使用零if进行再调制的方法及系统的制作方法

专利名称：使用零if进行再调制的方法及系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信系统领域。更具体而言，本发明涉及在对数字通信信号进行调制及解调中使用的电子电路。
背景技术：
调制技术广泛应用于通信系统中。在实际中，可使用调制技术来实现通信信号通过包括有线系统及无线系统在内的众多种媒体进行传输。举例而言，可使用调制技术通过诸如同轴线对或绞线对等有线系统传输通信信号。此外，调制技术亦用于在例如微波系统或卫星系统中通过无线电传输通信信号。在实际应用中，亦可能会出现为实现一最终结果而需要进行数次调制的情况。举例而言，可能需要进行数次调制将一通信信号自用户端设备(CPE)传输至市内电话局，然后再通过微波系统对其进行远距离传输。
为实现微波通信，通常需要对信号进行调制以便通过电缆进行传输，然后对其进行再调制以便通过无线电进行传输。为进行最佳的电缆传输调制，通常使用一相对低的调制频率。然而，为进行最佳的无线电传输调制，较佳应使用相对高的微波频率。因此，必须将较低频率调制再调制至高微波频率。然而，微波发射机通常具有窄范围调谐器，因而可能需要进行数次再调制。
先前，已试图借助外差技术来解决将一已调制信号自一相对低的调制频率变换成一相对高的调制频率此一问题。在该种技术中，首先以一相对低的频率实施第一调制，以便通过电缆传输通信信号。然后，在电缆的另一端处，将该具有相对低调制频率的信号再调制至一相对高的频率。此处，第一调制频率应足够低，以使中继电缆损耗最小化。其中，该种外差方法需要精心设计的图像载波抑制滤波器，以便实现充分的频率变换。为实现较佳的图像载波抑制，必须使该第一调制频率尽可能高，以便更易于构建图像载波抑制滤波器，然而，此与使该第一调制频率尽可能低之此一需要相互矛盾。图像载波抑制滤波器的存在大大降低了将第二调制器调谐至一任意频率的能力。此种技术在多年之前即已开发出来，目前在各种制造商的许多无线电产品中仍颇为常用。
而第二种技术则是将调制源置于靠近微波发射机的电缆端部处，并使用直接转换来调制至一适用于微波传输的相对高频率。直接转换本身即能实现宽调谐变化。然而，数据必须通过电缆传输，以便可在电缆的另一端部进行调制。为此，需要使用额外的硬件来检测数据、修正由电缆引起的信号传输减损以及恢复该数据及与其相关联的定时信息。此种直接调制方法的缺点在于如下事实需将数据及时钟施加至一位于电缆端部处的调制器。因此，需要使用一调制器来驱动电缆，同时需要在电缆端部处使用一解调器来接收数据及重新产生与该数据相关联的定时信息。
因此，需要改良已调制信号通信方法及系统。本发明即会解决上述即相关问题。

发明内容
本发明通过以一任意频率实施一第一调制并以另一任意频率实施一第二调制而解决了现有技术中的众多问题。为实现此目的，本发明使用曾在第一调制中使用的同一参考振荡器信号对该第一调制进行解调。由于使用同一参考振荡器信号来实现调制及解调，因而会实现对原始信号的密切近似。由于有了此种密切近似，随后的再调制就可以一第二任意频率轻松实现并可进一步使用低成本的合成器及调制组件来实现。在实行中，首先以一第一频率实现第一调制；然后将该第一调制解调至零频率；接下来，以一第二频率实现第二调制(即再调制)。
在本发明的一实施例中，首先使用一参考振荡器信号来产生一第一调制频率。然后，使用该第一调制频率产生一第一已调制信号。然后，将该参考振荡器信号及该调制信号通过同一媒体传输至一目的地。在该目的地处，使用该参考振荡器信号对该已调制信号进行解调，以便实际上产生该些基带信号的近似信号。由此，即会实现零频率解调。此后，再以一任意频率实施一第二调制。
在本发明的另一实施例中，将一第一调制频率信号及该已调制信号通过同一媒体传输至一目的地。在该目的地处，使用该第一调制频率信号对该已调制信号进行解调，以便实际上产生该些基带信号的近似信号。由此，即会实现零频率解调。此后，再以一任意频率实施一第二调制。


随附图式并入本说明书中并构成本说明书的一部分，该等图式阐释本发明的若干实施例并与本说明一起用于解释本发明的原理。
图1A为一用于调制信号的现有技术系统的方块图；图1B为一用于调制信号的现有技术系统的方块图；图2A-2D为根据现有技术的各种已调制信号的频域表示形式；图3为一描绘微波通信中所用的一室内设备(IDU)及一室外设备(ODU)的图式；图4A-4F为现有技术外差调制中所存在的各种信号的频域表示形式；图5为一用于实施现有技术外差调制的系统的方块图；图6为一用于实施现有技术直接调制的系统的方块图；图7A及7B为在现有技术直接调制中所看到的信号表示形式；图8为一用于实施本发明零IF再调制的系统的一较佳实施例的方块图；图9A-9F为在本发明零IF再调制中所存在的各种信号的频域表示形式；
图10A为一用于实施本发明零IF再调制的系统的第二实施例的方块图；图10B为一用于实施本发明零IF再调制的系统的第三实施例的方块图；图11为在本发明零IF再调制中所存在的各种信号的频域表示形式；图12为一用于实施本发明零IF再调制的系统的一较佳实施例的方块图，其中显示双向频分多路复用(FDM)应用的信号处于两个不同的频率；图13为一用于实施本发明零IF再调制的系统的另一较佳实施例的方块图，其中显示双向频分多路复用(FDM)应用的信号处于两个不同的频率。
