专利名称：一种数字信号编码调制装置及方法
技术领域：
本发明涉及一种信号的编码调制装置，尤其涉及对数字信号进行编码调制的装置及方法。
对于要传输的数字信号来说，通常需要将数字信号调制到射频(RF)载波上才能发送。所述载波承载了需要传送的数字信息。由于射频载波通常为正弦波，其三个突出的特性是幅度、相位和频率，因此数字信号的传输可以定义为这样一个过程，即先将数字信号调制成RF载波的幅度、相位或频率，或者是二者的任意组合，然后进行RF载波信号的传输。RF载波的一般表达式是s(t)＝A(t)exp(ωct+θ(t))………………(1)其中ωc是载波的角频率，θ(t)是时变相位，RF载波的角频率与其频率的关系是ωc＝2πfc。将需要传输的数字信号以调幅或调频(调相)形式调制到上述载波上就能够实现数字信号的传输。
调制和信道编码是数字通信系统中的重要组成部分，数字调制是把数字信息映射到模拟形式的过程，以便使该信息能够在信道中传输。按照上述(1)式进行数字信号的调制，实际上进行的是调幅或调频(调相)的一维调制方式，载波的信息承载资源并没有得到充分利用，使得在信道带宽受限时，信道资源的利用率或容量不能进一步提高。
为达到上述目的，本发明提供的数字信号编码调制装置，用于对需要传送数字信号的编码调制，包括特征基波频率控制器fi(t)，用于存储预先确定的所用特征基波所有频率点的频率时间表，根据所述数字信号和所述频率时间表控制特征基波的频率；所述频率时间表为TABLEfi[]＝{1/fiN}，其中i＝{1，2，…，n}，n为预先确定的所用特征基波的频率点数，N为将一个周期内的特征基波均匀分成的等分数；特征基波波形控制器Zm，用于存储所用特征基波的振幅值的归一化数据表，根据所述数字信号和所述归一化数据表控制特征基波的波形形状；所述归一化数据表为TABLEZm[]＝{Zm(2πa/N)}，其中，m为预先确定的特征基波的个数，Zm为第m个特征基波，a为预先确定的一个完整特征基波包络离散点，a＝{0，…，N-1}；特征基波振幅控制器Vr(t)，用于存储所用特征基波幅度数据表，根据所述数字信号和所述幅度数据表控制特征基波的振幅；所述幅度数据表为TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅A的均匀分成的等分数；频率和波形受控基波发生器，在特征基波频率控制器fi(t)和特征基波波形控制器Zm的控制下，产生调频调形信号Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}；其中，∏表示从m个特征基波Zm{2πfi(t)}中选一；D/A转换器，用于将所述调频调形信号Zm，f表达的数字信号转化为模拟信号；缓冲及增益受控放大器，在特征基波振幅控制器Vr(t)的控制下，对D/A转换器输出的模拟Zm，f信号进行幅度调制，形成已调特征基波信号输出；所述已调特征基波信号u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}。
所述装置还包括网格编码器，用于对输入的数字信号进行网格编码，并将编码后的数字信号并行送入特征基波频率控制器fi(t)、特征基波波形控制器Zm和特征基波振幅控制器Vr(t)。
串并转换器，用于将要传输的串行数字信号为并行数字信号，并将转换后的并行数字信号送入所述网格编码器。
调频器，用于将已调特征基波信号u(t)调频后输出。
本发明提供的基于上述数字信号编码调制装置的正交二路数字信号编码调制装置，包括第一和第二数字信号编码调制装置，还包括第一平衡调制器，用于对第一数字信号编码调制装置输出的第一已调特征基波信号与正弦载波或余弦载波进行调幅调制；第二平衡调制器，用于对第二数字信号编码调制装置输出的第二已调特征基波信号与余弦载波或正弦载波进行调幅调制；综合加法器，用于合成第一平衡调制器和第二平衡调制器输出的调制信号，形成正交二路已调载波信号输出。
本发明提供的基于上述正交二路数字信号编码调制装置的多载波数字信号编码调制装置，包括至少两个正交二路数字信号编码调制装置，还包括多路加法器，用于合成上述至少两个正交二路数字信号编码调制装置输出的正交二路已调载波信号，形成多路正交已调载波信号输出。
本发明提供的基于上述数字信号编码调制装置的多载波数字信号编码调制装置，包括至少两个数字信号编码调制装置，还包括多路加法器，用于合成上述至少两个数字信号编码调制装置输出的已调载波信号，形成多路已调载波信号输出；本发明提供的基于上述多载波数字信号编码调制装置的正交二路多载波数字信号编码调制装置，包括第一和第二多路已调载波数字信号编码调制装置，还包括第一平衡调制器，用于对第一多路已调载波数字信号编码调制装置输出的第一多路已调载波信号与正弦载波或余弦载波进行调幅调制；第二平衡调制器，用于对第二多路已调载波数字信号编码调制装置输出的第二多路已调载波信号与余弦载波或正弦载波进行调幅调制；综合加法器，用于合成第一平衡调制器和第二平衡调制器输出的调制信号，形成正交二路多载波已调信号输出。
