专利名称：移动无线接收器同步方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明是关于以一无线信号，而将移动无线接收器同步的方法与装置，其中该无线信号是接收自一基站，其具有一时隙结构，特别是一帧结构。
背景技术：
权利要求1中所主张的两步骤方法是自DE 199 61 577 A1得知。
在设定数据连结至一或多个基站之前，各移动无线接收器必须将其自身同步至一传送与接收时脉。为达此目的，所述基站通常周期性地传送一特定信号，其包含所述接收器所知的一预先决定的连续码片，且在本文中称为「同步字符」或是称为时隙同步码。在所述接收器进来的数据流中寻找此信号。在所述移动接收器中，以其硬件结构的软件计划为基础，自动进行此程序。
将所述数据流次分为具有固定位数目的所谓时隙(或时隙)。在时隙的一开始，有一同步字符，其必须是借助一合适的方法进行识别。再者，组合所述数据流中特定数目的连续时隙，以形成一帧。
在已知技术中，已知有两种不同的解决方法作为所示时隙开始的识别。
在已知技术的第一种方法中，所接收的信号是与一同步字符相关。为此，再一段特定时间之后，取所接收的数据位(对应于所述同步字符的长度)以及进行与所述同步字符的相关性。将结果储存。重复此程序直到已测试在一时隙中所有潜在可能的时隙开始。
在已知技术的第二种方法中，借助一匹配滤波器(FIR过滤器)过滤所接收的数据流。此过滤器的脉冲反应是对应于共轭复数(complex-conjugate)同步字符，映照于时间区域中。所述匹配滤波器产生一结果于各个所接收的位。当已经发现所述时隙(减去所述过滤器的等待时间)时，在所述过滤器输出产生最大值。此方法例如于1994年通信选择领域IEEE期刊第12册第5号，由B.B.Ibrahim与H.Aghvami所描述的方法。
由于所述移动无线信道并非稳定状态的信道，所以并不足以在单一时隙中进行上述的方法。典型地，必须处理许多时隙，以进行关于时隙边界的无错误决定。因此，需要储存所有的中间结果。在CDMA(码分多址)系统中，如同使用于UMTS，所述时隙长度是对应2560个样品(各例中具有一同相(in-phase)组件与一正交(quadrature)组件)，或者弱势进行过度采样，则是对应于多个此种状况。一般是使用一过度采样因子2。因而上至储存10240样品，典型地各包含8位。因此，必须提供80k位的对应RAM。
如以上的方法所述，其中将全部2560个信号样品值乘以过度采样因子OSF进行平均，所述方法是已知技术的标准方法，用以解决时隙同步的问题。
然而，由已知技术所知且非常正确的标准同步方法具有缺点，亦即所需的存储空间非常大且功率消耗非常高(计算运作)。由DE 199 61 557A1所知的两步骤方法，借助具有固定宽度的窗口网且选择具有最大记录能量的窗口，在第一处理步骤中用于过滤所接收的数据，相较于减少所需的存储空间，其更是对于记录的正确性减少了可观的支出。根据DE 19961 557 A1的方法，其正确性较差的原因在于在第一方法步骤中，此方法无法区分信息能量与干扰能量，因此即使干扰程度低，通常在所述第一方法步骤中，相对频繁地选择未包含同步需要所寻找的时隙边界的窗口，以进行后续处理。
本发明的目的在于提供时隙同步方法，且特别地是将移动无线接收器至一基站帧同步方法，相较于已知技术中已知的方法，其所消耗的功率较低且需要的存储空间较小，以及在系统所指定的时间期间内产生好的记录与同步结果。另一目的是提供一种用于进行同步方法的装置。
根据本发明，可借助权利要求1中所主张的方法以及权利要求25中所主张的装置而达到本发明的目的。
根据本发明的方法与装置，其它优点以及较佳的发展是如权利要求附属项中所述。
发明内容
根据本发明，本发明的方法是两步骤方法，其中在第一方法步骤中，自所有信号样品数据组，预先选择一子组。由于不需要使用整套的信号样品数据以进行同步所需的时隙边界的识别，所以相较于已知技术中的标准方法，本发明减少可观的所需存储空间。相较于DE 199 61 557 A1的方法，虽然其也是节省存储空间，但是只可以选择在时隙中固定的聚合区段，用于所述的第一方法步骤中进一步地处理，本发明方法的概念基础是在第一方法步骤中所选择子组的组件指针，可位于时隙中的任何位置，其中各个例子中所使用的决定关键，当然对于所实施的特定指针选择是重要的。基本上改善第一方法步骤中子组选择的弹性，已如上所述，且考量到根据本发明，在预先选择决定中信号样品值的统计特性造成两步骤时隙同步方法，比DE 199 61 557 A1中已知的两步骤时隙同步方法更为正确。当在移动无线通信使用中，无法完全避免某些干扰时，此为特别重要。
根据本发明，同步方法解决了上述两步骤组件的同步问题。在第一(预)处理步骤中，自最大的可能时隙开始，选择一子组。通常，足够处理一时隙以进行所述的预先处理步骤。然而，可借助处理二或多个时隙而改善检测机率。如上所述，相较于已知技术中已知的标准方法，由于只有一子组需要暂时储存以进行后续处理，此节省可观的存储空间。
根据本发明的方法中，借助使用已知信息的合适方法，在第一方法步骤中预先选择信号样品值子组，一般包含时隙边界信号的统计。亦可能可使用与干扰信号相关的统计、与所接收的全部频谱(RX全部频谱)相关的信息以及预期中的检测功率，亦即在一路径上所检测的所欲最小功率。
第二方法步骤是对于在第一方法步骤中所选择的子组的接收值，进行平均程序。这使得所需要的存储为M×16位，其中M相当于在预先处理步骤中所选择的组件数目。典型值为M＝1400，这使得存储需求约为22k位。相较于已知技术的标准方法中所需的存储空间，本发明的存储需求减少约75％。
值得注意的是相较之下，功率损耗中度，对于错误检测机率为10-1，软平均约为1dB且硬平均约为2dB。图1是相较于已知技术中所示的标准方法，根据本发明实施例，说明实施例中的功率。图1中的纵坐标是表示错检率。横坐标是表示在主要同步信道EpSCHc上每一个PN码片所接收的能量与总接收功率I0的比例。
根据本发明的方法，另一优点是在移动无线接收器中帧同步单元所使用的RAM具有所述方法所需要的容量，因此可直接使用。不需要任何外加的RAM用于时隙同步化。
本发明另一方面，是关于一种用于将移动无线接收器同步化为自基站所接收的无线信号的帧结构的方法。这是借助根据本发明的方法所决定无线信号的时隙边界，寻找至少一特定帧边界而完成。在第一方法步骤中，考量先前所决定的时隙边界，而以过滤器过滤所述移动无线接收器所接收的数据流。在过滤之后，所述过滤器于各时隙边界，产生一预先决定量的值。在第二方法步骤中，由所述值，计算用于同步化的帧边界。