具体实施例方式
本发明解决了传统方法中的许多问题。具体而言，本发明无需进行图像载波抑制滤波即可实现一已调制信号自一第一IF至一第二IF频率的频率变换。由于第一及第二IF频率可为任意频率且无需进行图像载波抑制滤波，因而可实现第二IF的宽调谐可变性，而此本身又会简化转换至微波RF的第三转换。
然而，为便于了解本发明，首先了解某些调谐及调制概念将有所帮助。众所周知，通过将一低通信号乘以一高频周期性信号，可将该低通信号之频谱变换至该周期性信号中所存在的所有频率。通常期望将一带通信号变换至一新的中心频率。该过程可通过将带通信号乘以一周期性信号来完成，此通常称作混合或转换。图1A为一阐释由一周期性信号来混合及转换一带通信号的方块图。如图所示，在输入端102处提供一调制信号x(t)＝f(t)cos(ω1t)。函数f(t)具有如图2A所示的傅立叶变换F(s)，因而使带通信号x(t)具有如图2B所示的傅立叶变换X(s)。此外，可使用已知的傅立叶变换特性将带通信号x(t)的傅立叶变换X(s)表示为 应注意，*表示卷积， 表示自变数的傅立叶变换。
应知道 此可使用下列相似性定理来计算f(at)⇒1|a|F(sa)]]>
其中a为一比例因子。因此可得出 此处，应知道δ函数具有下列性质δ(as)=1|a|δ(s)]]>其中a亦为一比例因子。现在即可得到 此如图2B中针对信号204及208所示。X(s)可使用下列方程式来确定 X(s)=F(s)*(12δ(s+ω12π)+12δ(s-ω12π))]]>在应用δ函数的某些性质后，此变为X(s)=12F(s+ω12π)+12F(s-ω12π).]]>实际上，如图2B所示，信号F(s)偏移了一ω1/2π的频率量，并如图2B所示随着信号206及210按比例变化了1/2。
此外，如图1A所示，在输入端106处提供一周期性信号z(t)＝2cos(ω1+ω2)t至混频器104。应注意，频率ω2为一偏移频率，为便于本文论述，其可为一负值；此外应注意，为便于比例换算(由下文易知)，将幅值选定为2。因此，z(t)的傅立叶变换Z(s)表示为
Z(s)=2πω1+ω2[12(δ(πω1+ω2s+12)+δ(πω1+ω2s-12))]]]>其可改写为Z(s)=δ(s+ω1+ω22π)+δ(s-ω1+ω22π).]]>应注意，将幅值选定为2便不会再继续带有一比例因子1/2。在图2C中将傅立叶变换Z(s)显示为δ函数220及222。
由于带通信号x(t)及周期性信号z(t)二者提供至混频器104之输入端，因而在输出端108处得到的信号e(t)为积e(t)＝x(t)z(t)，其傅立叶变换为卷积E(s)＝X(s)*Z(s)。根据X(s)及Z(s)的上述结果，在进行某些数学运算后，可得出E(s)=X(s)*[δ(s+ω1+ω22π)+δ(s-ω1+ω22π)]]]>E(s)=X(s+ω1+ω22π)+X(s-ω1+ω22π)]]>E(s)=[12F(s+2ω1+ω22π)+12F(s-2ω1+ω22π)]+[12F(s+ω22π)+12F(s-ω22π)].]]>至于上述方程式中的第一带括号项，项12F(s+2ω1+ω22π)]]>在图2C中显示为信号224；项12F(s-2ω1+ω22π)]]>显示为信号230；项12F(s+ω22π)]]>显示为信号226；项12F(s-ω22π)]]>显示为信号228。在时域中，得到如下反傅立叶变换e(t)e(t)＝f(t)cos((2ω1+ω2)t)+f(t)cos(ω2t)。
应注意，第一项f(t)cos((2ω1+ω)2t)为不希望有的项，因此使用滤波器110(图1A)将其滤除。带通滤波器响应232显示于图2C中。因此，带通滤波器110之输出112为e′(t)＝f(t)cos(ω2t)。
已滤波输出信号e′(t)为输入信号x(t)的偏移形式。在频域中，此结果显示于图2D中。
图1A所示混频器104可用作一调谐器(包括一次变频调谐器及二次变频调谐器)的一部分。近来，二次变频调谐器在远程通信中得到了广泛应用。在二次变频调谐器中，顾名思义，实施两次变频(即两个混频器)。此外，在二次变频调谐器中，将带通滤波器110的输入频率2ω1+ω2称作所需频率ω2的像频。在此种调谐器应用中，该像频有时可能会成为一问题，因此需要将其滤除。
如图1B所示，在二次变频调谐器150中，一第一混频器104(注意在图1A与图1B中，具有相同编号的组件以相同方式运行)将一在输入端102处接收到的信号x(t)上变频为一位于混频器输出端108处的信号e(t)，该信号e(t)具有一高于x(t)频率的第一中间频率(IF)。然后，由滤波器110对该第一IF信号e(t)进行滤波。此时，已滤波信号e′(t)处于一标称幅值，而所有受到抑制的信号均处于一低得多的幅值。然后，将已滤波信号e′(t)输入至一第二混频器114中，由第二混频器114对输出端116处的信号y(t)进行混频，以将已滤波信号e′(t)上变频成输出端118处的一所需IF信号m(t)。如此一来，所需IF信号m(t)即为用户所期望频率。在实际的实施方案中，亦需要如下文所述考虑信号的放大及其它因素。