本发明提供的数字信号调制方法，包括建立所用特征基波所有频率点的频率时间表、所用特征基波的包络值的归一化数据表和所用特征基波幅度数据表；所述频率时间表为TABLEfi[]＝{1/fiN}，其中i＝{1，2，…，n}，n为预先确定的所用特征基波的频率点数，N为将一个周期内的特征基波均匀分成的等分数；所述归一化数据表为TABLEZm[]＝{Zm(2πa/N)}，其中，m为预先确定的特征基波的个数，Zm为第m个特征基波，a为预先确定的一个完整特征基波包络离散点，a＝{0，…，N-1}；所述幅度数据表为TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅A的均匀分成的等分数；根据所述数字信号和所述频率时间表控制特征基波的频率fi(t)，根据所述数字信号和所述归一化数据表控制特征基波的波形形状Zm，以及根据所述数字信号和所述幅度数据表控制特征基波的振幅Vr(t)；利用特征基波频率fi(t)和特征基波波形Zm，对所述数字信号进行调频和调形，产生调频调形信号Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}；其中，∏表示从m个特征基波Zm{2πfi(t)}中选一；将所述调频调形信号Zm，f表达的数字信号转化为模拟信号；根据特征基波振幅Vr(t)，对所述模拟信号进行幅度调制，形成已调特征基波信号输出；所述已调特征基波信号u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}。
所述方法还包括对已调特征基波信号进行调频的步骤。
所述方法还包括，在根据所述数字信号控制特征基波的频率fi(t)、控制特征基波的波形形状Zm，以及控制特征基波的振幅Vr(t)操作前，对输入的数字信号进行网格编码。
由于本发明所述的方案采用对数字信号同时进行调频、调幅和调形三维立体的编码调制，编码调制效率高，能够保证通信数据在窄带通信线路上进行宽带数字通信，即使信道的通信容量得到大幅度提高，节省了网络资源的利用率，且降低信号传输的误码率。在本发明的方案中，由于数字信息是同时调制在载波的频偏和频偏的变化速率上的，载波的频偏与特征基波信号的振幅，载波的频偏的变化速率与特征基波的频率，有一一对应的关系，所以，信号抗干扰能力强，解调后的已调特征基波信号失真小。
图1为本发明所述装置的第一个实施例方框图；图2为四种特征基波的振幅和频率在进制M＝64的立体星座示意图；图3为从图2分解出的四种特征基波的振幅和频率在进制M＝64的平面星座图；图4为图2或图3的网格编码集划分图；图5为本发明所述装置的第二个实施例方框图；图6为本发明所述装置的第三个实施例方框图；图7为本发明所述装置的第四个实施例方框图；图8为本发明所述装置的第五个实施例方框图；图9为本发明所述装置的第六个实施例方框图；图10为完整特征基波包络所需的离散点数示例图；图11为本发明所述方法的主流程图。
首先介绍本发明所述装置的第一实施例，参考图1。图1所示的数字信号编码调制装置1，用于对需要传送数字信号的进行编码调制，其信号调制过程采用调频、调幅和调形三维立体调制，从而能够极大地利用信道频谱资源，提高信道容量。该装置1主要包括特征基波频率控制器fi(t)12、特征基波波形控制器Zm14、特征基波振幅控制器Vr(t)15，以及频率和波形受控基波发生器16、D/A转换器17和缓冲及增益受控放大器18。考虑到实际应用中该数字信号编码调制装置1接收到的需要传送的数字信号可能为串行信号，因此，在本实施例中还设置了串/并转换器11，用于将要传输的串行数字信号为并行数字信号。另外，为使编码调制性能更佳，减少解调过程中各个调制点的判决失误，在本实施例中还设置了网格编码器12，用于对输入的数字信号进行网格编码。这样，数字信号编码调制装置1将接收到的串行信号经串/并转换器11转换为并行数字信号后，送入所述网格编码器12，由网格编码后的数字信号并行送入特征基波频率控制器f(t)13、特征基波波形控制器Zm14和特征基波振幅控制器V(t)15。
现在，结合图2、图3对图1所示装置作进一步阐述。图2为四种特征基波的振幅和频率在进制M＝64的立体星座示意图。按照图2所示的星座图，数字信号调制所采用的特征基波的个数m为4(m的值由DSP或CPU可分辨波形的精度和误码率决定)。为方便对图3进行说明，将图3为从图2分解出的四种特征基波的振幅和频率在进制M＝64的平面星座图。在进行编码调制前，要根据信道状况确定类似图2所示的星座图。