sth2’进行比较。如果该互相关信号的电功率值超过该门限Sth2’，则UW检测器741输出一个FA模式UW检测信号。
从匹配滤波器712输出的准同步检测信号被保持在数据缓冲器713内，直到从UW检测器741输出FA模式UW检测信号。
从UW检测器741接收到FA模式UW检测信号之后，数据缓冲器713向乘法器750输出从匹配滤波器712接收的、存储在数据缓冲器713内的准同步检测信号。
乘法器750把数据缓冲器713的输出信号与NCO 751的输出相乘，并且输出一个数据信号。
时钟再生器(CR)752根据乘法器750的输出重新生成时钟，并且将其馈送到NCO 751。在接收到乘法器750的输出之后，符号定时再生器(STR)753向采样信号生成器702输出符号定时。
以下将描述信号检测电路700的操作。
为了准确地检测唯一字UW的位置、以及为了在维持频率偏移测量准确性的同时扩展测量范围，基于上述图15的唯一字时延检测电路(DDD)600的这个方案具有被称作初始获取模式的操作状态(“IA模式”)，在其中提供了具有不同延迟符号数目的DDD(N)720和DDD(N/2)730。
图17显示了在信号检测电路700内用于检测唯一字UW而执行的一系列过程的流程图。
在IA模式中使用的IA模式唯一字延迟检测电路包含延迟符号数目为N(其中0.5＜N≤1)的唯一字延迟检测电路(DDD(N))720，和延迟符号数目为N/2的唯一字延迟检测电路(DDD(N/2))730。
在IA模式唯一字延迟检测电路中，由DDD(N)720和DDD(N/2)730在第一准同步检测信号的基础上生成第一和第二互相关信号，其中该第一准同步检测信号已经通过使具有被插入到数据信号中的一个已知唯一字UW的正交调制信号经受准同步检测而获得(步骤S701)。
如果从DDD(N)720输出的第一互相关信号的电功率值超过第一门限值Sth1’，则UW检测器721生成一个IA模式UW检测信号，用于指示从所提供的第一准同步检测信号中检测到唯一字UW。同时，为了响应DDD(N)720和DDD(N/2)730的第一和第二互相关信号，相位合并器723生成IA模式频率偏移信息，用于指示第一准同步检测信号的频率偏移F0(步骤S702)。
在信号检测电路700内，为了防止错误的UW检测，在IA模式中检测上述的唯一字UW(步骤S702)之后，FA模式UW延迟检测电路以精确调整获取模式运行。
FA模式UW延迟检测电路中包含用于FA模式的、延迟符号数目为4N的UW延迟检测电路(DDD(4N))740。
FA模式UW延迟检测电路把IA模式唯一字延迟检测电路的输出(即从数据缓冲器710输出的第一准同步检测信号)与响应于IA模式频率偏移信息的频率校正信号(从NCO 724输出)相乘，由此产生第二准同步检测信号，在该信号中频率偏移被减至基本为零。该第二准同步检测信号被馈送到匹配滤波器712，在其中被减少噪声或邻道干扰(步骤S703)，并且被馈送到DDD(4N)740，由DDD(4N)740输出该FA模式互相关信号(步骤S704)。
为了响应从DDD(4N)740输出的互相关信号，如果FA模式互相关信号的电功率值超过第二门限Sth2’，则FA模式UW延迟检测电路生成FA模式UW检测信号，用于指示从对应于第一准同步检测信号的第二准同步信号中检测到唯一字UW(步骤S705)。
在生成上述FA模式UW检测信号(步骤S705)之后，信号检测电路700终止UW检测操作，并且进入稳定模式(“SS模式”)，在该模式下检测电路被当作解调电路来操作，在其中第二准同步检测信号经受同步检测以及数据信号被解调(步骤S706)。
然而，在双向通信中存在如下情况即解调所接收的信号，且必须基于从该接收信号获得的信息来发送一个信号。
当从接收信号到开始发送之间的时间已经被定义时，比如在这种情况下，就必须尽可能快地开始解调过程。
这样，在上述的常规OFDM解调电路400的情况下，如果对前同步信号进行了错误的检测，则在完成解调过程并执行错误检测之前，不可能检测到该错误。因此解调过程不能被终止，这可能导致在对错误的信号进行解调时原始信号的检测失败。