在对混频及调制有了此种了解后，即可更佳地了解使用外差技术将调制信号自一低IF频率变换成一高IF频率的问题。该问题出现于远程通信中，具体而言，出现于微波通信中。微波通信中的一种方法涉及到一源，其通过同轴电缆连接至一远程微波发射机。举例而言，如图3所示，室内设备(IDU)302装设于建筑物304内。IDU 302构造用于产生所需通信信息。此种信息需要递送至一室外设备(ODU)306，室外设备(ODU)306通常远离IDU 302位于一天线308附近的高位置(例如塔310)处。为将通信信息自IDU 302递送至ODU 306，通常使用中继电缆312。为此，通常使用上述技术以一第一中间频率(IF)来调制所需通信信息。重要的是，该IF频率需要足够低，以使中继电缆损耗最小化。接下来，同样使用上述技术以一适于通过无线电传输的RF频率来调制所需通信信息。应注意，为实现通过无线电传输的最终结果，需要进行两次调制。该技术在来自各种制造商的众多无线电产品中非常常用。
先前，一直使用一种诸如图5所示的标准外差架构。如图5所示，在输入端501处提供所需数字通信信息。然后，对该信息进行映像及滤波，以便根据块502处所示的正交调幅(QAM)产生一同相及正交信号。此后，由数字-模拟转换器504及506将QAM信息转换成一适当的基带信号，该基带信号的频率成份如图4A所示。然后，由低通滤波器508(图5)及510滤除不希望有的信号，以便产生一如图4B所示的经滤波的输出。然后，使用放大器512及514根据需要按比例缩放该已滤波信号，从而产生图4B所示信号的按比例缩放形式。此后，利用上述技术，使用一具有一第一频率的周期性信号对基带信号进行调制。该周期性信号产生于合成器或振荡器516处。接下来，在移相器524处提供九十度相移。然后，由移相器524以第一频率提供已移相信号，如图4C所示，在图4C中，将同相周期性信号表示为一实数分量，将已移相的周期性信号表示为一虚数分量。应注意，实数及虚数频谱成份分别以实线及虚线表示。随后，各按比例缩放的已滤波基带信号在混频器518及520处与该些周期性信号进行混频，以产生具有如图4D所示频谱成份的已调制的同相及正交信号。此时，称该信息以一第一中间频率(IF)得到调制。然后，在加法器526处将该些已调制信号相加，以产生合成信号，此后，在放大器528处根据需要放大该合成信号并在将其导引至另一加法器530后在电缆532上传输该信号。应注意，设置加法器530的目的在于汇编或累加多个已调制信号(然而，在图5中仅显示一个已调制信号)。实际上，可以许多种方式来构建此一装置，例如通过一如图所示的加法器或通过一将在另一实施例中阐述的N路复用器(N-plexer)来构建。此外，将来可能会开发出适用于本发明的众多其它类型的汇编器。
在一目的地处，例如在一ODU处，一分频器534接收电缆532上所载送的信号。出于与加法器530相同的原因，分频器534设置用于处理多个已调制信号。如同加法器530的情形一般，分频器534亦可以众多种方式来构建。举例而言，可使用滤波器或一与加法器530所用的相同N路复用器来构建分频器534。分频器534提供适当的已调制信号(此处仅具有一个已调制信号)至自动增益控制单元(AGC)536，由自动增益控制单元536根据需要放大该信号。因此，在经过AGC 536后，该信号成为已调制信号的按比例缩放形式。如前所述，为进行微波传输，需要使用一RF调制器以一不同频率来调制该信号。因此，实施一第二调制。振荡器540产生一处于一第二频率的周期性信号；然后，该信号提供至混频器538。与前文所述结果相似，混频器538的输出为一具有非所需频谱成份的第二已调制信号。该结果的频谱成份显示于图4E中，其中信号454及456为所需信号，而信号450及452为非所需信号。因此，如图5E所示，设置带通滤波器542(其滤波器响应如图4E所示)来消除该些非所需信号并产生所需的借助放大器544按比例缩放的输出信号，该输出信号的频谱成份如图4F所示。此时，称该通信信息以一第二IF得到调制。
在实际应用中，在ODU处进行第二调制会带来各种问题。为获得宽调谐范围，ODU需要谨慎对待由带通滤波器542实施的图像滤波。实际上，考虑到图像滤波，调谐范围在某些频率上可能存在的一问题是，需要多级转换及调谐。举例而言，某些振荡器(例如振荡器540)的调谐范围可高达例如600MHz，致使任何向微波频率的简单转换均可能会在所关心频带中引入非所需的图像频率，除非存在额外的可切换滤波。这些问题使ODU更趋复杂且成本更高，这是因为，为使电缆损耗最小化，通过电缆传输的第一IF信号可能远小于调谐范围(在本实例中为600MHz)。举例而言，考虑第一IF为100MHz且第二IF的调谐范围为600MHz(以2GHz为中心)的情况。在该情况中，图像将完全处于调谐频带内，因而需要多个载波抑制特性极其敏锐的图像载波抑制滤波器。实际上，为实现全调谐，须接入及断开许多滤波器。