以图2、3为例，首先确定所用特征基波的所有频率点的频率(如图(3)所示的f1、f2、f3、f4的频率点)，由实际可用带宽以及依据信道误码率和DSP(或CPU)的分辨率决定；再将一个周期内的特征基波均匀分成N等分(N的值由特征基波的频率精度和DSP处理精度决定)，根据所设各个频率点的频率，建立分别属于各个频率点(f1、f2、f3、f4)的T/N＝1/fN的时间表，即TABLEfi[]＝{1/f1N，1/f2N，1/f3N，1/f4N}；第二，为了降低数字信号处理器DSP(或CPU)的运算量，提高编码调制效率，不需要上述N个点全部计算输出，可以根据抽样定律，确定构成一个完整特征基波包络所需的离散点数(例如图10所示的14点0，3，6，10，…，74，77，80)，根据所确定的所有离散点，建立分别属于m个特征基波的(即图(3)所示的Zo、Z1、Z2、Z3四个特征基波的)包络值(即包络上的Zm(2πa/N)的值)的归一化数据表，即TABLEZm[]＝{0x0，…Zm(2πa/N)…Zm(2π(N-1)/N)}；第三，建立控制特征基波输出幅度的数据表，即TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝f，……，2，1。即把振幅A均匀分成R等分(R的值由解调的判决精度和误码率决定)，由于码元的同步要求振幅不能为零，一般r取1至R的后2/3段，即Vr(t)大于等于(1/3)A)。
对于图1中的装置来说，所述特征基波频率控制器fi(t)13，用于存储预先确定的所用特征基波所有频率点的频率时间表，根据所述数字信号和所述频率时间表控制特征基波的频率；所述频率时间表为TABLEfi[]＝{1/fiN}，其中i＝{1，2，…，n}，n为预先确定的所用特征基波的频率点数，N为将一个周期内的特征基波均匀分成的等分数。
所述特征基波波形控制器Zm14，用于存储所用特征基波的包络值的归一化数据表，根据所述数字信号和所述归一化数据表控制特征基波的波形形状；所述归一化数据表为TABLEZm[]＝{Zm(2πa/N)}，其中，m为预先确定的特征基波的个数，Zm为第m个特征基波，a为预先确定的一个完整特征基波包络离散点，a＝{0，…，N-1}，本例中，a＝{0，3，6，…，N-1}。
所述特征基波振幅控制器Vr(t)15，用于存储所用特征基波幅度数据表，根据所述数字信号和所述幅度数据表控制特征基波的振幅；所述幅度数据表为TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅A的均匀分成的等分数。
频率和波形受控基波发生器16，在特征基波频率控制器fi(t)和特征基波波形控制器Zm的控制下，产生调频调形信号Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}，产生单个周期的特征基波；其中，∏表示从m个特征基波Zm{2πfi(t)}中选一。而D/A转换器17，用于将所述调频调形信号Zm，f表达的数字信号转化为模拟信号。由缓冲及增益受控放大器18，在特征基波振幅控制器Vr(t)15的控制下，对D/A转换器输出的模拟Zm，f信号进行幅度调制，形成已调特征基波信号输出，完成调制过程所述已调特征基波信号u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}。
对于上述已调特征基波信号u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}，∏Zm{2πfi(t)}，m＝0，1，2，…，m，∏的意义为从m个函数Zm{2πfi(t)}中选一，即同一时刻只有一个函数Zm{2πfi(t)}在工作，Vr(t)是特征基波振幅的函数，2πfi(t)是特征基波频率的函数，zm{2πfi(t)}为波形函数，当m＝0时，设z0{2πfi(t)}＝sin{2πfi(t)}；这样，由Vr(t)、fi(t)和zm{2πfi(t)}三函数构成了数字信号的三维编码调制空间。
Vr(t)＝A×(r/R)，r＝R，R-1，…，2，1；Vr(t)的含义是将振幅A均匀分成R等分，在不同的周期下Vr(t)取不同的A×(r/R)值，在同一周期内Vr(t)取值不变。
fi(t)＝fi×(nΔt)，i＝1，2，…，I，I的含义为所选择的I个频率点；n＝1，2，…，N；Δt＝t2-t1；t1，t2为时间轴上间隔为T/N的两点。
Zm{2πfi(t)}在m不等于0的函数中，其函数主要特征是与正弦函数近似的函数(本例中采用正弦波)，不同点是函数的过零点不等于π(占空比不同)，但上半波和下半波的面积相同，由于上半波和下半波的面积相同的特征基波，经过一个周期的积分其值为零，所以不含直流成分；我们可以设上半波和下半波分别属于两个频率不同的正弦波，分别取其上半波和下半波部分合成成为一个特征基波。
在本例中，以上所述特征基波是由DSP(或CPU)控制频率和波形受控基波发生器16(频率和波形受控基波发生器16也可由DSP或CPU实现)根据数字编码信息和D/A转换器合成而来。下面说明详细的合成过程。