借助移动无线接收器与作为已知帧同步码的基础序列之间的关联，产生所述过滤器中的值。较佳是在一时隙的开始处，处理这些关联。
在本发明的一较佳实施例中，在第二方法步骤中，借助快速的哈达马(Hadamard)变换，处理各时隙边界的值，以及自所述快速的哈达马(Hadamard)变换的结果，计算帧边界。
本发明的优点亦在于在计算帧边界之前，在许多帧长度上平均各时隙的快速哈达马变换结果。
根据本发明的装置是用以进行本发明的时隙同步方法，更特别地，是用以进行根据本发明的帧同步方法。为达此目的，所述装置具有一过滤器，用于过滤由移动无线接收器、第一可再存写存储器与第二可再存写存储器所接收的数据流。
在决定序列中所接收的数据或是在第二方法步骤中时隙同步化所产生的数据，或是当根据本发明使用作为帧同步化方法的装置时，第二方法步骤中所产生帧同步的数据，是一次暂时储存于所述第一可存写存储器中。这是表示当在所述第一可再存写的存储器中暂时储存上述数据时，将任何已被储存于其中的数据重写。
在时隙同步方法中第一方法步骤中所产生的数据，以及特别是在帧同步方法中第一方法步骤所产生的数据，是暂时储存于第二可再存写的存储器中。根据本发明，所述装置最佳是符合本发明时隙同步与帧同步的方法需求，因此本发明的装置可有效进行同步化，仅需少许功率消耗且区域需求小。再者，本发明的装置可符合UMTS标准的特定需求。
根据本发明，所述装置的另一优点为可用于时隙同步与帧同步方法。根据本发明，在此例子中所述装置中的许多硬件组件是用于此两种方法。所以，整体而言，各个例子中用以进行时隙同步与帧同步的装置，所需的硬件组件越少。
根据本发明，所述装置的组件特别是第一与第二可再存写存储器，其大小取决于所述同步方法的需求，例如与存储尺寸或或字符长度有关，且其可被弹性使用。
所述过滤器较佳为具有一关联器单元或是一匹配滤波器，用于一接收的同步码与一已知同步码之间的关联。
本发明的一较佳实施例是提供一单元，用于在时隙同步过程中，自所产生的决定序列选择所述子组(Ysub)。此单元是包含一阈值决定制造者、一增加器，以及特别是一计算统计变量的单元。
本发明的另一较佳实施例，其特征在于一高峰检测单元，其是整合于本发明的装置中，用于自越过一调整的阈值的一数据组决定数据项目。在所述高峰检测单元之后是第三可再存写存储器，其中储存由所述高峰检测单元所决定的结果。
再者，根据本发明，所述装置是包含一单元，用于进行快速的哈达马变换，其是配置于所述第二可再存写存储器。此单元之后知另一单元，藉此由所述快速的哈达马变换结果，决定发射所述无线信号的基站。这些结果可例如储存于第四可再存写存储器。
根据本发明，较佳为在所述装置中实施一控制单元，以控制所述过滤器、所述第一与第二可再存取存储器，且若适当则用于控制其它单元。所述控制单元可特别为一数字信号处理器，其可弹性安排、控制与监视本发明的装置。
根据本发明另一特别有利的修饰，所述可再存写存储器是完全相同的。这对于同步程序中断的状况是有利的，这是由于在中断后可借助相同的存储器再次继续同步程序，而不需要重新开始。
虽然可提供实质上彼此分离的第一与第二可再存写存储器，但是亦可以将其整合于共同存储器中。
根据本发明，所述方法的优点与较佳实施例说明如下，并请参阅附图。
图1是根据本发明方法的两种实施变化，说明错检率与主要同步信道EpSCHc的各PN码片接收能量与总接收功率I0的比例之间的关系图。
图2是说明时隙边界与噪音样品的随机变量的密度函数。
图3是说明时隙边界与噪音样品的随机变量的分布函数。
图4是根据本发明方法的一实施例，说明第一步骤中阈值位置的效应。
图5方程式4.12中M与σ2不同值的解答。
图6是根据本发明方法的一实施例，说明第一阈值定义程序的整体概念。
图7与图8是根据本发明方法的一实施例，对于对应一时隙边界的样品与非时隙边界的样品，说明不同系数组的分布函数。
图9是说明方程式4.16，不同EpSCHc与I0的比值，以及第二阈值的大范围设定。
图10是以半对数的形式放大说明图9。
图11的各个EpSCHc/I0曲线，说明在时隙边界值以上的平均噪音值数目与一理想第二阈值自第一方法步骤转换至第二方法步骤值的数目之间的关系。
图12说明在时隙边界值以上的平均噪音值数目与一符合-20dB的固定第二阈值自第一方法步骤转换至第二方法步骤值的数目之间的关系。
图13是说明对于不同的信号功率贡献，决定函数值的机率密度函数。
图14是说明对于不同信号功率贡献，决定函数值的机率。
图15是说明本发明实施例中的装置。
具体实施例方式
为了降低时隙边界记录中的噪音贡献，符号XX为平均特定数目的所接收时隙。基本上，已知的两个平均技术，特指相干与非相干的记录，且其定义为对于相干例子XX‾=1SΣS=1SXXS---(1)]]>以及对于非相干例子Y=XX‾2=1SΣXXS2---(2)]]>
系数S是定义用于平均的时隙数目。变量XX(i)是描述在采样点i，关联运算(过滤器运算)的结果。
XXS(i)=1256Σk=1256x(k)pSC·r(k+i-1)---(3)]]>将序列x(k)pSCH(pSCH＝主要同步信道)定义为长度256的主要同步序列，且r(n)是描述所接收的信号序列。
显然，在时隙同步的点上，所接收信号的相位信息与实际的载体频率皆非已知。所以，根据方程式(2)，非相干记录必须用于时隙同步化的观念。
相较于相干检测，非相干检测的功率落差已知约为3dB，其中必须记得实际上相干记录无法用于同步化的时候。非相干记录更进一步说明如下。
非相干记录不需要关于信道相位的信息。
非相干记录的最大缺点之一在于决定序列Y中，必须借助零平均随机程序而进行，其强烈干扰所欲的信号序列，所以特别会发生直接值偏移。假设所接收的信号r(k)包含所欲的同步序列x(k)pSC与一扰动组件，其是由序列n(k)所定义，则方程式(3)可被转换为以下的方程式 再者，可忽略在所欲信号贡献中的自身噪音。
首先必须考虑i＞1的状况。
由方程式(2)与(4)可得Y(i)=1SΣS=1S(1256Σk=1256x(k)pSC·nS(k+i-1)2)|1≤i≤5120---(5)]]>若n(k)为零平均高斯(Gaussian)程序且x(k)为具有一致性码片功率的零平均二项式分布程序，则很清楚的是对于i＞1而言，XX(i)亦为一零平均高斯程序，其是由如随机程序1/256n(k)的相同系数所定义。对于S＝1，所述的决定变量Y(i＞1)是以自由度n＝2而为中心X2分布。在此范例中，需要注意的是x(k)与n(k)为复合信号。