另一种此前已知的技术是将调制源置于ODU中靠近微波收发信机的电缆端部处。此种技术使用直接转换将通信信息调制至一适用于微波收发信机的高调制频率。如图6所示，首先在块602的输入端601处提供数字通信信息，并在块602中对该信息进行滤波及放大。块602通常在IDU中执行。此后，该信息通过一加法器604，以便接纳其它数字通信输入。此后，将该基带数字消息导引至电缆606以供传输至ODU。在ODU处，由分频器608接收所传输信号，以便分离出可能已通过电缆606传输来的各信息流。此处，为使论述清楚起见，仅阐述一个数据流。在分出正确的信息流之后，在块610处对所传输信号进行处理。其中，块610主要提供电缆均衡及时钟恢复。数字通信中所用的“眼图”可直观地表示发送多个数据位所使用的波形可如何潜在地导致对那些数据位的错误解释，参照该“眼图”即可了解直接调制所存在的问题。图7A显示位于电缆606的输入端的一已调制信号的表示形式。图7B则显示位于电缆606的另一端的该已调制信号的表示形式。应注意，图7B所示眼图显示当所接收信号失真时频散可能会引起符号间干扰。块610中的处理会恢复一与所接收信号相关联的时钟信号并进一步修正其失真。因此，块610的输出为在输入端601处所提供信号的近似信号。此外，610的输出提供至一与上文所述者相同的调制电路。此处，该调制电路由若干用于以一适于直接输入至微波RF收发信机的频率进行调制的组件612-636构成。合成器626用于产生适当的周期性信号以供输入至RF收发信机。
合成器626所具有的调谐范围通常宽于图5所示振荡器540，以使图6所示方案能够更敏捷地进行调谐。实际上，直接转换本身即能够实现IF频率的宽调谐变化。然而，数据必须通过电缆传输并施加至一装设于块602中的电缆驱动器。此时，需要使用额外的硬件(例如装设于块610中)来检测所传输数据并修正电缆传输减损、恢复所传输数据及恢复与该数据相关联的定时信息。当在电缆606上载送各种信号时，图6所示方案会更为复杂。举例而言，必须选择数据速率，以使所传输数据信号不会相互干扰。
就前述方法的实施方式而言，外差方法要求精心设计图像载波抑制滤波器以便成功实施频率变换。为使该图像载波抑制滤波器更易于构建，此要求第一IF尽可能高。但此与第一IF频率尽可能低以便减小电缆损耗影响的需要背道而驰。确实，图像载波抑制滤波器的存在大大降低了将第二IF调谐至任意所需频率的能力。同时，直接调制亦具有缺点。其缺点在于如下事实需将数据及时钟施加至电缆驱动器，因而需要使用某种形式的另一调制器来驱动电缆并需要在电缆的另一端使用一配对解调器，以便接收数据并重新生成与数据相关联的定时信息。
本发明解决了此等传统方法中的许多问题。具体而言，本发明无需进行图像载波抑制滤波即可实现一已调制信号自一第一IF至一第二IF频率的频率变换。由于第一及第二IF频率可为任意频率且无需进行图像载波抑制滤波，因而可实现第二IF的宽调谐可变性，此本身又会简化转换至微波RF的第三转换。
在下文欲阐述的一本发明应用中，一以一第一低IF进行正交调制的信号通过一段电缆进行传输。重要的是，低IF可实现低电缆损耗。当在电缆的另一端接收到所传输信号后，将所接收信号即刻变换至一可应用于微波收发信机的甚高IF。由于获得了宽调谐范围且无严格的图像载波抑制滤波要求，因而可使用更廉价的硬件更容易地调谐至最终微波频率。
根据图8所示的本发明一较佳实施例，首先在块802的输入端801处提供数字数据，并在块802中对该数字数据进行映像及滤波，以便接着进行正交调幅(QAM)，从而产生如块502所示的QAM格式的同相及正交信号。此后，由数字-模拟转换器804及806将QAM信息转换成一适当的基带信号，该基带信号的频率成份如图9A所示。然后，由低通滤波器808及810滤除非所需信号，以便产生一如图9B所示已滤波输出。然后，使用放大器812及814根据需要按比例缩放该已滤波信号，从而产生图9B所示信号的按比例缩放形式。此后，利用上述技术，使用一具有一第一IF频率的周期性信号对基带信号进行调制。该周期性信号系由耦合至合成器818的参考振荡器816产生。然后，合成器818产生具有所需第一低IF的周期性信号。该周期性信号导引至正交移相器824进行适当的移相。然后，由移相器824以一第一频率提供已移相的周期性信号，如图9C所示。随后，各按比例缩放的已滤波基带信号在混频器820及822处与该些周期性信号进行混频，以产生具有如图9D所示频谱成份的已调制同相及正交信号。此时，称该信息以一第一IF得到调制。然后，在加法器826处将该些已调制信号相加，以产生合成的正交调制信号，此后，在放大器828处根据需要放大该信号并在将其导引至另一加法器830。