初始化定时器、定时计数变量n(n＝0)和D/A转换器，等待写数据信号，在写数据信号到时，将并行数字数据写入特征基波频率控制器fi(t)12、特征基波波形控制器Zm14、特征基波振幅控制器Vr(t)15，然后清除数据写入标记(假设该标记为fg_R，则fg_R＝0，0表示清除，1标识数字信号可以写入各个控制寄存器)。再利用特征基波振幅控制器Vr(t)15，查表确定基波的输出幅度，利用特征基波波形控制器Zm14查表TABLEZm[]＝{0x0，…Zm(2πa/N)…Zm(2π(N-1)/N)}，获取加载第m个特征基波的包络数据表，利用特征基波频率控制器fi(t)12查表加载定时器的值(定时时间为T/N＝1/fN)，接着设置数据写入标记，即使fg_R＝1，通知输入端可以输入下段需要编码调制的数字数据，使能定时器，在定时时间到时，进行n＝n+1的操作，然后判断n是否等于N-1，如果否，则继续循环(n循环一周等于对特征基波进行一周的扫描，根据不同的n输出不同的包络值)，否则循环结束，在循环结束结束时，特征基波的一个周期的合成处理即已完成(所述特征基波是Zm(2πfi(t))中的某个)，重新初始化定时计数变量使n＝0，除能定时器(即让定时器停止工作)；加载第二段输入数据至Vr(t)，fi(t)，Zm…，再使能定时器，进入特征基波的下一个周期的处理。
上述利用特征基波波形控制器Zm14查表，选择不同特征基波波形的包络结构，输出特征基波的包络值，当n＝0时，查表得第m个特征基波的包络数据，送D/A转换器，此时，数据D＝Zm(2π0/N)＝0；当n＝3时，查表得第m个特征基波的包络数据，送D/A转换器，此时，数据D＝Zm(2π3/N)；当n＝a时，查表得第m个特征基波的包络数据，送D/A转换器，此时，数据D＝Zm(2πa/N)；当n＝N-1时，查表得第m个特征基波的包络数据，送D/A转换器，此时，数据D＝Zm(2π(N-1)/N)。
在缓冲及增益受控放大器单元，根据特征基波振幅控制器Vr(t)15的数据，查表TABLEVr[]确定特征基波的输出幅度，完成已调特征基波输出。
总之，对于图(3)所示为四种特征基波的振幅和频率在进制M＝64的星座图，M＝Vr(t)×fi(t)×Zm＝4×4×4＝64；其中f1至f4为fi(t)的取值范围，(在窄带调频FM应用下，f1可取95％B/2，其中B为信道带宽)，f2＝f1×1/(1+Δt×f1))，f3＝f2×1/(1+Δt×f2))，f4＝3×1/(1+Δt×f3))；Δt＝1/f2-1/f1的取值是依据误码率和DSP(即CPU)的分辨率来决定，中心频率为fi(t)＝(f1+f4)/2。V1至V4为Vr(t)的取值范围，由于解调需要码元同步，所以设V1至V4为1至1/3(归一化)电平平均分布。Zm寄存器值为二进制00时，Zm＝Z0(2πfi(t))＝sin(2πfi(t))Zm寄存器值为二进制01时，Zm(2πfi(t))＝Z1(2πfi(t))；Zm寄存器值为二进制10时，Zm(2πfi(t))＝Z2(2πfi(t))；Zm寄存器值为二进制11时，Zm(2πfi(t))＝Z3(2πfi(t))。
本例采用的网格编码集划分，可以使整体数字信号的编码调制达到良好的整体性能；它的基础是Ungerboeck(1982)提出的集划分映射概念。集划分映射可以用于分组码或卷积码的连接。划分平面信号星座图的基本原则是将信号星座图划分为一个个子集，使其中的各点最大限度地分开。从原始的信号星座图开始，先将其分为两个子集，要求这两个子集是同形的，且其中的各点最大限度地分开。然后，对每一个子集重复进行这样地划分，直到结束，如图(4)所示；如果图(3)中的Zm(2πfi(t))与Vr(t)互换，其网格编码集划分与图(4)相同。
图5为本发明所述装置的第二个实施例方框图，它描述了已调特征基波信号在窄带FM调制的应用。该实施例所述装置在图1所示的数字信号编码调制装置的基础上，又增加了调频器2，用于将已调特征基波信号u(t)调频后输出，这样就能够利用FM的优点，增加编码调制信号的抗干扰能力。由于窄带FM调制的带宽与常规AM信号的带宽相同，因此，有效的特征基波频率范围为小于等于B/2(B为频道的带宽)。已调特征基波信号在经过窄带FM调制后的输出为u(t)＝Asin{2πfct+Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}}；其中∏Zm{2πfi(t)}，m＝0，1，2，…，m，∏的意义为从m个函数Zm{2πfi(t)}中选一，即同一时刻只有一个函数Zm{2πfi(t)}在工作。fc、2πfi(t)分别是载波和特征基波的频率，A、Vr(t)分别是载波和特征基波信号的振幅，
由于数字信息是同时调制在载波的频偏(即Vr(t))和频偏的变化速率(即2πfi(t))上的，载波的频偏与特征基波信号的振幅，载波的频偏的变化速率与特征基波的频率，有一一对应的关系，所以，信号抗干扰能力强，解调后的已调特征基波信号失真小。