对于许多实施Y(i)而言，所述决定序列Y(i)的DC组件等于Y的期望值。可将Y的期望值表示为E<Y>=E(XXS2)---(6)]]>且更进一步表示为E(Y)=E(XXS2)-E2(XXS)]]>=var(XXS)---(7)]]>=var(real(XXS))+var(imag(XXS))]]>假设XX(i)，i＞1，其与1/256n(k)具有相同的统计特性，则可将方程式(7)改为以下形式E<Y>=1256σreal(n)2+1256σimag(n)1]]>=1256σn2---(8)]]>对于i＝1(符合时隙边界的时间)，可由方程式(2)与(4)得到以下方程序Y(i)=1SΣS=1S(1256Σ(x2(k)+x(k)pSC·ns(k)))2|i=1---(9)]]>且对应于方程式(8)与参考文献1995新加坡McGraw-Hill Book公司，Proakis J.G.所着数字通信第三版第43页。对于Y的期望值，E<Ti>=σx4+1256σn2|i=1]]>=1+1256σn2---(10)]]>
其中Y(i＝1)是描述非中心的X2统计值。简单地说，Y期望值与S无关。通常E<YS>=E<1SΣS=1SYS>]]>=1SΣS=1SE<YS>---(11)]]>=SSE<YS>]]>所以，Y中所述DC组件偏移仅取决于所述扰动的能量分布，且与用于平均的时隙数目无关。
本发明的另一重要方面为所述决定序列Y的变化。对于一初步研究而言，假设S＝1，则var<Y>＝E<Y2>-E2<Y>(12)我们亦考量i＞1(中心的X2分布)的例子。应参考1995新加坡McGraw-Hill Book公司，Proakis J.G.所着数字通信第三版第43页，以解答与零平均高斯程序XX相关的方程式(12)，据此可将所述方程式(12)表示如下
var(Y)=E<Y2>-12562σn4|1≤i≤5120]]>=2(12562σreal(n)4+12562σimag(n)4)|1≤i≤5120]]> 在非中心的X2分布程序(i＝1)中，应参考1995新加坡McGraw-HillBook公司，Proakis J.G.所着数字通信第三版第45页，且方程式(12)成为var(Y)=E(Y2)-(1+1256σn2)2]]>=2(12562σreal(n)4+12562σimag(n)4)+4256σreal(n)2---(14)]]>
最后，方程式(13)与(14)可普及于S＞1的状况中。对应于方程式(11)，可将所述决定变量YS(i)的变量表示如下，其中S为用于平均程序中的时隙数目，var(YS)=var<1SΣS=1SYS>]]>=1S2·var<ΣS=1SYS>---(15)]]>=1S·var<Y>]]>方程式(15)是说明Y的变化是与平均叠代S的数目成反比。
本发明的另一实施例，其基础是在于与非相干记录相关的通常理论解释。
根据本发明使用两步骤时隙同步运算的方法，其是以上述非相干记录的统计模式为基础。发展上数运算的目标是在所述系统所指定的时间期间内，达到良好的记录，同时具有低储存成本与低功率消耗。
根据本发明的方法，在第一处理步骤中，是由匹配滤波器(FIR过滤器)下游选择决定序列Y的子组Ysub。因此，在后续的本文中，第一方法步骤亦是指「初始选择步骤」。在Y统计值的基础上，可特指包含于Ysub中所欲时隙边界的机率。在最简单的例子中，所述第一方法步骤并不使用任何时隙平均。然而，通常较佳为使用二或更多时隙的观察时间期间，例如N1＝5，10或15。最后，将所选择样品的指针数目，转换至第二方法步骤。
在第二方法步骤中，于特定数目的时隙，进行一平均程序，以减少扰动的干扰。因而，在以下本文中，第二方法步骤亦是指「平均步骤」。所述平均程序的基础可为硬或软平均方法。在硬平均方法中，仅计算在特定阈值以上的样品。这如此可节省存储空间。根据本发明方法的一实施例，所述的第一方法步骤，亦即初始选择步骤，更详述如下。在本发明的第一步骤中，于特定数目的时隙N1进行一初始选择运作，以将时隙边界指针数目的可能候选者数目最小化。因而，代入一定义好的第一阈值Thres，以及计算各样品指针(5120半码片)的阈值总数。
以下是说明有关第一阈值Thres第一方法步骤使用与所述决定序列Y中样品y(i)的统计分布相关的习用知识。如上所述，y(i)样品为中心X2分布的指针数目，其非对应于所接收胞元的时隙边界，且其为非中心X2分布的指针数目i，其是对应于所接收胞元的时隙边界。图2是说明统计变量的密度函数，且图3是说明统计变量的分布函数。
首先，我们考量两个统计上无关的随机程序，特别是Yi-1对应于随机变量y(i＝1)，以及Yi＞1对应于随机变量y(i＞1)，其中i＝1是定义时隙边界的指针，且i＞1是定义任何的其它指针数目。
使用图2与图3，得到在一特定第一阈值Thres之上或之下y(i＝1)与y(i＞1)的机率。有两个有趣的记录问题状况。
首先，我们有兴趣的是超过第一阈值Thres的y(i＞1)的机率。换言之，若已知随机程序Yi＞1的密度函数fy(y(i＞1))，我们可计算在所述第一阈值Thres(错误告警率)上所记录的y(i＞1)机率。
所以P[yi>1>Thres]=∫Thres∞fYi>1(y)dy=1-∫0ThresfYi>1(y)dy---(16)]]>其中fYi>1(y)=1σ2eyσ2;σ2=σ12+σQ2---(17)]]>此处，方程式(17)是描述具有两个自由度(I相位与Q相位中的随机程序)的中心X2分布的密度函数，在个别分支中扰动能量为σ2I与σ2Q。
再者，必须决定在所述第一阈值Thres下的y(i＝1)机率(拒绝速率)。考量Yi＝1必须为具有两个自由度的X2分布的事实，可写为
P[y(i=1)<Thres]=∫0ThresfYi=1(y)dy---(18)]]>其中fYi=1(y)=1σ2eS2+y-σ2I0(y2Sσ2);σ2=σ12+σQ2---(19)]]>其中I0(·)是零级修饰的贝塞尔(Bessel)函数，且s2为y(i＝1)的期望值。此处，以s2＝1将方程式(19)规范化(normalize)。图4是说明方程式(16)至方程式(19)。
可将步骤一的结果分为N1+1结果阶k，k＝0，1，…，N1(至少计算0，1，…N1次)。各阶的正记录数目是与二项式WpN1相关，其中p是代表通过所述第一阈值Thres的样品机率。所计算k次的样品值y的机率为WpN1(k)=P(YN1=k)=N1kpk(1-p)N1-k---(20)]]>以及在一对应的方式中，属于结果阶k0的样品值y的机率为P(YN1>k0)=Σk=k0N1N1kpk(1-p)N1-k---(21)]]>假设可获得的存储空间为M值且可能的时隙边界指针数目为L(例如L＝OSR 2560)(OSR＝过度采样速率)，可计算结果阶k或更高的样品值y最大可允许的机率。可写为P(YN1≥k)=ML---(22)]]>再者，我们必须选择一基础结果阶k0。将此基础结果阶k0定义为包含在第一阈值Thres上至少被登录k0次的指针的结果阶。较佳为，在0与N1间的中心，应选择k0。可借助所谓的二项式多项式，转换方程式(21)的右方。例如，若N1＝5且阶为k0＝3，则此二项式多项为10p3-15p4+6p5。