在随后描述的常规信号检测电路700的情况下，只有在接收信号经受延迟的检测、检测结果进一步地再次经受延迟的检测、并且输出该结果之后，解调过程才被启动。这样在接收到信号之后，在启动该解调过程之前花费了大量的时间。
而且该信号检测电路并没有配备如下装置即当出现错误的信号检测时，终止解调过程的装置。
考虑到上述问题，本发明的目的在于提供一种OFDM解调电路，在该电路中在接收到信号之后的很短时间内启动一个解调过程，并且在该电路中在错误地启动该解调过程的情况下，还可以尽可能快地终止该解调过程。本发明还旨在提供一种采用该OFDM解调电路的OFDM接收设备。
发明概述本发明提供一种OFDM解调电路，该电路接收和解调包含多个正交载波信号的OFDM信号。该电路包含分析装置，其用于在解调前分析该OFDM信号；以及解调过程终止装置，其用于根据分析装置的分析结果来终止OFDM接收信号的解调。
该OFDM解调电路的分析装置包含相关装置，其用于确定解调前的OFDM接收信号与通过延迟该解调前的接收信号而获得的信号之间的相关值；以及峰值检测装置，其用来检测用于开始一个解调过程的相关值的峰值位置和用于继续该解调过程的相关值的峰值位置。
本发明的OFDM解调电路中的分析装置包含相关装置，其用于确定解调前的OFDM接收信号与根据所关心的OFDM方案而提前准备的信号序列之间的相关值；以及峰值检测装置，其用于在由所述相关装置获得的相关值的基础上，检测用于开始一个解调过程的相关值的峰值位置和用于继续该解调过程的相关值的峰值位置。
此外，本发明的OFDM解调电路的相关装置被调整，以使得解调前的OFDM接收信号被延迟一个延迟时间，该延迟时间短于用于OFDM接收信号解调的窗口时间Tw。
此外，本发明的OFDM解调电路的峰值检测装置被调整，使得Sth1＜Sth2，其中Sth1是用于开始该解调过程的相关值的峰值位置的检测门限值，而Sth2是用于继续该解调过程的相关值的峰值位置的检测值。
本发明的OFDM解调电路的峰值检测装置还被进一步调整，使得T1＜T2，其中T1是用于开始该解调过程的相关值的峰值位置的分析时间，而T2是用于继续该解调过程的相关值的峰值位置的分析时间。
在峰值检测装置检测到用于开始该解调过程的相关值的峰值位置之后的预定时间周期内，如果峰值检测装置并没有检测到用于继续该解调过程的相关值的峰值位置，则本发明的OFDM解调电路的解调过程终止装置终止该OFDM接收信号的解调。
此外，本发明的OFDM接收设备中包含具有上述特征的OFDM解调电路。
由于这些特性，根据本发明的OFDM解调电路和OFDM接收设备能够减小OFDM接收信号的观察期(分析周期)，并且可以及早地开始一个解调过程。
附图简述图1显示根据本发明的一个实施例的OFDM解调电路的框图；
图2显示在该实施例的OFDM解调电路中的分组格式的实例；图3显示在OFDM接收信号与通过对该OFDM接收信号延迟Tw/4时间而获得的信号之间的相关值；图4显示了本发明实施例的OFDM解调电路的操作流程图；图5显示了根据本发明的另一个实施例的OFDM解调电路的框图；图6显示在分析周期为Tw/4的移动平均滤波器204a和214a的情况下、以及分析周期为7×Tw/4的移动平均滤波器204b和214b的情况下，OFDM接收信号与通过对该OFDM接收信号延迟Tw/4时间而获得的信号之间的相关值；图7显示根据本发明的又一个实施例的OFDM解调电路的框图；图8中给在分析周期为Tw/4的和7×Tw/4的情况下，匹配滤波器371在时刻t输出的相关值；图9显示在一种常规OFDM解调电路内使用的分组的帧格式的实例；图10显示一种常规OFDM调制电路的框图；图11显示一种常规OFDM解调电路的框图；图12显示当OFDM接收信号与被延迟Tw时间的OFDM接收信号被馈送到移动平均滤波器404和414时，OFDM接收信号与延迟的OFDM接收信号之间的相关值的幅度在时间上的变化；图13显示所述常规OFDM解调电路的操作流程图；图14显示在唯一字延迟检测方案的OFDM解调电路中所用的分组的帧格式的实例；图15显示应用于OFDM解调电路的唯一字延迟检测电路的框图；图16显示采用图15所示UW延迟检测电路的常规信号检测电路的框图；图17显示在OFDM解调电路中用于检测唯一字UW的一系列过程的流程图。
执行本发明的最佳模式参考附图来描述本发明的优选实施例。