图6为本发明所述装置的第三个实施例方框图，它描述了载波正交两路复用的宽带应用。该实施例描述的以图1所示的数字信号编码调制装置为基础的正交二路数字信号编码调制装置3，包括第一和第二数字信号编码调制装置31、32，还包括第一平衡调制器33、第二平衡调制器34、综合加法器37，以及提供标准正弦波的正弦波发生器35和移相器36。按照图6所示，正弦波发生器35直接连接所述第一平衡调制器33，这样其输出的正弦波直接给入第一平衡调制器33，正弦波发生器35输出的正弦波在经过移相器36的-90°移相后给入第二平衡调制器34，这样使第一平衡调制器33、第二平衡调制器34的载波相互正交。在实际应用中，正弦波发生器35也可以直接连接所述第二平衡调制器34，这样其输出的正弦波直接给入第一平衡调制器34，正弦波发生器35输出的正弦波在经过移相器36的-90°移相后给入第一平衡调制器33同样也能实现使第一平衡调制器33、第二平衡调制器34的载波相互正交。
因此，所述第一平衡调制器33，用于对第一数字信号编码调制装置输出的第一已调特征基波信号与正弦载波(余弦载波)进行调幅调制；第二平衡调制器，用于对第二数字信号编码调制装置输出的第二已调特征基波信号与余弦载波(按第二种连接方式则为正弦载波)进行调幅调制；而综合加法器37，用于合成第一平衡调制器和第二平衡调制器输出的调制信号，形成正交二路已调载波信号输出。
因此，图6中，第一和第二数字信号编码调制装置31、32输出的两路已调特征基波m1(t)和m2(t)分别通过平衡调制器，分别与正弦波载波和余弦波载波进行调幅调制，而后，这两路已调载波相加，形成的合成已调特征基波为u(t)＝Am1(t)cos2πfct+Am2(t)sin2πfct；
其中m1(t)＝Vr(t)∏zm{2πfi(t)}；m2(t)＝Vr(t)∏zm{2πfi(t)}。
图6所示的载波正交两路复用是一个带宽效率很高的通信系统，可以和单边带(SSB-AM)调制的带宽效率相比拟。其通信数据速率Rb为6至12倍于频带宽度B，即Rb＝Blog2(M)。
图7为本发明所述装置的第四个实施例方框图，它描述了多载波AM调制的宽带应用。图7描述的装置是基于正交二路数字信号编码调制装置的多载波数字信号编码调制装置，该装置4包括多个(至少两个)正交二路数字信号编码调制装置41、42，还包括多路加法器43，用于合成上述多个正交二路数字信号编码调制装置输出的正交二路已调载波信号，上述多个正交二路已调载波信号的载波相互正交，形成多路正交已调正交载波信号输出，即多载波AM调制信号，适用于各种宽带应用场合，如WLAN。
图8为本发明所述装置的第五个实施例方框图，该实施例描述的是基于所述数字信号编码调制装置的多载波数字信号编码调制装置，该装置5包括多个(至少两个)数字信号编码调制装置51、52，还包括多路加法器53，用于合成上述至少两个数字信号编码调制装置输出的已调载波信号，形成多路已调载波信号输出。上述多个数字信号编码调制装置输出的已调载波信号的载波的频率是相互错开的(频谱是正交的)。此处的多路已调载波是指用多路“数字信号编码调制装置”按频率相互错开的(频谱是正交的)方式直接输出产生的多路已调特征基波信号的合成。
图9为本发明所述装置的第六个实施例方框图，它描述了另一种多载波AM调制的宽带应用。图9所示的装置6是基于所述多载波数字信号编码调制装置的正交二路多载波数字信号编码调制装置，该装置6包括第一和第二多路已调载波数字信号编码调制装置61、62，还包括第一平衡调制器63、第二平衡调制器64、综合加法器67，以及提供标准正弦波的正弦波发生器65和移相器66。按照图9所示，正弦波发生器65直接连接所述第一平衡调制器63，这样其输出的正弦波直接给入第一平衡调制器63，正弦波发生器65输出的正弦波在经过移相器36的-90°移相后给入第二平衡调制器64，从而使第一平衡调制器63、第二平衡调制器64的载波相互正交。
第一平衡调制器，用于对第一多路已调载波数字信号编码调制装置输出的第一多路已调载波信号与正弦载波进行调幅调制；第二平衡调制器，用于对第二多路已调载波数字信号编码调制装置输出的第二多路已调载波信号与余弦载波进行调幅调制；综合加法器，用于合成第一平衡调制器和第二平衡调制器输出的调制信号，形成正交二路多载波已调信号输出。
需要指出的是，正弦波发生器65也可以直接连接所述第二平衡调制器64，这样其输出的正弦波直接给入第一平衡调制器64，正弦波发生器65输出的正弦波在经过移相器66的-90°移相后给入第一平衡调制器63。
图9所示的装置在同一物理带宽B内，第一多载波数字信号编码调制装置61合成出频谱相互错开的I路mi(t)特征基波，I路mi(t)正交特征基波相加后，获得u1(t)；用同样的方法可获得第二多载波数字信号编码调制装置62输出的u2(t)。u1(t)，u2(t)分别通过平衡调制器，分别与正弦波载波和余弦波载波进行调幅调制，而后，这两路已调载波相加，得到如下式所述的正交二路多载波数字信号编码调制信号u(t)＝Au1(t)cos2πfct+Au2(t)sin2πfct；其中u1(t)＝Vr(t)∏Zm{2πf1(t)}+…+Vr(t)∏Zm{2πfI(t)}；u2(t)＝Vr(t)∏Zm{2πf1(t)}+…+Vr(t)∏Zm{2πfI(t)}。
这是单载波带宽利用率最高的一种调制方案，也是带宽效率较高的一种方案，其通信数据速率Rb可能已经超过了香农信道容量C。