所述方程式(21)、(22)与所述二项式多项式可计算通过所述第一阈值Thres的样品值y所需机率p。如以下范例所述
范例N1＝5，k0＝3，L＝5120，M＝1400---＞p？1.由方程式(21)、方程式(22)14005120=Σk=355kpk(1-p)(5-k)=0.2734]]>2.0.2734＝10p3-15p4+6p5(如上所示)3.p＝0.375(由2计算所得结果)在此范例中，p为机率，其是与在各时隙阈值上所检测的时隙边界无关，以在5计算与基础阶k0＝3之后，防止存储器超限。
最后，必须以上述所得的机率p值为基础，计算所述第一阈值Thres。为清楚说明，首先考量仅有具一时隙边界的所接收胞元对应于具指针数目i＝1的所寻样品。如上所述，与时隙边界指针位置无关的样品值y，(在关联与结清之后)是为中心X2分布。在过滤器之后，所产生的决定序列Y包含5120样品(一时隙)。所以，有5119样品，预期在所述第一阈值Thres之上，各具有一机率P[yi＞1＞Thres]。若是在我们的决定序列Y中，N为样品数目，则我们可借助以下方程序计算在所选第一阈值Thres之上的样品y(i＞1)的期望值。
M＝(N-1)·P[yi＞1＞Thres] (23)M值是管理所需的存储空间，亦即所需要的存储胞元数目，以使得在初始选择步骤中所选择的子组Ysub的储存。实际上，借助系统硬件，预先决定一特定的存储器大小。因而可使用方程式4.10，以计算一特定第一阈值Thres的方程式，成为可获得的存储空间M的函数。考量方程式(16)与(23)，形成Thres＝Q1-α，2(24)其中Q1-α，2代表方程式(17)中分布函数的级数1-α，其中1-α＝P[yi＞1＞Thres]。考量方程式(16)，很清楚的是所述第一阈值Thres是取决于σ2，以及亦取决于所接收的扰动功率。
最后，亦想要获得包含在M中，与所欲时隙边界相关或无关的样品y(i＝1)的机率解释。若方程式(24)以方程式(18)取代，则形成
F1Rej=P[yi=1<Q1-α]=∫0Q1-α.2fYi=1(y)dy---(25)]]>对于在I0比例所观察的EpSCHc，方程式(25)定义为包含在具有M组件的Ysub中所欲样品y(i＝1)的机率。
图5是以附图的形式，说明对于不同的M与σ2值，方程式(25)的解答。
图6是根据本发明方法的一实施例，说明所述第一阈值Thres定义程序的整体概念，特别是1.于非时隙边界的「1-Fy＞1(|YY|2)」函数的|YY|2位置，找寻y|YY|2Th的机率p。
2.设定Thres＝|YY|2Th(分位数)。
3.关于YY2Th，时隙边界「Fy-1(|YY|2)」函数的函数值，是代表一样品值y的机率，其是关于一特定接收路径，其具有一功率分布为-zdB于整体接收带中频普，而非大于所述第一阈值Thres。→拒绝量测。
可得而知，对于不同的信号功率分布，非时隙边界函数的些微分散，是由整体接收带中频谱的自动增益控制(AGC)正规化功率速率RSSI(所接收的信号强度指示器)所造成(RSSI＝信号功率/(信号功率+噪音功率+扰动功率))，而非SNIR(SNIR＝信号/(扰动+噪音))。
若是第一阈值Thres设定正确，则可进行初始选择方法。平均而言，是在标的阶k0中，获得子组的M初始选择结果。由于第一方法步骤，亦即初始选择方法步骤，是以统计模式为基础，所以初始选择指针位置的数目是透过标的值M而变动，其等于所提供的存储空间量。结果，可能发生一些关键的或是效率低的安排，如以下内容所讨论。
1.对于标的阶k0，在计算第一阈值Thres的过程中，许多初始选择结果造成存储超限。
2.对于标的阶k0，在计算第一阈值Thres的过程中，由于少数的初始选择，造成存储空间的低效率使用。
在第一范例中，需要自标的阶转换至下一更高的结果阶，以克服超限效应，以及最后，此导致第二范例。
在第二范例中，并未使用可得的存储器的最大尺寸。
结果，此两种安排显然降低了初始选择步骤的表现。为了平衡此两种效应，剩余的存储空间可填充具随机选择指针数目的次低结果阶的剩余值，其较佳应为均匀分布。
此外，增加一些额外的存储空间量(例如M的10％)也是值得的，以防止或至少将存储超限的发生最小化。
范例M＝1400，k0＝31.存储高量＝M+10％·M＝1540字符％，转换为(k0+1)阶2.存储低量＝M-10％·M＝1260字符％，认为是(k0-1)阶3.若是初始选择结果(k0)的数目小于存储低量，则k0++4.所得指针数目＝指针(k0)5.若初始选择结果(k0)的数目小于存储低量，则增加指针(所得指针数目，k0-1)。
将如上所述的初始选择方法最佳化作为有效的存储使用。然而，由于自(k0-1)阶，以随机选择的指针数目填充存储器(请参阅前述范例，步骤5)，仅有一子组的所得指针数目是以习用知识的统计值为基础。
请见第二步骤，亦即平均步骤。
在第二步骤中，对于在所述初始选择步骤中所预先选择的M样品且仅由指针数目所识别的某些时隙，进行一平均程序。
可用硬平均或是软均，进行所述第二方法步骤中的平均程序。
例如，可借助设定一第二阈值Thres2，而在所述第二方法步骤中进行平均程序，以及考量在所述第一方法步骤中所预先选择的且超过此第二阈值Thres2的子组Ysub的那些组件。然而，由第一方法步骤中所预定的子组Ysub，可定义或甚至决定在平均程序之后被考量的固定数目组件，例如三十最大值，总是自所述子组Ysub定位最大值作为时隙边界。
对于上述第二方法步骤，自实施例选择组的两实施例(硬平均与软平均)如以下所述，其中设定一第二阈值Thres2hard或是Thres2soft。在以下实施例中，仅选择最大值用以分析硬平均。相对地，在以下的实施例中，此处考量超过第二阈值Thres2soft的所有值，作为所述软平均方法的后续处理运作。
首先，请参阅硬平均的实施例。图7至图12是关于硬平均方法。
可记录第二阈值Thres2hard的计数数目，是二项式分布于对应时隙边界的样品以及对应任何其它指针数目的样品。然而，所述分布函数取决于平均时隙的数目、EpSCHc与I0的比例以及第二阈值Thres2hard。可将分离的随机程序Y2的机率函数表示为FY2(x)=Σk=0xP[x=k]=Σk=0xSkpk(1-p)S-k---(26)]]>且其机率密度函数可对应表示为fY2S(x)=Σk=0SSkpk(1-p)S-kσ(x-k)---(27)]]>在此范例中，可检测在阈值Thres2hard之上的y(i＝1)与y(i＞1)机率p，且S定义用于平均程序的时隙数目。图7与图8是说明对应于时隙边界的样品以及非时隙边界的样品不同参数组的分布函数。如上所述，两程序的分布函数是高度依赖于Thres2hard值的选择。Thres2hard的设定处理如下。图7与图8的基础是假设一理想的Thres2hard值。