图1显示根据本发明的一个实施例的OFDM解调电路的框图。
在随后所给出的本实施例的OFDM解调电路100的描述中，就所关心的附图标记的最后两位数字来说，与常规OFDM解调电路500中类似的构成部分都以相同的附图标记表示。
图2显示本实施例的OFDM解调电路中的分组格式的实例。
本实施例中，同样在OFDM接收信号的分组P的帧的起始处附加前同步信号，其中的OFDM接收信号对应于OFDM调制信号，该前同步信号被用于载波频率误差的检测和符号检测，例如象图2所示。该前同步信号由8个已知的起始符号SS的重复构成，其中每个符号在时间轴上有一个Tw/4的间隔长度。
在分组P的开始处安置这8个起始符号SS作为前同步信号之后，再重复地安排保护间隔GI和数据符号DS。
这样构成的OFDM接收信号被馈送到OFDM解调电路100中的延迟电路101、乘法器103、平方器113以及延迟电路151。
在该延迟电路101内，OFDM接收信号被延迟Tw/4时间。
时间Tw指的是用于OFDM信号解调和调制的IFFT(反快速傅立叶变换)窗口和FFT(快速傅立叶变换)窗口的宽度。
延迟电路101的输出信号被馈送到复共轭信号生成电路102。
在乘法器103内，由复共轭信号生成电路102生成的复共轭信号与当前的OFDM接收信号进行复数相乘，由此计算出这些信号之间的互相关值。乘法器103的输出信号被馈送到移动平均滤波器104。
在本实施例的情况下，乘法器103的输出在移动平均滤波器104内经过移动平均计算，从而计算出时间7×Tw/4内的平均。移动平均滤波器104的输出信号被馈送到平方器105，在其中该信号被转换为电功率信号，然后该电功率信号被馈送到峰值检测器121和122。
输入到平方器113的OFDM接收信号在其中被平方，从而产生一个自相关值，该值被馈送到移动平均滤波器114。
和采用移动平均滤波器104一样，平方器113的输出在移动平均滤波器114内经过移动平均，从而计算出时间7×Tw/4上的平均。移动平均滤波器114的输出信号被馈送到平方器115，在其中该信号被转换为电功率信号，然后该电功率信号被馈送到峰值检测器121和122。
峰值检测器121用平方电路105的输出信号除以平方电路115的输出信号。如果相除所得信号的幅度超过预定门限Sth1，则峰值检测器121向解调过程开电路161、解调过程终止电路162、载波频率误差检测电路141以及FFT窗口控制电路142输出用于启动该解调过程的符号定时信号。
在从峰值检测器121输入符号定时信号的基础上，确定已被接收的OFDM接收信号的分组，并且解调过程开始电路161启动解调过程，同时载波频率误差检测电路141检测移动平均滤波器104的输出信号中的载波频率误差，然后把该误差输出到相位旋转器152。FFT窗口控制电路142启动窗口定时控制，并且向相位旋转器152输出控制信号。
因此，可以认为符号定时检测器130由以下部分构成上述的延迟电路101、复共轭信号生成电路102、乘法器103、移动平均滤波器104、平方器105和113、移动平均滤波器114、平方器115以及峰值检测器121。
另一方面，延迟电路151使OFDM接收信号延迟，并且向相位旋转器152输出经过延迟的OFDM接收信号，同时由上述的符号定时检测器130、频率误差检测器141和FFT窗口控制电路142来执行上述的信号处理。
这样，在符号定时信号检测器130输出符号定时信号之后，在相位旋转器152内以上述OFDM解调电路500中的相同的方式，来补偿由延迟电路151输出的OFDM接收信号的频率偏移，接着在保护间隔去除电路153中删除所附加的保护间隔GI。然后保护间隔去除电路153的输出被串并转换器154变回一个被编码调制以用于每个子载波的信息信号。在FFT变换器155内，把串并转换器154的输出从时域信号进一步解调为频域信号，然后该频域信号在并串转换器156内被转换为串行数据，即编码调制的信息信号。然后在纠错解调器157内对该信号进行纠错解调，由此把该信号解调为输入信息信号，接着将该输入信息信号输出。