图11为本发明所述方法的主流程图。图11所述的数字信号调制方法，用于对数字信号的编码调制，产生下式所述的已调特征基波信号u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}；其中∏Zm{2πfi(t)}，m＝0，1，2，…，m，∏的意义为从m个函数Zm{2πfi(t)}中选一，即同一时刻只有一个函数Zm{2πfi(t)}在工作，Vr(t)是特征基波振幅的函数，2πfi(t)是特征基波频率的函数，Zm{2πfi(t)}为波形函数，当m＝0时，设Z0{2πfi(t)}＝sin{2πfi(t)}；这样，由Vr(t)、fi(t)和Zm{2πfi(t)}三函数构成了数字信号的三维编码调制空间。
Vr(t)＝A×(r/R)，r＝R，R-1，…，2，1；即Vr(t)的含义为把振幅A均匀分成R等分(由于码元的同步要求振幅不能为零，一般r取1至R的后2/3段，即Vr(t)大于等于(1/3)A)，在不同的时间周期下Vr(t)取不同的A×(r/R)值，在同一周期内Vr(t)取值不变。
fi(t)＝fi×(nΔt)，i＝1，2，…，I，I的含义为所选择的I个频率点；n＝1，2，…，N；Δt＝t2-t1；t1，t2为时间轴上间隔为T/N的两点。
Zm{2πfi(t)}在m不等于0的函数中，其函数主要特征是与正弦函数近似的函数，不同点是函数的过零点不等于π(占空比不同)，但上半波和下半波的面积相同，由于上半波和下半波的面积相同的特征基波，经过一个周期的积分其值为零，所以不含直流成分；我们可以设上半波和下半波分别属于两个频率不同的正弦波，分别取其上半波和下半波部分合成成为一个特征基波。
按照图11，需要预先确定数字信号编码调制的星座图(可以根据信道环境设置，如信道误码率和信噪比)，即建立所用特征基波所有频率点的频率时间表、所用特征基波的包络值的归一化数据表和所用特征基波幅度数据表，以作为上述三维调制的控制依据。
假设星座图如图2或图3所示，可以按照以下方式确定上述三个数据表。首先，确定所用特征基波的所有频率点的频率(即如图(3)所示的f1、f2、f3、f4的频率点)，由实际可用带宽决定；再将一个周期内的特征基波均匀分成N等分，根据所设各个频率点的频率，建立分别属于各个频率点(f1、f2、f3、f4)的T/N＝1/fN的时间表，即TABLEfi[]＝{1/f1N，1/f2N，1/f3N，1/f4N}；第二，为了降低DSP(CPU)的运算量，不需要N个点全部输出，因此，根据抽样定律，确定构成一个完整特征基波包络所需的离散点数(例如图10的14个点)，根据所确定的所有离散点，建立分别属于m个特征基波的(即图(3)所示的Zo、Z1、Z2、Z3四个特征基波的)包络值(即包络上的Zm(2πa/N)的值)的归一化数据表，即TABLEZm[]＝{0x0，…Zm(2πa/N)…Zm(2π(N-1)/N)}；第三，建立控制特征基波输出幅度的数据表，即TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1，即把振幅A均匀分成R等分。这样，就可以根据所述数字信号和所述频率时间表控制特征基波的频率fi(t)，根据所述数字信号和所述归一化数据表控制特征基波的波形形状Zm，以及根据所述数字信号和所述幅度数据表控制特征基波的振幅Vr(t)，从而实现本发明所述方法的数字信号编码调制。
当数字信号输入时，假设该信号为串行数字信号，就要在步骤1将该串行数字信号转换为并行数字信号，再在步骤2对所述并行数字信号进行网格编码，接着在步骤3利用进行网格编码后的数据，控制特征基波的频率fi(t)、控制特征基波的波形形状Zm，以及控制特征基波的振幅Vr(t)。具体说，该步骤首先根据特征基波频率fi(t)和特征基波波形Zm，对所述数字信号进行调频和调形，产生调频调形信号Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}；其中，∏表示从m个特征基波Zm{2πfi(t)}中选一；再将所述调频调形信号Zm，f表达的数字信号转化为模拟信号；最后根据特征基波振幅Vr(t)，对所述模拟信号进行幅度调制，形成已调特征基波信号输出；所述已调特征基波信号u(t)＝Vr(t)∏Zm{2 π fi(t)}。
上述步骤2、3可以这样具体实现初始化定时器、定时计数变量n(n＝0)和D/A转换器，等待写数据信号，在写数据信号到时，用网格编码后的数字数据控制特征基波频率fi(t)、特征基波波形Zm、特征基波振幅Vr(t)，然后清除数据写入标记(假设该标记为fg_R，则fg_R＝0，0表示清除，1标识数字信号可以写入各个控制寄存器)。再利用特征基波振幅Vr(t)，查表确定基波的输出幅度，利用特征基波波形Zm查表TABLEZm[]＝{0x0，…Zm(2πa/N)…Zm(2π(N-1)/N)}，获取加载第m个特征基波的包络数据表，利用特征基波频率fi(t)查表加载定时器的值(定时时间为T/N＝1/tN)，接着设置数据写入标记，即使fg_R＝1，可输入下段需要编码调制的数字数据；使能定时器，在定时时间到时，进行n＝n+1的操作，然后判断n是否等于N-1，如果否，则继续循环(n循环一周等于对特征基波进行一周的扫描，使得子程序根据不同的n输出不同的包络值)，否则循环结束，在循环结束结束时，特征基波的一个周期的合成处理即已完成(所述特征基波是Zm(2πfi(t))中的某个)，重新初始化定时计数变量使n＝0，除能定时器(即让定时器序止工作)；加载第二段输入数据至Vr(t)，fi(t)，Zm…，再使能定时器，进入特征基波的下一个周期的处理。