在第二方法步骤中，为了得到记录问题的答案，需要决定所计算M子组中时隙边界指针的机率。
首先，我们假设M包含y(i＝1)，以及亦让我们考量两个不相关的统计程序，相当于对应时隙边界的样品的Yi＝1，以及相当于与其它任何指针数目相关的样品的Yi＞1。这些程序为二项式分布，对应于方程式(26)与方程式(27)。错误检测的机率基础是假设第二方法步骤仅考量最强的高峰P[yi＝1＜yi＞1]＝P[yi＝1-yi＞1＜0](28)请参阅文件3，其是关于以下计算的更详细信息。为了达到方程式(28)的缩短发展，我们定义一新的随机变量x＝y(i＝1)-y(i＞1)。所以
P(x<0)=∫-∞0fx(y)dy]]>=∫-∞0fYi-1(y)+fYi>1(-y)dy---(29)]]>=∫-∞0conv[fYi=1(y),fYi>1(-y)]dy]]>对于不同的阈值Thres2hard，方程式(29)形成不同的结果。图9是说明方程式(29)对于不同的EpSCHc与I0的比例以及大范围的Thres2hard设定。所印的交叉是标示各曲线的最小值以及第二阈值Thres2hard的理想值。
图9是说明理想值Thres2hard与EpSCHc/I0的关系。提出已预先计算过对于不同的EpSCHc/I0所设定的Thres2hard的表列。另外，当然亦可分析地存取理想第二阈值Thres2hard。
在同步步骤过程中，由于EpSCHc/I0是未知，所以在此点遭遇困难。然而，此问题可由以下方法解决若是将Thres2hard设定为一固定值，较佳为对于最低所欲的EpSCHc/I0的理想Thres2hard，则在近区域中可接受衰减，且对于较佳的EpSCHc/I0可忍受较重大的衰减，提供错误检测机率保持低于特定程度。图10是图9的放大图，为半对数图形的形式。在此范例中，若沿着一垂直线对于各曲线研究其值，例如在0.74(理想Thres2hard为-20dB)，可直接决定一固定第二阈值Thres2hard的效应。
最后，在第二方法步骤中，应寻找时隙边界的指针数目。仅以两个统计程序，进行上述分析。如上之解释，必须在步骤2中，处理M样品子组。其所立基的假设为y(i＝1)是包含于M中，则F2Rej＝(M-1)P[x＜0](30)其中P[x＜0]是定义于方程式(29)中。所以，第二方法步骤的表现是取决于在第一方法步骤中所选择的样品数目，以及可获得的存储大小。图11与图12是说明方法步骤二的表现与不同EpSCHc/I0值的M相关。进一步如上所述，第11/12图是确认假设固定的第二阈值Thres2hard并不影响在EpSCHc/I0值相关附近近区域中的表现(请参阅图12)。在EpSCHc/I0值附近±2dB区域中的表现，在此范例中为-20dB，实际上显然不受影响。在较宽的区域中表现降低较为显而易见，但仍保持错检率为10-3以下。因而，在更大的区域中，对于固定的Thres2hard值的结果，仍被认为是可被接受的。
第二方法步骤的软平均实施例如以下所述。图13是关于软平均方法。
在第二方法步骤中，其亦指「后处理步骤」，所接收的数据流再次与主要同步码相关联。然而，在此范例中，仅考量在前方法步骤中所预先选择的指针数目子组。相对于第一方法步骤，对于特定数目时隙N的各指针数目，累积在第二方法步骤中的关联结果。所述硬件必须提供足够的存储空间以达此目的，以进行此软平均程序(如上所述，M取决于预先选择子组的大小)。
所述平均程序造成一决定函数如下Xi=Σ(xcorr{ri,s;pSCH})2---(31)]]>其中r是在时隙s的指针位置i所接收的数据流，且pSCH是主要同步码。函数{x，y}进行x与y之间的交联程序。
借助比较xi与定义好的第二阈值Thres2soft，以进行决定运算。由RSSI量测与初始选择控制结果所得知的统计信息为基础，计算所述Thres2soft值。图13是说明机率密度函数，以及图14是说明对于不同信号功率分布与平均N2时隙的xi机率，其中i为虚线是对应于非时隙边界指针(噪音)且为实线是对应于时隙边界指针(信号)。除此之外，图14是说明所述Thres2soft值与所期望的错误告警率(FA)或是拒绝速率(Rej)之间的关系。
若是引用一标的错误告警率(FA速率)，则所述第二阈值Thres2soft可借助以下方程序计算Thres2soft＝Q1-PFA_Rate；2N(32)
其中Qn；m为具有m自由度中心X2分布的级数n的分位数。可借助自方法步骤1的Thres控制信息，而设定或控制Thres2soft值。
若方程式(32)取代为具有2N自由度的非中心X2分布的机率函数，形成F|XX|2(Thres2sift)=∫0Thres2sift12σn2(y′S2)2N-24e(S2+y′)2σn2I<N-1>(y′Sσn2)dy---(33)]]>其对应于具有信号功率σ2S的所接收数据路径的拒绝速率(Rej)。
在此范例中，在关联器(符号功率)σ2S之后，借助以下方程序定义信号功率σS2=256.10SNR[dB]10---(34)]]>以及I相位或Q相位σ2n＝σ2n；1＝σ2n；Q(两个自由度)的噪音功率是定义为σ2n=12(1-σS2)---(35)]]>非中心补偿s2是定义为S2=Σ1NσS2---(36)]]>若是特定一标的拒绝速率(Rej)，则对于具有信号功率分布-zdB的基站，对于一假设的接收路径，计算所述Thres2soft值作为所述拒绝速率(Rej)的函数。对应于方程式(32)，结果为Thres2soft=Q1-PREj→Rate;2NSNR---(37)]]>其中Qn；mq为具有m自由度的非中心X2分布的分位数或是级数n，且一期望的信号功率分布为qdB。若方程式(37)被取代为具有2N自由度的中心X2分布的函数，则结果为F|XX|2(Thres2soft)=∫0Thres2soft12Nσn2Nτ<N>y′N-1e-y′2σn2dy′---(38)]]>其相当于一处理的噪音样品的FA速率。方程式(38)中的变量已如上所定义。