在符号定时信号检测器130的峰值检测器121中提前设定的预定门限Sth1被设定为一个低于门限值Sth(参见图12)的值，其中Sth是在根据现有技术、单个起始符号SS在时间轴上具有间隔长度Tw的情况下的门限值，而符号定时信号检测器130输出符号定时信号，以用于激活解调开始电路161，也就是用于启动OFDM解调电路100中的解调过程。这是由于这样的事实在该OFDM接收信号的前同步信号中，单个起始符号SS在时间轴上的间隔长度被减小为上述OFDM调制电路400中的IFFT变换器403(参见图10)的窗口宽度Tw和FFT变换器155的宽度Tw的1/4。
这样，在本实施例的OFDM解调电路100中，从接收到OFDM接收信号到开始解调之间的时间可以安排为短于IFFT变换器403(参见图10)的窗口宽度Tw和FFT变换器155的宽度Tw)，或者更加具体而言可以安排为降低到近似Tw/4。
另一方面，在本实施例的OFDM解调电路100中，提供与上述峰值检测器121分离的峰值检测器122。
峰值检测器122用平方电路105的输出信号除以平方电路115的输出信号。如果相除所得的信号幅度超过预设门限值Sth2，则峰值检测器122向解调终止电路162输出一个符号定时信号，该符号定时信号使解调过程继续进行。
因此，可以认为符号定时检测器190由如下部分构成延迟电路101、复共轭信号生成电路102、乘法器103、移动平均滤波器104、平方器105、平方器113、移动平均滤波器114、平方器115以及峰值检测器122。
峰值检测器122内的门限Sth2被设为高于峰值检测器121内的门限Sth1，门限Sth1被设置得较低，以便使解调过程尽早地开始。这也是出于如下目的即防止噪声或邻道干扰的影响。
在OFDM接收信号的前同步信号中，单个起始符号SS在时间轴上的间隔长度为Tw/4，且因而从接收OFDM接收信号到开始解调之间的时间可以被减小到大约Tw/4，而在本实施例中，与上述事实不同，移动平均滤波器104和114的平均计算时间却可以达到大约7×Tw/4，因此，峰值检测器122内的门限Sth2可以被设置为明显高于门限值Sth1。这样，可以更加容易地避免噪声或邻道干扰的影响。
在从峰值检测器121接收到符号定时信号之后，解调过程终止电路162判定上述的解调过程已经被开始，从而开始对预设时间T进行计数，在对预定时间T进行计数期间，同时监测以查看是否从峰值检测器122输入符号定时信号。
如果在对预定时间T进行计数期间，从峰值检测器122输入符号定时信号，则解调过程终止电路162确定该解调过程开始的位置，即从峰值检测器121输出符号定时信号的定时是正确的，从而使该解调过程继续进行。
另一方面，如果在对预定时间T进行计数期间，没有从峰值检测器122输入符号定时信号，则解调过程终止电路162确定该解调过程开始的位置，即峰值检测器121输出符号定时信号的定时是错误的，从而当对预定时间T的计数完成时输出一个解调过程终止信号。
可以根据移动平均滤波器104和114执行平均计算所用的时间(即分析周期)来设置峰值检测器121内的门限值Sth1、峰值检测器122内的门限值Sth2以及解调过程终止电路162内的预定时间T。
图3显示在时刻t、在OFDM接收信号与通过对该OFDM接收信号延迟Tw/4而获得的信号之间的相关值。
图4显示OFDM解调电路100的操作流程图。
以下参考这两个附图来描述OFDM解调电路100的操作。
OFDM解调电路100针对接收信号(调制基带信号)执行各种计算，例如时延计算、移动平均计算以及相关计算，以便在接收信号等待状态中检测符号定时信号(步骤S111)。作为峰值检测过程的结果，如果峰值检测器121检测到在OFDM接收信号与通过对该OFDM接收信号延迟Tw/4时间而获得的信号之间的相关值(即用平方电路105的输出信号除以平方电路115的输出信号所得到的信号的幅度)超过门限Sth1(步骤S112)，则峰值检测器121向例如解调过程启动电路161输出一个用于启动该解调的符号定时信号，由此而开始解调过程(步骤S113)。
符号定时信号也被提供给解调过程终止电路162，该电路在接收到该符号定时信号之后开始对预定时间T进行计数。
如果解调过程开始的位置是正确的，则在预定时间T内所述相关值应该超过门限Sth2。