选择不同特征基波波形的包络结构，输出特征基波的包络值的过程可以这样实现假设所确定的特征基波包络所需的离散点为{0，3，…，a，…，N-1}；当n＝0时，查表TABLEZm[]得第m个特征基波的包络数据，进行D/A转换，此时数据D＝Zm(2π0/N)＝0；当n＝3时，查表TABLEZm[]得第m个特征基波的包络数据，进行D/A转换，此时D＝Zm(2π3/N)；当n＝a时，查表TABLEZm[]得第m个特征基波的包络数据，进行D/A转换，此时D＝Zm(2πa/N)；当n＝N-1时，查表得第m个特征基波的包络数据，进行D/A转换，此时D＝Zm(2π(N-1)/N)。
对于一个周期的特征基波，查表TABLEVr[]确定特征基波的输出幅度，完成已调特征基波输出。
如果采用图(3)所示的四种特征基波的振幅和频率在进制M＝64的星座图，则M＝Vr(t)×fi(t)×zm＝4×4×4＝64；其中f1至f4为fi(t)的取值范围，(在窄带调频FM应用下，f1可取95％B/2，其中B为信道带宽)，f2＝f1×1/(1+Δt×f1))，f3＝f2×1/(1+Δt×f2))，f4＝f3×1/(1+Δt×f3))；Δ t＝1/f2-1/f1的取值是依据误码率和DSP(或CPU)的分辨率来决定，中心频率为fi(t)＝(f1+f4)/2。V1至V4为Vr(t)的取值范围，由于解调需要码元同步，所以设V1至V4为1至1/3(归一化)电平平均分布。Zm寄存器值为二进制00时，Zm＝Z0(2πfi(t))＝sin(2πfi(t))；Zm寄存器值为二进制01时，Zm(2πfi(t))＝Z1(2πfi(t))；Zm寄存器值为二进制10时，Zm(2πfi(t))＝Z2(2πf(t))；Zm寄存器值为二进制11时，Zm(2πfi(t))＝Z3(2πfi(t))。
在图11所述方法中，还可以包括对已调特征基波信号进行调频的步骤。由于窄带FM调制的带宽与常规AM信号的带宽相同，因此，有效的特征基波频率范围为小于等于B/2(B为频道的带宽)。已调特征基波信号在窄带FM调制的表达式为u(t)＝Asin{2πfct+Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}}；其中∏Zm{2πfi(t)}，m＝0，1，2，…，m，∏的意义为从m个函数Zm{2πfi(t)}中选一，即同一时刻只有一个函数Zm{2πfi(t)}在工作。fc、2πfi(t)分别是载波和特征基波的频率，A、Vr(t)分别是载波和特征基波信号的振幅。由于增加了调频的步骤，使已调特征基波信号具有了更强的抗干扰能力。
需要说明的是，本发明采用的是调频、调幅、调形三维调制方案，在实际应用中，采用调频、调幅、调形中的其中任意两项组合的二维调制方案也可以大大提高编码调制的效率。
还需要说明，在本发明所述装置和方法的具体实施中，指示编码调制的星座图是根据信道环境的变化而动态变化的，所采用的数据表也时变化的。例如，在误码率较低和/或信噪比较高时，M值自动增大，即可以增加特征基波的数目、频率点数，等等。
权利要求
1.一种数字信号编码调制装置，用于对需要传送数字信号的编码调制，包括特征基波频率控制器fi(t)，用于存储预先确定的所用特征基波所有频率点的频率时间表，根据所述数字信号和所述频率时间表控制特征基波的频率；所述频率时间表为TABLEfi[]＝{1/fiN}，其中i＝{1，2，…，n}，n为预先确定的所用特征基波的频率点数，N为将一个周期内的特征基波均匀分成的等分数；特征基波波形控制器Zm，用于存储所用特征基波的振幅值的归一化数据表，根据所述数字信号和所述归一化数据表控制特征基波的波形形状；所述归一化数据表为TABLEZm[]＝{Zm(2πa/N)}，其中，m为预先确定的特征基波的个数，Zm为第m个特征基波，a为预先确定的一个完整特征基波包络离散点，a＝{0，…，N-1}；特征基波振幅控制器Vr(t)，用于存储所用特征基波幅度数据表，根据所述数字信号和所述幅度数据表控制特征基波的振幅；所述幅度数据表为TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅A的均匀分成的等分数；频率和波形受控基波发生器，在特征基波频率控制器fi(t)和特征基波波形控制器Zm的控制下，产生调频调形信号Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}；其中，∏表示从m个特征基波Zm{2πfi(t)}中选一；D/A转换器，用于将所述调频调形信号Zm，f表达的数字信号转化为模拟信号；缓冲及增益受控放大器，在特征基波振幅控制器Vr(t)的控制下，对D/A转换器输出的模拟Zm，f信号进行幅度调制，形成已调特征基波信号输出；所述已调特征基波信号u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}。