考量如上所讨论的结果，可声明步骤1的表现与步骤2的表现，是取决于对于所选样品M数目的相反意义。这通常是真的，不论是否选择硬平均或是软平均所述的第二方法步骤。然而，应提及的是仅有当步骤2仅可选择有限数目的高峰(在最简单的范例中，仅为最强的高峰)时，步骤2的表现受到M的影响。在方法步骤2中，可将整个方法的时隙边界记录机率计算为时隙边界记录的条件机率，在M.方程式(25)与(30)所包含的所寻时隙边界，提供样品y(i＝1)的条件，形成对于统计上y中的个别程序FD＝(1-F1Rej)(1-F2Rej) (39)目前为止，已假设在一时隙中仅发生一时隙边界。所以，对于y(i＞1)的所有样品而言，必须将统计随机程序假设为中心X2分布。然而，实际上，许多胞元传送pSCH信号，其透过不同的路径，达到具有不同接收能量的最终天线。虽然上述导数满足假设可检测的时隙边界数目小于可能的时隙边界数目，但是上述的导数仅为理想分析。
图15是配置1的示意图，其是根据本发明说明所述装置的一实施例，藉以进行时隙同步，而后为帧同步。在本发明的实施例中，根据UMTS(全球移动电信通信系统)标准，而在一基站与移动无线接收器之间发射数据。
根据所述UMTS标准，使用一帧结构，在所述基站与所述移动无线接收器之间发射数据。在所述UMTS标准中，各帧包含15个时隙，其各自具有2560码片。
在UMTS标准中，时隙同步中所使用的时隙同步码亦指所述主要同步码(pSC)。在UMTS标准中，帧同步中所使用的帧同步码亦指二级同步码(sSC)。
根据所述的UMTS标准，所述时隙同步码pSC与所述帧同步码sSC各包含256码片。
借助与所有帧同步码sSC共有的序列z，产生哈达马序列的明智乘法，形成各个帧同步，且其是建构如下z＝<b，b，b，-b，b，b，-b，-b，b，-b，b，-b，-b，-b，-b，-b>
＝b<1，1，1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1>
(40)b＝(1+j)<1，1，1，1，1，1，-1，-1，-1，1，-1，1，1，-1>
＝(1+j)<b(0)，b(1)，b(2)，b(3)，b(4)，b(5)，b(6)，b(7)，b(8)，b(9)，b(10)，b(11)，b(12)，b(13)，b(14)，b(15)> (41)序列z是包含16个组件的序列。各组件是以顺列b为基础，其在各个范例中是乘以+1或-1。由16个关联系数b(n)(n＝0，1，…，15)序列所产生的复数值序列b，各可假设+1值或-1值。各个关联系数b(n)是代表一码片。整体而言，这表示序列z具有256个关联系数b(n)或码片。
序列z乘以16个不同的各包含256码片的哈达马序列，形成16个不同的帧同步码，其各具有256个码片。在一帧的各个时隙中，自所述基站发射一特定帧同步码。对于一已知的基站，在所述时隙的各帧中，所述帧同步码的序列是相同的，其是发生在时间序列的相同点。可自各帧所形成的讯空同步码图案，推导出所述帧开始。再者，此图案是各基站的特性，且因而用以决定发射所述帧同步码的基站。
在本发明的实施例中，所述配置1是包含一输入数据缓冲2、一匹配滤波器3、一后处理数据路径4、一预先选择数据路径5、一缓冲储存TEMP-RAM、一缓冲储存MASK-RAM、一帧同步数据路径6、结果存储器7与8，以及一数字信号处理器9。
所述输入缓冲2是由输入下游连接至所述配置1。所述输入数据缓冲2后皆所述匹配滤波器2，其中在所述序列中配置一乘法单元10、一累积器11与一多任务器12。连接所述多任务器12至输入至所述后处理数据路径4、所述预先选择数据路径4以及所述缓冲储存MASK-RAM。
在所述的后处理数据路径4中，由所述多任务器12以及由所述缓冲储存TEMP-RAM，馈送一加法器13的输入。在输入侧，连接加法器13至所述缓冲储存TEMP-RAM，以及至一阈值检测器14，其是馈送所述结果存储器8的输入。
所述预先选择数据路径5包含一预先选择计算单元15，其输入之一是由所述多任务器12所馈送，且其它输入双向连接至所述缓冲储存TEMP-RAM、一统计计算单元16以及一阈值检测器17，其后接于所述计算单元15。
所述统计计算单元16的输入是连接至所述结果存储器8的一输入。
所述帧同步数据路径6是包含一识别单元18、一快速哈达马变换单元19以及一加法器20。所述识别单元18是自所述缓冲储存TEMP-RAM接收数据，且将数据传送至所述结果存储器7。所述快速哈达马变换单元19是自所述缓冲储存MASK-RAM接收数据，且将数据传送至所述加法器20，其是自所述缓冲储存TEMP-RAM接收其它数据。在输出侧，所述加法器20连接至所述缓冲储存TEMP-RAM。
所述数字信号处理器9馈送所述匹配滤波器3、所述预先处理数据路径4以及所述帧同步数据路径6。
在时隙同步过程中，首先将所述移动无线接收器所接收的时隙同步码样品值，暂时储存于所述输入数据缓冲2中，若需要，将其适当处理以进行后续处理。在所述匹配滤波器3中，将所述样品值与已知的时隙同步码相关联。在所述预先选择计算单元15中，比较由所述匹配滤波器3所产生的关联值与一阈值Thres。若是所述关联值超过所述阈值Thres，则增加计算。而后将关联的开始指针转移至下一样品值，且再次进行后续阈值比较的关联。在此范例中，在一时隙长度中，存在所述关联的各开始指针的计算。由于在本发明的实施例中输入信号的取样频率是码片频率的两倍，所以每一时隙长度接收5120个样品值。因此，亦有5120个计算。
这些是储存于所述缓冲储存TEMP-RAM中。以适当增加的5120个计算，在时隙长度上进行关联。由于在所述缓冲储存TEMP-RAM中，各个计算所占存储空间为4位，所以各个计算的值自0至15。所述缓冲储存TEMP-RAM必须具有至少5120.4位的存储大小以储存所数计算。此相当于20k位存储器。因而，定义在本发明实施例中，实施缓冲储存TEMP-RAM所需的最小存储器。
在具有已知时隙同步码的预先决定关联数目之后，在所述阈值检测器17中，比较储存在缓冲储存TEMP-RAM的计算与设定为所选基础阶k0函数的阈值ThresMASK。在此范例中，选择ThresMASK值等于k0-1。对于基础阶k0＝3，则造成ThresMASK值为2。若所述计算大于阈值ThresMASK，则要注意在缓冲储存MASK-RAM中的相关关联的开始指针。为达此目的，在缓冲储存MASK-RAM中5120个开始指针仅各有一位。若超过所述阈值ThresMASK，则将相关的位设定为1，其它则设定为0。