因此，如果在预定时间T内所述相关值超过门限值Sth2，也就是在解调过程终止电路162计数预定时间T之前，如果从峰值检测器122向解调过程终止电路162提供了一个用于继续解调的符号定时信号，则解调过程终止电路162复位/停止对预定时间T的计数，并且基于步骤S112的符号定时信号，使该解调过程继续进行(步骤S116)。如果错误检测器158在解调的输入信息信号中没有检测到解调错误(步骤S117)，则纠错解调器157的输出信号作为解调的数据(解调的输入信息信号)被输出(步骤S118)。
另一方面，如果在预定时间T内所述相关值没有超过门限值Sth2，也就是在解调过程终止电路162完成对预定时间T的计数之前，如果峰值检测器122没有向解调过程终止电路162提供用于继续解调的符号定时信号(步骤S115)，则解调过程终止电路162确定该解调过程开始的位置是错误的，一旦完成对预定时间T的计数，该解调过程终止电路162就快速地终止当前所执行的解调过程(在步骤S113内已经开始的解调过程)，然后返回到接收信号等待状态(步骤S111)。
因此，用于开始该解调过程的相关值的门限Sth1可以被设置得较低，于是在输入OFDM接收信号之后能够快速地开始该解调过程。这样，从接收OFDM接收信号到开始解调之间的时间可以安排成短于IFFT变换器403(参见图10)和FFT变换器155的窗口宽度Tw，即在本实施例的情况下该时间可以被缩短到大约Tw/4。
而且，如果在对于OFDM接收信号错误地检测噪声或邻道干扰后启动该解调过程，则通过发现OFDM接收信号的错误检测而可以终止正在被执行的解调过程。因此，几乎没有未能检测到真正的OFDM接收信号的可能性。
图5显示根据本发明另一实施例的OFDM解调电路的框图。
在前一实施例的OFDM解调电路100中，由于移动平均滤波器104和105的共用，因此，输出用于开始解调的符号定时信号所需要的分析时间、以及输出用于继续解调的符号定时信号的分析时间都是相同的(7×Tw/4)。然而，在当前实施例的OFDM解调电路200中，输出用于启动解调的符号定时信号的分析时间(Tw/4)不同于输出用于继续解调的符号定时信号的分析时间(7×Tw/4)。
相应地，OFDM解调电路200中所用的OFDM信号分组的格式如图2所示，它与上述OFDM解调电路100中所用分组的格式是相同的。
在当前实施例的OFDM解调电路200的以下描述中，与OFDM解调电路100相似的那些部分被标以就所关心的附图标记的后两位数字来说相同的附图标记，并因此对它们不再赘述。
在当前实施例的OFDM解调电路200中，乘法器203输出的信号被提供给移动平均滤波器204a和204b。平方器213输出的信号被提供给移动平均滤波器214a和214b。在移动平均滤波器204a、204b、214a、214b的输出端分别配置有平方器205a、205b、215a和215b。
移动平均滤波器204a和214a具有Tw/4的周期(分析周期)，在此期间信号被保留，而移动平均滤波器204b和214b的分析周期为7×Tw/4。
因此，可以认为符号定时信号检测器230由如下部分构成上述的延迟电路201、互相关信号生成电路202、乘法器203、移动平均滤波器204a、平方器205a、平方器213、移动平均滤波器214a、平方器215a以及峰值检测器221。还可以认为符号定时信号分析器290由如下部分构成上述的延迟电路201、互相关信号生成电路202、乘法器203、移动平均滤波器204b、平方器205b、平方器213、移动平均滤波器214b、平方器215b以及峰值检测器222。
图6显示在移动平均滤波器204a和214a的分析周期为Tw/4的情况下、以及在移动平均滤波器204b和214b的分析周期为7×Tw/4的情况下，OFDM接收信号与通过对该OFDM接收信号延迟Tw/4时间而获得的信号之间在时刻t的相关值。
在当前实施例的OFDM解调电路200中，由于分析周期是Tw/4，因此峰值检测器221所获得的相关值的峰值要小于OFDM解调电路100中峰值检测器121所获得的相关值的峰值，在OFDM解调电路100中分析周期是7×Tw/4。
然而，由于分析周期较短，相关值中的噪声成分也较小，这样使得与上述OFDM解调电路100中的解调过程启动电路161所可能的情况相比，可以更加准确地执行信号检测。