与现有技术外差方法不同，本发明进一步自参考振荡器816向加法器830提供信号。因此，以第一IF调制的数据信号及参考振荡器信号二者均通过电缆832传输。通过电缆832传输的信号的频谱成份如图9D所示。应注意，设置加法器830的目的在于累加各个已调制信号及各个参考振荡器信号(然而，在图8中仅显示一个)。在一目的地处，例如在ODU 306(图3)处，一信号分频器834接收电缆832上所载送的已调制信号及参考振荡器信号。出于相同的原因，分频器834及加法器830设置用于处理各个已调制信号及参考信号。信号分频器834提供适当的已调制信号(此处仅具有一个已调制信号)至AGC 836，由AGC 836根据需要放大该信号。此外，与现有技术外差方法相比，该分频器分离出参考振荡器信号并将其提供至参考带通滤波器838，以便清除该参考振荡器信号。此外，由AGC 840进行放大。然后，以与参考振荡器816信号提供至合成器818近乎相同的方式将该经过处理的参考振荡器信号提供至合成器842。然后，使用合成器842连同组件844至856将所接收的已调制信号解调成基带同相及正交信号。实际上，该次解调只不过是另一次调制；该次解调系通过使用一具有相同频率的周期性信号进行一第二次调制来实现。由于合成器842接收到与合成器818相同频率的参考振荡器信号，因而其可同样地产生相同的输出频率，以使用该输出频率对已调制信号进行解调。
已解调的复信号显示于图9E中，在图9E中会看到所需的基带信号950及其它非所需信号952及954。非所需信号952及954由低通滤波器850及852滤除，以便仅留下图9F所示的所需的复基带信号956。当然，然后由放大器854及856按比例缩放图9F所示信号。此时，即可称正交的已调制信号已以零IF得到调制。因此，放大器854及856输出端处剩余的所需信号非常近似于放大器812及814输出端处的原始I及Q基带信号。为清楚起见，将这些近似信号称作I′及Q′，将原始信号称作I及Q，如图8所示。然后，即可利用这些近似信号I′及Q′，使用具有宽调谐范围的合成器864连同组件858及864，将I′及Q′信号调制成一适用于微波通信的所需RF信号。
应注意，电路延迟(包括电缆延迟)可使星座对(I′，Q′)似乎相对于发端星座对(I，Q)旋转。因而需要使用宽至足以通过最宽信号频率的低通滤波器850及852除去解调器中的倍频分量。因此，会导致带宽变小的低数据速率可使用宽频带信号使用的相同带宽的低通滤波器。
在图10A所示的本发明一第二实施例中，用于解调的振荡频率(Fosc)信号1016与具有第一IF频率的已调制信号一同通过电缆传输。为产生该第一IF频率，将该振荡频率除以一整数N(可取值为1，2，3等等)。对于一固定的第一IF频率，当N增大时，Fosc信号1016亦增大。换言之，Fosc＝N×(第一IF频率)。举例而言，若N＝1，则来自振荡器1016的周期性信号处于放大器1028输出端处已调制信号的通带内，且亦通过电缆1032传输。当N值增大时，可能会使振荡器1016的频率处于加法器1030输出端处所检测到的已调制信号的通带之外。该两个信号均提供至加法器1030。通过电缆1032传输的信号的频谱成份如图11所示。在电缆1032的对置端处，使用窄带滤波器1036来抽取周期性信号，该周期性信号在经过AGC 1038放大、信号分频器1039分频后，以类似于上文参照图8所述的方式与组件1042至1054一同用于将所接收信号解调至零IF。在图10A所示实施例中，该周期性信号在传输时其幅值较佳明显大于已调制信号，以便更易于进行带通滤波。
在图10B所示的又一实施例中，则并非通过电缆1032传输一参考振荡器或调制信号，而是每一零IF解调器皆锁定于其自己的参考振荡器1016及1090上。图10B所示方块图的其余部分均与图10A基本相同。应注意，由于在产生各参考振荡器信号时可能会出现微小的频率误差，因而本实施例所达到的结果可能比最佳结果逊色，但仍然非常奏效。尽管上文是对RF及微波应用进行说明，然而应注意，本发明可用于在零IF时具有一正交表示形式的调制信号，例如FM、QAM或PSK(相移键控)。其亦可简化某些跳频系统。
使用一参考振荡器有助于解决I/Q的信号劣化问题及正交不平衡，因为由此可将两个合成器锁定至一个参考振荡器频率，以便由一下游解调器来修正这些减损。尽管可能仍会存在信号劣化现象，然而试验表明，下游解调器使用广泛应用于众多解调器中的适当自适应修正技术可更容易地修正这些减损。假定信号最终目的地处使用的接收机或解调器可消除在本发明的实际应用中所见的残余正交误差或增益不平衡。因此，本发明的一重要优点在于其保留了直接调制的优点，例如可实现第二IF的宽调谐范围且无需进行图像载波抑制滤波。本发明亦解决了直接调制所存在的问题，例如不再需要在电缆中目的端处进行数据及时钟再生。
本发明提供了一种方法，使具有任意第一IF频率的已正交调制数据通过一段相当长的电缆(例如1000英尺)进行传输并在电缆端部处转换成任意第二IF频率且不受外差方法中所用图像滤波限制。另一优点在于，无需像直接调制方法那样在电缆端部处进行数据及时钟再生。因此，本发明允许使用任意的第一及第二IF频率。此外，无需进行图像载波抑制滤波。实际上，由于第一次调制是在电缆首端进行，因而可通过电缆进行宽带数据传输。此外，亦可使用相对低成本的组件获得第二IF频率的宽调谐范围。