如上所述预先选择程序的结果，在于在后续计算中，仅有在所述缓冲储存MASK-RAM中所在值为1的位，需考量其开始指针。再次进行这些开始指针与已知时隙同步码的关联。在此范例中，累积所考量的各开始指针关联值，亦即借助加法器13，以一与预先决定的数目将其软平均。对于相关关联的结果，所考量的各开始指针所具有的存储空间为所述缓冲储存TEMP-RAM中可得的16位，其中8位作为关联结果的实部，而另外8位作为虚部。由于所述缓冲储存TEMP-RAM具有的存储大小为20k位，所以可考量1280预先选择的开始指针的关联。必须使用合适的监控与控制计算以确保在预先选择的程序中，无多于1280的计算超过所述的第一阈值。
借助所述高峰检测器14，进一步将所考虑的时隙边界的开始指针数目最小化。为达此目的，所述高峰检测器14使用一可控制的阈值，以自现存1280累积的关联结果中选择128个最大值，且将这些具有相关开始指针的关联结果，储存于所述结果存储器8中。在所述高峰检测器14中所实施的算法，已于上述实施例中描述。
所述数字处理器9可存取所述结果存储器8，且可自所储存的关联结果，以较少的计算而计算所述时隙边界。
在完成时隙同步程序之后，在所定义的时隙边界上，进行帧同步所需的计算运作。在此范例中，开始于一时隙边界，在所述匹配滤波器3中，将256个样品值乘以序列z。由于过度采样速率因子为2，所以作为此目的，在选择256个样品值的过程中，必须记得在样品值的序列中，仅考量各间隔的样品值。在各个范例中，形成16个连续乘法的总和。在各范例中是对应于样品值与序列b的关联，其是以序列z为基础。在此范例中，需要考量序列b所承的的数学符号+1或-1，是作为其在序列z中的函数。整体而言，对于各个时隙，形成16个复数值关联值。在各范例中，在缓冲储存MASK-RAM中，提供16位的存储空间用于关联值的实部与虚部。因此，在缓冲储存MASK-RAM中，时隙的中间结果需要的存储空间为2·16·16位＝512位。在所述缓冲储存MASK-RAM中，可同时储存6个时隙边界的中间结果。
一个时隙接着一时隙地，将储存于所述缓冲储存MASK-RAM的中间结果读取至所述帧同步数据路径6，以进行后续处理。将一时隙的中间结果，提供至所述快速哈达马变换单元19中的快速哈达马变换。对于各个处理的时隙边界而言，再次形成16个值的序列，其各具有16位的字符长度。这16个值是使用于识别单元18中，以识别发射所述帧同步码的基站，以及用以检测一帧的开始。
必须在帧同步数据路径6中，处理至少3个时隙，以清楚识别一基站与所述帧边界。通常，使用来自于15个时隙的中间结果以达此目的。
为了更进一步改善检测机率，有利的是在帧上平均。为达此目的，在所述缓冲储存TEMP-RAM中暂时储存快速哈达马变换(transformation)。
上述方法表示所述帧同步码路径6可使用3至15个连续的时隙作为帧同步，且同时有超过3个帧，将这些时隙各自平均。在本发明的实施例中，所述缓冲储存TEMP-RAM符合所述帧同步，且所提供的存储大小为22.5k位。因而，可借助所述帧同步数据路径6，同时处理6个时隙边界(6·16·15时隙·16位)。
在图15中，借助所述数字信号处理器9，形成所述配置1的控制器。所述数字信号处理器9计画图15中所示的单元，作为其任务组件。特别地，所述数字信号处理器9设定所述同步模式、平均程序的数目以及所述阈值。
在本发明的实施例中，所述的缓冲储存TEMP-RAM与MASK-RAM以及所述结果存储器7与8，完全相同。此优点在于当中断第一同步程序时，例如为了要以不同的频率开启一第二同步程序，可在所述中断之后，继续所述的第一同步程序，且不再需要重新开始。同样也运用在第二同步程序中。
图15是说明所述缓冲储存TEMP-RAM与MASK-RAM是独立的缓冲储存。然而，所述缓冲储存TEMP-RAM与MASK-RAM的实施并非绝对为实质上独立的存储器。事实上，所述两个缓冲储存TEMP-RAM与MASK-RAM可包含于一共同存储器中，所述共同存储器具有适当的分隔。
权利要求
1.一种移动无线接收器同步方法，所述接收器具有用于一无线信号的一时隙结构，所述无线信号是接收自一基站，其与寻找至少一特定时隙边界有关，其中，在一过滤器中过滤由所述移动无线接收器所接收的一数据流，以及在过滤程序之后，所述过滤器产生所接收数据的一决定序列(Y)作为一组最大可能特定时隙边界，所述的决定序列(Y)乃进一步进行两步骤方法的处理，其中在第一方法步骤中，自所述过滤器所产生的所述决定序列(Y)选出一子组(Ysub)，以及接着，在第二方法步骤中，依时间将所述子组(Ysub)的组件平均，将时隙边界用于此平均程序结果所获得的同步，其特征在于所述子组(Ysub)的选择是借助使用与一时隙边界相关的信号样品值的统计特性，以及与一时隙边界无关的信号样品值的统计特性而执行。
2.如权利要求1的方法，其特征在于所述子组的选择更考量所接收的整体频谱，以及/或考量干扰信号的统计特性，以及/或考量在一路径中所检测的一预先决定的最小功率。
3.如权利要求1或2的方法，其特征在于在所述第一方法步骤中，仅有所述子组(Ysub)所包含的接收数据项目超过一特定第一阈值(Thres)。
4.如权利要求3的方法，其特征在于所述第一阈值(Thres)是由以下方程序所决定Thres＝Q1-α，2其中Q1-α，2是以下分布函数的1-α阶的分位数fYl>1(y)=1σeyσ2;]]>σ2=σ12+σQ2]]>其中σI2是I相位分支的干扰能量，以及σQ2是Q相位分支中的干扰能量，且其中1-α=∫Thres∞fYl>1(y)dy=1-∫0ThresfYl>1(y)dy]]>其中指针i＞1代表所接收的数据值，其非代表一时隙边界，以及其中fyi＞1(y)是代表具有两个自由度的中心x2分布的密度函数。
5.如权利要求1的方法，其特征在于在所述第一方法步骤的处理中，至少考量两个时隙。
6.如权利要求1的方法，其特征在于在所述第一方法步骤中，仅有包含于所述子组(Ysub)的所接收数据项目是作一预先决定的基础结果阶(k0)中。
7.如上述任一项权利要求的方法，其特征在于以硬平均进行所述第二方法步骤中的时间平均程序，亦即在所述第二方法步骤中的所述时隙平均程序中，与一第二阈值(Thres2hard)有关的所述子组(Ysub)组件的正阈值超越量乃被记录。
8.如权利要求7的方法，其特征在于在所述第二方法步骤的所述平均程序后，仅选择最大值以进行后续处理。
9.如权利要求8的方法，其特征在于设定所述第二阈值(Thres2hard)，因而可自以下方程序得到错检率P[yi＝1＜yi＞1]＝P[yi＝1-yi＞1＜0]其基础为P(x<0)=∫-∞0fx(y)dy]]>=∫-∞0fYi=1(y)+fYi>1(-y)dy]]>=∫-∞0conv[fYi=1(y),fYi>1(-y)]dy]]>具有最小的预先决定的EpSCHc/I0值，其中EpSCHc是主要同步信道的各个码片所接收的能量，以及I0是总接收功率。