OFDM解调电路200的操作类似于OFDM解调电路100的操作，因此这里不再进行描述。
当前实施例的OFDM解调电路200中的电路要比上述的OFDM解调电路100中的电路稍微复杂一点。然而，在OFDM解调电路100中，峰值检测器121检测的是利用较低门限值Sth1、对较长分析周期监测之后所获得的信号中的峰值(该信号是平方器105和115的输出，而平方器105和115被馈送给的又分别是移动平均时间为7×Tw/4的移动平均滤波器104和114的输出)。结果，在OFDM解调电路100中收集到较多的噪声成分，从而增加了错误地检测峰值的可能性。另一方面，在当前实施例的OFDM解调电路200中，峰值检测器221只需要在较短时间周期内监测信号(该信号是平方器205a和215a的输出，而平方器205a和215a被馈送给的又分别是移动平均时间为Tw/4的移动平均滤波器204a和214a的输出)，这样就降低了错误检测的可能性。
图7显示根据本发明的又一个实施例的OFDM解调电路的框图。
在上述OFDM解调电路100和200中，解调过程启动电路161和261基于OFDM接收信号与通过对该OFDM接收信号延迟Tw/4时间而获得的信号之间的相关值来执行解调启动过程，然后由解调终止电路162和262继续或终止已经开始的该解调过程。然而在当前实施例的OFDM解调电路300中，分析周期对应于匹配滤波器371内所提供的延迟设备的长度。
在当前实施例的OFDM解调电路300的以下描述中，与上述的OFDM解调电路100相似的那些部分被标以就附图标记的后两位数字来说相同的附图标记，并对它们不再赘述。
在当前实施例的OFDM解调电路300中，OFDM接收信号除了被馈送到延迟电路301、乘法器303、平方器313和延迟电路351之外，还被馈送到匹配滤波器371。
匹配滤波器371被用来经过其延迟设备(没有画出)而输出OFDM接收信号中的前同步数据与添加到被发送的OFDM信号中的前同步数据之间的相关值(其中后一种前同步数据与存储在图10所示的OFDM调制电路400中的存储器电路407内的前同步数据相同，它由预先准备好的信号序列构成)。
匹配滤波器371内配置的延迟设备的输出信号被分支并馈送给峰值检测器381和382。一个峰值检测器381的输出信号被馈送到解调过程启动电路361，而另一个峰值检测器382的输出信号被馈送到解调过程终止电路362。
图8显示在分析周期为Tw/4和7×Tw/4的情况下，在时刻t从匹配滤波器371输出的相关值。
峰值检测器381利用Tw/4的分析周期(即所关注的匹配滤波器371中的延迟设备的长度)来检测匹配滤波器371的输出信号中的峰值，然后将其与预设的门限Sth1比较。根据分析周期Tw/4，门限值Sth1被设置得较低的取值。因此，为了响应接收到OFDM接收信号，峰值检测器381可以在没有延迟的情况下检测匹配滤波器371内延迟设备的长度的峰值，这样就可以快速地开始解调过程。
另一方面，峰值检测器382利用7×Tw/4的分析周期(即匹配滤波器371内延迟设备的长度)来检测匹配滤波器371的输出信号的峰值，然后将该峰值与预设的门限值Sth2比较。门限值Sth2被设置得高于峰值检测器381的门限值Sth1，其原因在于如果门限Sth2的值被设置得过低，则由于噪声或邻道干扰的影响，在错误位置上检测到匹配滤波器371内延迟设备长度的峰值的可能性就会增加。因此通过使该分析周期长于峰值检测器381内的分析周期，就可以更加准确地检测峰值。
在接收到峰值检测器381的输出信号之后，解调过程启动电路361启动一个解调过程。
在接收到峰值检测器381的输出信号之后，解调终止电路362开始对预定时间T进行计数。在预定时间T的计数周期内，如果没有从峰值检测器382接收到基于峰值检测的输出信号，则解调过程终止电路362终止已经开始的该解调过程。
因此在当前实施例中，可以认为符号定时信号检测器330由如下部分构成上述的延迟电路301、复共轭信号生成电路302、乘法器303、移动平均滤波器304a、平方器305a、平方器313、移动平均滤波器314、平方器315以及峰值检测器321。还可以认为符号定时信号分析器390由上述的匹配滤波器371、峰值检测器381和382构成。