2.如权利要求1所述的数字信号编码调制装置，其特征在于，所述装置还包括网格编码器，用于对输入的数字信号进行网格编码，并将编码后的数字信号并行送入特征基波频率控制器fi(t)、特征基波波形控制器Zm和特征基波振幅控制器Vr(t)。
3.如权利要求2所述的数字信号编码调制装置，其特征在于，所述装置还包括串并转换器，用于将要传输的串行数字信号为并行数字信号，并将转换后的并行数字信号送入所述网格编码器。
4.如权利要求1、2或3所述的数字信号编码调制装置，其特征在于，所述装置还包括调频器，用于将已调特征基波信号u(t)调频后输出。
5.一种基于权利要求1、2或3所述数字信号编码调制装置的正交二路数字信号编码调制装置，包括第一和第二数字信号编码调制装置，其特征在于还包括第一平衡调制器，用于对第一数字信号编码调制装置输出的第一已调特征基波信号与正弦载波或余弦载波进行调幅调制；第二平衡调制器，用于对第二数字信号编码调制装置输出的第二已调特征基波信号与余弦载波或正弦载波进行调幅调制；综合加法器，用于合成第一平衡调制器和第二平衡调制器输出的调制信号，形成正交二路已调载波信号输出。
6.一种基于权利要求5所述的正交二路数字信号编码调制装置的多载波数字信号编码调制装置，包括至少两个正交二路数字信号编码调制装置，其特征在于还包括多路加法器，用于合成上述至少两个正交二路数字信号编码调制装置输出的正交二路已调载波信号，形成多路正交已调载波信号输出。
7.一种基于权利要求1、2或3所述数字信号编码调制装置的多载波数字信号编码调制装置，包括至少两个数字信号编码调制装置，其特征在于还包括多路加法器，用于合成上述至少两个数字信号编码调制装置输出的已调载波信号，形成多路已调载波信号输出；
8.一种基于权利要求7所述多载波数字信号编码调制装置的正交二路多载波数字信号编码调制装置，包括第一和第二多路已调载波数字信号编码调制装置，其特征在于还包括第一平衡调制器，用于对第一多路已调载波数字信号编码调制装置输出的第一多路已调载波信号与正弦载波或余弦载波进行调幅调制；第二平衡调制器，用于对第二多路已调载波数字信号编码调制装置输出的第二多路已调载波信号与余弦载波或正弦载波进行调幅调制；综合加法器，用于合成第一平衡调制器和第二平衡调制器输出的调制信号，形成正交二路多载波已调信号输出。
9.一种数字信号调制方法，包括建立所用特征基波所有频率点的频率时间表、所用特征基波的包络值的归一化数据表和所用特征基波幅度数据表；所述频率时间表为TABLEfi[]＝{1/fiN}，其中i＝{1，2，…，n}，n为预先确定的所用特征基波的频率点数，N为将一个周期内的特征基波均匀分成的等分数；所述归一化数据表为TABLEZm[]＝{Zm(2πa/N)}，其中，m为预先确定的特征基波的个数，Zm为第m个特征基波，a为预先确定的一个完整特征基波包络离散点，a＝{0，…，N-1}；所述幅度数据表为TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅A的均匀分成的等分数；根据所述数字信号和所述频率时间表控制特征基波的频率fi(t)，根据所述数字信号和所述归一化数据表控制特征基波的波形形状Zm，以及根据所述数字信号和所述幅度数据表控制特征基波的振幅Vr(t)；利用特征基波频率fi(t)和特征基波波形Zm，对所述数字信号进行调频和调形，产生调频调形信号Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}；其中，∏表示从m个特征基波Zm{2πfi(t)}中选一；将所述调频调形信号Zm，f表达的数字信号转化为模拟信号；根据特征基波振幅Vr(t)，对所述模拟信号进行幅度调制，形成已调特征基波信号输出；所述已调特征基波信号u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}。
10.如权利要求9所述的数字信号调制方法，其特征在于，所述方法还包括对已调特征基波信号进行调频的步骤。
11.如权利要求9或10所述的数字信号调制方法，其特征在于，所述方法还包括，在根据所述数字信号控制特征基波的频率fi(t)、控制特征基波的波形形状Zm，以及控制特征基波的振幅Vr(t)操作前，对输入的数字信号进行网格编码。
全文摘要
本发明公开了一种数字信号编码调制装置，用于对需要传送数字信号的三维编码调制，包括特征基波频率控制器f
文档编号H04L27/32GK1469608SQ0314820
公开日2004年1月21日 申请日期2003年7月1日 优先权日2003年7月1日
发明者叶建国 申请人:叶建国