10.如权利要求7的方法，其特征在于在所述第二方法步骤中的所述时间平均程序后，仅选择n个最大结果值进行后续处理，其中n为自然数。
11.如权利要求7的方法，其特征在于n等于128。
12.如权利要求1至6中一或多项的方法，其特征在于在所述第二方法步骤中的所述时间平均程序是一软平均程序。
13.如权利要求12的方法，其特征在于在所述第二方法步骤中的所述时间平均程序后，仅有选择进行后续处理的组件的其结果值是超过一第二阈值(Thres2soft)。
14.如权利要求13的方法，其特征在于考量一预先决定的EpSCHc/I0值以设定所述第二阈值(Thres2soft)，其中EpSCHc是主要同步信道的各个码片所接收的能量，以及I0是总接收功率。
15.如权利要求14的方法，其特征在于藉一表的辅助而设定所述第二阈值(Thres2soft)，在所述表中，EpSCHc/I0值与所述第二阈值相关。
16.如权利要求14的方法，其特征在于若在所述第一方法步骤中所选择用来作为标的阶(基础结果阶k0)的所述子组(Ysub)超过可储存上述子组(Ysub)的存储空间，则自所述标的阶切换至下一个更高的基础结果阶(k0+1)。
17.如权利要求6或权利要求16的方法，其特征在于若在第一方法步骤中所选择用来作为标的阶(基础结果阶k0)的所述子组(Ysub)或是借助切换至下一个更高基础结果阶(k0+1)而调制的子组 并非完全充满可储存所述子组(Ysub， 的存储空间，则剩余的存储空间由具有随机选择的指针数目的下一个较低结果阶的值充满。
18.如权利要求17的方法，其特征在于用于充满所述存储空间的所述值的指针非均匀分布。
19.如前述权利要求中一或多项的方法，其特征在于在各时隙的开始，所述基站发射一时隙同步码，其在所述移动无线接收器中为已知且具有一码片序列，以及其特征在于由所述移动无线接收器所接收的所述时隙同步码以及已知的时隙同步码间的关联得到所接收的数据。
20.一种移动无线收器同步方法，所述接收器具有用于由所述接收器所接收的一无线信号的一帧结构，其与寻找至少一特定帧边界有关，具有上述权利要求中一或多项已决定的所述无线信号的所述时隙边界，其是借助在第一方法步骤中，在一过滤器中，考量先前决定的时隙边界，过滤所述移动无线接收器已接收的一数据流，以及在所述过滤程序后，所述过滤器于各时隙边界产生一预先决定数目的值，以及在第二方法步骤中，自所述值计算出用于同步的所述帧边界。
21.如权利要求20的方法，其特征在于在各帧中，所述基站发射(在所述移动无线接收器中已知的)一序列的帧同步码，其各具有一序列的码片，具有在各时隙的开始所发射的一帧同步码，以及其特征在于由所述移动无线接收器所接收的所述帧同步码以及包含所述已知帧同步码的一基础序列间的关联得到所述值。
22.如权利要求21的方法，其特征在于所述关联起始于一时隙的开始。
23.如权利要求20至22中一或多项的方法，其特征在于在所述第二方法步骤中，借助一快速哈达马变换(transformation)处理各时隙边界的所述值，以及其特征在于自所述快速哈达马变换的结果计算出所述帧边界。
24.如权利要求21的方法，其特征在于以两个或多个帧长度平均各时隙的所述快速哈达马变换的结果。
25.一种用于执行具有一无线信号的一移动无线接收器同步方法的装置(1)，所述无线信号是接收自一基站，所述基站具有一时隙结构，且特别是一帧结构，如同上述权利要求中一或多项所主张，其具有一过滤器(3)，用于过滤由所述移动无线接收器所接收的一数据流，具有一第一可存写存储器(TEMP-RAM)，以及具有一第二可存写存储器(MASK-RAM)，其中，第二方法步骤中，决定序列(Y)中的所接收的数据或是所产生用于时隙同步的数据，特别是在第二方法步骤中所产生用于帧同步的数据，乃可暂时在一时间中储存于所述第一可存写存储器(TEMP-RAM)中，以及在第一方法步骤中所产生用于时隙同步的所述数据，且特别是在第一方法步骤中所产生用于帧同步的所述数据，可暂时在一时间中储存于所述第二可存写存储器(MASK-RAM)。
26.如权利要求25的装置(1)，其特征在于所述过滤器(3)具有一关联器单元或是一匹配滤波器，用于一所接收的同步码与一已知的同步码间的关联。
27.如权利要求25或26的装置(1)，其特征在于一种用于自所述时隙同步过程中所产生的所述决定序列(Y)中选择所述子组(Ysub)的单元(5)。
28.如权利要求27的装置(1)，其特征在于用于选择所述子组(Ysub)的单元(5)包含一阈值决定标记(15)、一增加器(15)以及特别是包含一用于计算统计变量的单元(16)。
29.如权利要求25至28中一或多项的装置(1)，其特征在于一高峰检测单元(14)，用于自超越一可调整阈值的数据组决定所述数据项目。
30.如权利要求29的装置(1)，其特征在于一第三可存写存储器(8)，其在所述高峰检测单元(14)后，用于暂时储存由所述高峰检测单元(14)所决定的结果。
31.如权利要求25至30中一或多项的装置(1)，其特征在于所述第二可存写存储器(MASK-RAM)后的单元(19)，其用于进行快速哈达马变换。
32.如权利要求31的装置(1)，其特征在于在所述用于进行快速哈达马变换的单元(19)后接一单元(18)，用于识别发射所述无线信号的基站，以及用于决定所述的帧边界，以及下游的第四可存写存储器(7)。
33.如权利要求25至32中一或多项的装置(1)，其特征在于一控制单元(9)，用于控制所述过滤器(3)、所述第一与第二可存写存储器(TEMP-RAM，MASK-RAM)，以及若适当，则以所述控制单元，特别是具有一数字信号处理器(9)的控制单元，控制选择所述子组(Ysub)的单元(5)、所述高峰检测单元(14)以及进行快速哈达马变换的单元(19)。
34.如权利要求25至33中一或多项的装置(1)，其特征在于所述可存写存储器(TEMP-RAM、MASK-RAM、7、8)完全相同。
35.如权利要求25至34中一或多项的装置(1)，其特征在于所述第一与所述第二可存写存储器(TEMP-RAM、MASK-RAM)是整合在一共同存储器。
全文摘要
在一种移动无线收器同步方法中，所述接收器乃具有时隙结构，其与寻找至少一特定时隙边界有关，其在一过滤器中过滤所接收到的数据流。在过滤程序后，所述过滤器产生所接收数据的决定序列(Y)以作为一组最大可能时隙边界。在以一方法处理所述的决定序列(Y)，在第一步骤中，自所述决定序列(Y)选择一子组(Y
文档编号H04B1/707GK1682475SQ03821376
公开日2005年10月12日 申请日期2003年8月8日 优先权日2002年9月9日
发明者B·贝克, T·勒, S·保罗, T·鲁普里奇 申请人:因芬尼昂技术股份公司