本发明的两个较佳实施例显示于图12及13中。图12所示实施例用于在IDU与ODU之间以两个不同的IF频率传递宽带宽信号。所示实施例可构建为在1×STM-1(同步传送模式-1的一个通道)处以若干符号率进行QAM调制。图13所示实施例类似于图12所示实施例，但存在某些关键性差异，其中2×STM1性能这一差异最为明显。在将图12所示实施例升级为图13所示的2×STM-1方案时，无需对ODU进行改动。应注意，STM-1系以155.52Mbps的总数据速率运行，因而1×STM-1以该数据速率提供数据，而2×STM-1以该数据速率的两倍速率提供数据。下文欲说明的本发明实施例具有优于现有技术的成本及功率优点并保持了发射机的已简化的宽调谐范围。
在图12所示实施例中，应注意，在IDU 1202内，IDU总线1206及IDU接口1208以与图8及图10中相同的方式向QAM映像及滤波模组1210提供数字数据。此处，应注意，QAM映射及滤波模组1210为一由位于San Jose，California的Stratex Networks公司生产的VANTEX芯片。其它能够修正正交误差及I/Q不平衡的具有自适应均衡功能的QAM接收机亦适用于此用途。组件1212至1232的运行亦直接对应于图8，因此不难理解电缆1212上载送有一已调制信号及一参考振荡器信号。对于调制器1224，应注意，其设定为基带模式。如图所示，参考振荡器1228以10.7MHz运行，且I及Q信号系使用一由合成器1226产生的310MHz信号进行调制。ODU 1204中的解调系以与参照图8所示近乎相同的方式由组件1244至1262来完成。在ODU 1204中，在放大之后，使用一廉价的I/Q正交解调器1252及一以310MHz运行的合成器1254将所接收信号解调至一零频率IF。应注意，该PLL所使用的10.7MHz参考频率与IDU 1202中的相同。10.7MHz的参考频率可由一廉价的陶瓷滤波器1248很容易地滤除，此即是选用该参考频率的原因。在图12中，显示有对放大器1260及1262输出端处存在的零IF信号I′及Q′进行调制所采用方式的其它细节。如图所示，调制器1264将I′及Q′信号调制至一适当的RF，然后将此等信号导引至发射电路1266，然后由发射电路提供收发信机信号1268。重要的是，由于IDU 1202及ODU 1204中的周期性信号紧密匹配，因而所得到的零IF信号I′及Q′的相位将不会一直变化(有时称作旋转)，而是在信号上存在一固定的旋转相位角，该固定的旋转相位角取决于IDU 1202至ODU 1204的电缆长度。
如图12所示，由于收发信机信号1284亦可载送一包含通信信息的接收信号，因而图中亦显示有某些接收机组件。组件1270至1282用于下变频至一125MHz的IF。接收信号沿电缆发送至IDU 1202，在IDU 1202处使用组件1234至1240对该信号进行解调。在解调器1240处进行解调之后，将数字消息通过IDU接口1208再传递至IDU总线1206。
对于更高的数据速率，则使用图13所示实施例，因为Vantex接收机芯片必须在基带模式中运行。应注意，在该实施例中，未对IDU 1302进行重大改动，只是基带滤波器1340及1342的带宽必须可由开关选择，以便适应各种高数据速率宽带宽信号，但是无需做制造方面的改动。重要的是，除传递最宽的带宽信号外，无需对ODU 1304进行改动。此外，由于解调组件通常包含于一插件上，因而IDU 1302构造为可简便地接纳多个包含例如组件1340至1350的解调插件。
因此，上文说明了一种可实现零IF解调及再调制的系统及方法的各种实施例。具体而言，本发明可产生具有一第一频率的已调制I及Q信号以供通过一媒体进行传输。此外，本发明亦可通过同一媒体传输一周期性信号或一用于产生此周期性信号的信号。在一目的地处，解调电路使用所接收的周期性信号(或所接收的用于产生该周期性信号的信号)对所接收的已调制信号进行解调。重要的是，本发明将所接收的已调制信号解调至零IF，以便产生原始I及Q信号的近似信号I′及Q′。利用此等近似信号，使用相对廉价的组件即可以另一任意频率进行再调制，同时亦会获得一宽的调制范围。
尽管上文是以某些具体实施例来说明本发明，然而，所属技术领域的技术人员将易于对这些实施例做出改动，且这些改动形式仍归属于本发明的范畴及精神。举例而言，可使用一不同的传输媒体(例如空气)来代替通过电缆进行的传输。所属技术领域的技术人员易知，在使用一不同的媒体时，需对调制及再调制频率进行相应改动。因此，本发明的这些实施例在各方面均应视为阐释性而非限定性实施例。本发明的范畴由随附权利要求书及其同义范畴而非上文说明来表示。
权利要求
1.一种装置，其包括一参考振荡器，其构造用于产生一处于一第一频率的参考振荡器信号；一第一变频装置，其构造用于根据所述参考振荡器信号产生一周期性信号的一处于一第二频率的第一形式；一具有一第一频谱成份的输入信号；一第一调制器，其耦合接收所述周期性信号的第一形式及所述输入信号，其中所述调制器构造用于产生一第一已调制信号；一信号汇编器，其构造用于对所述参考振荡器信号及所述第一已调制信号进行汇编；一传输媒体，其构造用于载送所述已汇编的第一已调制信号及参考振荡器信号；一信号反汇编器，其自所述传输媒体接收所述已汇编的参考振荡器信号及第一已调制信号，该信号反汇编器提供所述参考振荡器信号的一表示形式；一第二变频装置，其构造用于根据所述参考振荡器信号的表示形式来产生所述周期性信号的一处于所述第二频率的第二形式；一解调器，其耦合至所述信号反汇编器，其中该解调器构造用于使用所述周期性信号的第二形式对所述第一已调制信号进行解调，以便产生所述输入信号的一近似信号。