因此，当前实施例的OFDM解调电路300与图1和5所示的OFDM解调电路100和200的不同之处仅在于馈送到峰值检测器381和382的相关信号是由匹配滤波器371所生成的。OFDM解调电路300以参考图4来描述的相同方式进行操作，并且可以达到与OFDM解调电路100和200所能提供的相同的效果。
尽管已参考OFDM解调电路100、200和300描述了本发明，但是本发明并不局限于这些特定的实施例。
此外，尽管已参考OFDM解调电路描述了本发明，但是本发明也可以被体现为采用该OFDM解调电路的OFDM接收设备。
工业实用性根据本发明，在OFDM接收信号的解调期间可以缩短分析周期，即缩短接收信号的观测期。这样，可以尽早地检测OFDM接收信号，使得OFDM接收信号的解调过程也可以尽早地启动。
在错误地启动解调过程的情况下，可以很快地检测到该错误并且可以终止该解调过程，从而恢复到OFDM接收信号等待状态。因此，信号检测的准确性不会被减弱。
因此，可以快速地启动解调过程，同时降低未能检测到OFDM接收信号的可能性。
权利要求
1.一种用于接收和解调包含多个正交载波的OFDM信号的OFDM解调电路，所述电路包含分析装置，其用于分析解调前的OFDM接收信号；以及解调过程终止装置，其用于根据所述分析装置的分析结果来终止OFDM接收信号的解调。
2.根据权利要求1的OFDM解调电路，还包含相关装置，其用于确定解调前的OFDM接收信号与经过延迟该解调前的OFDM接收信号而获得的信号之间的相关值；以及峰值检测装置，其用于在由所述相关装置获得的相关值的基础上，检测用于启动解调过程的相关值的峰值位置、和用于继续解调过程的相关值的峰值位置。
3.根据权利要求1的OFDM解调电路，所述分析装置包含相关装置，其用于确定解调前的OFDM接收信号与根据所关心的OFDM方案提前准备的信号序列之间的相关值；以及峰值检测装置，其用于在由所述相关装置获得的相关值的基础上，检测用于启动解调过程的相关值的峰值位置、和用于继续该解调过程的相关值的峰值位置。
4.根据权利要求2的OFDM解调电路，其中所述相关装置使解调前的OFDM接收信号延迟一个延迟时间，该延迟时间不长于用来解调该OFDM接收信号的窗口时间宽度Tw。
5.根据权利要求2到4中任意一项的OFDM解调电路，其中所述峰值检测装置被调整以使得Sth1＜Sth2，其中Sth1是用于启动该解调过程的相关值的峰值位置的检测门限值，而Sth2是用于继续该解调过程的相关值的峰值位置的检测门限值。
6.根据权利要求2到5中任意一项的OFDM解调电路，其中所述峰值检测装置被调整以使得T1＜T2，其中T1是用于启动该解调过程的相关值的峰值位置的分析周期，而T2是用于继续该解调过程的相关值的峰值位置的分析周期。
7.根据权利要求2到6中任意一项的OFDM解调电路，其中在所述峰值检测装置检测到用于启动该解调过程的相关值的峰值位置之后的一个预定时间周期内，如果所述峰值检测装置没有检测到用于继续该解调过程的相关值的峰值位置，则所述解调过程终止装置终止该OFDM接收信号的解调过程。
8.一种包含根据权利要求1到6中任意一项的OFDM解调电路的OFDM接收设备。
全文摘要
一种OFDM解调电路以及一种采用该电路的OFDM接收设备，该OFDM解调电路能够在接收到信号后的较短时间周期内启动一个解调过程，并且如果已经错误地启动该解调时，则尽早地终止该解调。如果在从峰值检测器(121)输出符号定时信号之后的预定时间(T)内，峰值检测器(122)的门限值Sth2没有被超过，即如果在解调过程终止电路(162)计数预定时间(T)之前，峰值检测器(122)没有向解调过程终止电路(162)提供一个继续定时信号(步骤S115)，则解调过程终止电路(162h)判定该解调过程开始的位置是错误的，它在完成对预定时间(T)的计数之后，很快终止当前正在进行的解调过程，并且返回到接收信号等待状态(步骤S111)。
文档编号H04L27/26GK1618192SQ02824229
公开日2005年5月18日 申请日期2002年10月4日 优先权日2001年10月4日
发明者松下佳辉, 今村公彦 申请人:夏普株式会社