2.如权利要求1所述的装置，其中所述第一变频装置选自一由一合成器及一分频器组成的组群。
3.如权利要求1所述的装置，其中所述第二变频装置选自一由一合成器及一分频器组成的组群。
4.如权利要求1所述的装置，其进一步包括一用于以一第三频率来调制所述输入信号的近似信号的第二调制器。
5.如权利要求1所述的装置，其进一步包括一构造用于放大所述第一已调制信号及所述参考振荡器信号的放大器。
6.如权利要求1所述的装置，其中所述输入信号为一正交调幅(QAM)信号。
7.如权利要求1所述的装置，其中所述传输媒体选自一由一导线、空气及真空组成的组群。
8.如权利要求1所述的装置，其中所述信号汇编器包括一选自一由一加法器及一N路复用器组成的组群的装置。
9.如权利要求1所述的装置，其中所述信号反汇编器包括一选自一由一带通滤波器及一N路复用器组成的组群的装置。
10.一种装置，其包括一第一参考振荡器，其构造用于产生一处于一第一频率的第一参考振荡器信号；一第一变频装置，其构造用于根据所述第一参考振荡器信号产生一周期性信号的一处于一第二频率的第一形式；一具有一第一频谱成份的输入信号；一第一调制器，其耦合接收所述周期性信号的第一形式及所述输入信号，其中所述调制器构造用于产生一第一已调制信号；一传输媒体，其构造用于载送所述第一已调制信号；一第二参考振荡器，其构造用于产生一第二参考振荡器信号，该第二参考振荡器信号处于一基本等于所述第一频率的频率；一第二变频装置，其构造用于根据所述第二参考振荡器信号来产生所述周期性信号的一第二形式，该第二形式处于一基本等于所述第二频率的频率；一解调器，其构造用于使用所述周期性信号的第二形式对所述第一已调制输入信号的一表示形式进行解调，以便产生所述输入信号的一近似信号。
11.如权利要求10所述的装置，其中所述第一变频装置选自一由一合成器及一分频器组成的组群。
12.如权利要求10所述的装置，其中所述第二变频装置选自一由一合成器及一分频器组成的组群。
13.如权利要求10所述的装置，其进一步包括一用于以一第二频率来调制所述输入信号的近似信号的第二调制器。
14.如权利要求10所述的装置，其进一步包括一用于放大所述第一已调制输入信号的表示形式的放大器。
15.如权利要求10所述的装置，其中所述输入信号为一正交调幅(QAM)信号。
16.如权利要求10所述的装置，其中所述传输媒体选自一由一导线、空气及真空组成的组群。
17.一种处理一信号的方法，其包括产生一处于一第一频率的参考振荡器信号；使用所述参考振荡器信号产生一周期性信号的一处于一第二频率的第一形式；产生一具有一第一频谱成份的输入信号；使用所述周期性信号的第一形式来调制所述输入信号，以产生一第一已调制输入信号；对所述参考振荡器信号及所述第一已调制输入信号进行汇编；通过一传输媒体来传输所述已汇编的第一已调制输入信号及所述参考振荡器信号；对所传输的所述已汇编的参考振荡器信号及第一已调制输入信号进行反汇编，以提供所述参考振荡器信号的一表示形式；使用所述参考振荡器信号的表示形式来产生所述周期性信号的一处于所述第二频率的第二形式；使用所接收的所述参考振荡器信号对所述第一已调制输入信号的一表示形式进行解调，以便产生所述输入信号的一近似信号。
18.如权利要求17所述的方法，其中产生所述周期性信号的第一形式包括合成所述参考振荡器信号。
19.如权利要求17所述的方法，其中产生所述周期性信号的第一形式包括对所述参考振荡器信号的第一频率进行分频。
20.如权利要求17所述的方法，其中产生所述周期性信号的第二形式包括合成所述参考振荡器信号的表示形式。
21.如权利要求17所述的方法，其中产生所述周期性信号的第二形式包括对所述参考振荡器信号的表示形式的一频率进行分频。
22.如权利要求17所述的方法，其进一步包括以一第三频率调制所述输入信号的近似信号。
23.如权利要求17所述的方法，其进一步包括放大所述第一已调制输入信号的表示形式及所述周期性信号。
24.如权利要求17所述的方法，其中所述输入信号为一正交调幅(QAM)信号。
25.如权利要求17所述的方法，其中通过一选自一由一导线、空气及真空组成的组群的媒体进行传输。
26.一种处理一信号的方法，其包括产生一处于一第一频率的第一参考振荡器信号；使用所述参考振荡器信号产生一周期性信号的一处于一第二频率的第一形式；产生一具有一第一频谱成份的输入信号；使用所述周期性信号的第一形式来调制所述输入信号，以产生一第一已调制输入信号；通过一传输媒体来传输第一已调制输入信号；产生一第二参考振荡器信号，该第二参考振荡器信号处于一基本等于所述第一频率的频率；使用所述第二参考振荡器信号来产生所述周期性信号的一第二形式，该第二形式处于一基本等于所述第二频率的频率；使用所述周期性信号的第二形式对所述第一已调制输入信号的一表示形式进行解调，以便产生所述输入信号的一近似信号。
27.如权利要求26所述的方法，其中产生所述周期性信号的第一形式包括合成所述第一参考振荡器信号。
28.如权利要求26所述的方法，其中产生所述周期性信号的第一形式包括对所述第一参考振荡器信号的第一频率进行分频。
29.如权利要求26所述的方法，其中产生所述周期性信号的第二形式包括合成所述第二参考振荡器信号。
30.如权利要求26所述的方法，其中产生所述周期性信号的第二形式包括对所述第二参考振荡器信号的基本等于所述第一频率的频率进行分频。
31.如权利要求26所述的方法，其进一步包括以一第二频率调制所述输入信号的近似信号。
32.如权利要求26所述的方法，其进一步包括放大所传输的所述已汇编的第一已调制输入信号及所述参考振荡器信号。
33.如权利要求26所述的方法，其中所述输入信号为一正交调幅(QAM)信号。
34.如权利要求26所述的方法，其中通过一选自一由一导线、空气及真空组成的组群的媒体进行传输。
35.一种装置，其包括一构件，其用于产生一处于一第一频率的参考振荡器信号；一构件，其用于使用所述参考振荡器信号产生一周期性信号的一处于一第二频率的第一形式；一构件，其用于产生一具有一第一频谱成份的输入信号；一构件，其用于使用所述周期性信号的第一形式来调制所述输入信号，以产生一第一已调制输入信号；一构件，其用于对所述参考振荡器信号及所述第一已调制输入信号进行汇编；一构件，其用于通过一传输媒体来传输所述已汇编的第一已调制输入信号及所述参考振荡器信号；一构件，其用于对所传输的所述已汇编的参考振荡器信号及第一已调制输入信号进行反汇编，以提供所述参考振荡器信号的一表示形式；一构件，其用于使用所述参考振荡器信号的表示形式来产生所述周期性信号的一处于所述第二频率的第二形式；一构件，其用于使用所接收的所述参考振荡器信号对所述第一已调制输入信号的一表示形式进行解调，以便产生所述输入信号的一近似信号。
36.如权利要求35所述的装置，其中用于产生所述周期性信号的第一形式的构件包括用于合成所述参考振荡器信号的构件。
37.如权利要求35所述的装置，其中用于产生所述周期性信号的第一形式的构件包括用于对所述参考振荡器信号的第一频率进行分频的构件。
38.如权利要求35所述的装置，其中用于产生所述周期性信号的第二形式的构件包括用于合成所述参考振荡器信号的表示形式的构件。
39.如权利要求35所述的装置，其中用于产生所述周期性信号的第二形式的构件包括用于对所述参考振荡器信号的表示形式的一频率进行分频的构件。
40.如权利要求35所述的装置，其进一步包括用于以一第三频率调制所述输入信号的近似信号的构件。
41.如权利要求35所述的装置，其进一步包括用于放大所述第一已调制输入信号的表示形式的构件。
42.如权利要求35所述的装置，其中所述输入信号为一正交调幅(QAM)信号。
43.如权利要求35所述的装置，其中通过一选自一由一导线、空气及真空组成的组群的媒体来实现用于传输的构件。
44.一种装置，其包括一构件，其用于产生一处于一第一频率的第一参考振荡器信号；一构件，其用于使用所述参考振荡器信号产生一周期性信号的一处于一第二频率的第一形式；一构件，其用于产生一具有一第一频谱成份的输入信号；一构件，其用于使用所述周期性信号的第一形式来调制所述输入信号，以产生一第一已调制输入信号；一构件，其用于通过一传输媒体来传输第一已调制输入信号；一构件，其用于产生一第二参考振荡器信号，该第二参考振荡器信号处于一基本等于所述第一频率的频率；一构件，其用于使用所述第二参考振荡器信号来产生所述周期性信号的一第二形式，该第二形式处于一基本等于所述第二频率的频率；一构件，其用于使用所述周期性信号的第二形式对所述第一已调制输入信号的一表示形式进行解调，以便产生所述输入信号的一近似信号。
45.如权利要求44所述的装置，其中用于产生所述周期性信号的第一形式的构件包括用于合成所述第一参考振荡器信号的构件。
46.如权利要求44所述的装置，其中用于产生所述周期性信号的第一形式的构件包括用于对所述第一参考振荡器信号的第一频率进行分频的构件。
47.如权利要求44所述的装置，其中用于产生所述周期性信号的第二形式的构件包括用于合成所述第二参考振荡器信号的构件。
48.如权利要求44所述的装置，其中用于产生所述周期性信号的第二形式的构件包括用于对所述第二参考振荡器信号的基本等于所述第一频率的频率进行分频的构件。
49.如权利要求44所述的装置，其进一步包括用于以一第二频率调制所述输入信号的近似信号的构件。
50.如权利要求44所述的装置，其进一步包括用于放大所述第一已调制输入信号的表示形式的构件。
51.如权利要求44所述的装置，其中所述输入信号为一正交调幅(QAM)信号。
52.如权利要求44所述的装置，其中通过一选自一由一导线、空气及真空组成的组群的媒体来实现用于传输的构件。
全文摘要
以一任意频率进行一第一调制并以一任意频率进行一第二调制。解调(844)使用(838)与调制(816，820)相同的参考振荡器信号。随后，可以一第二任意频率(864)容易地实现再调制(858)。
文档编号H04L27/00GK1653701SQ03810396
公开日2005年8月10日 申请日期2003年9月5日 优先权日2002年9月13日
发明者埃梅里克·范恩, 罗伯特·汉茨 申请人:斯特拉特克斯网络公司