专利名称：正交频分复用信号解调装置的制作方法
技术领域：
本发明是申请日为1998年7月30日、申请号为98801089.5、发明名称为“正交频分复用信号解调装置”的母申请的分案申请。上述母申请是一PCT申请，申请号为PCT/JP98/03391，国际公布号为WO99/07095，国际公布日为1999年2月11日，享有如下优先权JP206639/1997，1997年7月31日；JP 213449/1997，1997年8月7日；JP 19892/1998，1998年1月30日。该母申请已被中国国家知识产权局专利局授予专利权。
本发明涉及用于由正交频分复用传输方式所进行的数字广播和数字通信的正交频分复用信号解调装置，特别是涉及在接收方用于解调的重放载波的频率同步技术以及在由调谐器的相位噪声等所产生的全部副载波中消除共同相位变动的影响的技术。
近年来，在向移动体的数字声音广播和地面系统的数字电视广播中，正交频分复用(以下称为OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplex))传输方式尤其引人注目。
该OFDM传输方式是这样的方式通过进行传输的数字数据来调制相互正交的多个副载波，复用这些调制波来进行传输。该方式具有这样的特征当使用的副载波的数量从几百变为几千时，由于各个调制波的码元周期变得很长，则易于受到多通路干扰的影响。
下面使用
图1来说明OFDM传输方式的原理。
图1是表示OFDM传输方式的原理构成的方框图。而且，在图1中，粗线箭头表示复数信号，细线箭头表示实数信号。
首先，在发送方，把被传输信号输入到OFDM信号调制装置11中的数据信号由映射电路111映射为与各副载波的调制方式相对应的复数平面上的信号点，然后，提供给傅立叶逆变换(以下称为IFFT(Inverse Fast Fourier Transform))电路112。该IFFT电路112对一个码元的被传输信号进行IFFT处理，通过变换为时间区域来生成有效码元时间信号，而且，在每个码元中，把有效码元时间信号的后部作为保护期间信号，而附加在有效码元时间信号之前，由此，具有生成基带的OFDM信号的功能。其中所生成的基带OFDM信号被提供给正交调制电路113。该正交调制电路113用基带OFDM信号对载波进行正交调制，由此，把该基带OFDM信号变频为中频(以下称为IF(Intermediate Frequency))频带的信号，该IF频带的OFDM信号由上变频器114变频为无线电频率(以下称为RF(Radio Frequency))频带的信号，输出给传输线路12。
另一方面，在接收方，从传输线路12输入到OFDM解调装置13中的OFDM信号通过调谐器131从RF频带变频为IF频带，然后，提供给正交解调电路132。通过该正交解调电路132对所输入的IF频带信号进行正交调制，而解调为基带OFDM信号，该解调输出被提供给傅立叶变换(以下称为FFT(Fast Fourier Transform))电路133。该FFT电路133从基带OFDM信号中取出有效码元时间信号来进行FFT处理，而变换为频率区域，该输出被提供给检波电路134。该检波电路134根据调制方式来对各副载波进行检波，然后，通过进行逆映射而复原数据信号。
但是，在上述这样的原理构成中，当在发送接收中使用的载波的频率之间存在误差时，不能正确地解调数据。因此，在现有技术中，揭示了这样的措施把副载波间隔以内和副载波间隔单位的两个自动频率控制(以下称为AFC(Auto Frequency Control))电路进行组合，来得到宽范围的频率同步(例如，1996年电子信息通信协会通信学会大会予稿集，B-512，第512页)。
在上述文献中所揭示的AFC方式中，因OFDM信号中的保护期间信号是有效码元时间信号的后部的复制，而利用它们之间的关系来算出副载波间隔以内的频率误差。在发送方使用以预定周期所插入的频率同步用的基准码元来算出副载波间隔单位的频率误差。
下面使用图2和图3来对使用上述文献所揭示的AFC方式的现有的OFDM信号解调装置的构成和动作进行说明。
图2是表示频率同步用基准码元的构成的一例的模式图。在图2中，横轴表示频率，纵轴表示振幅，图中的实线表示在该频率中存在副载波，虚线表示在该频率中不存在副载波。在该例中，使副载波的有无与预定的伪随机(以下称为PN(Pseudo Noise))系列相对应。
图3是表示现有的OFDM信号解调装置的构成的方框图。在图3中，粗线箭头表示复数信号，细线箭头表示实数信号。并且省略了在各构成部件的动作中所需要的时钟等一般的控制信号，以使说明不复杂。
在图3中，调谐器21把从传输线路所输入的OFDM信号从RF频带变换为IF频带，其输出被输入正交解调电路22。该正交解调电路22使用在其内部发生的固定载波来把IF频带的OFDM信号解调为基带OFDM信号，该解调输出被提供给载波频率(fc)校正电路23的第一输入端。该载波频率校正电路23把根据提供给第二输入端的副载波间隔单位的宽频带载波误差信号和提供给第三输入端的副载波间隔以内的窄频带载波频率误差信号而发生的校正载波乘以提供给第一输入端的基带OFDM信号，由此，来校正载波频率误差，其输出被提供给窄频带载波频率误差计算电路24和FFT电路25。
窄频带载波频率误差计算电路24利用基带OFDM信号中的保护期间信号和有效码元时间信号的后部的相关性，来算出副载波间隔以内的频率误差，其输出被提供给载波频率校正电路23的第三输入端。FFT电路25对基带OFDM信号中的有效码元时间信号进行FFT处理，变换为频率区域，其输出被提供给功率计算电路41和检波电路31。
该功率计算电路41计算出与从FFT电路25所输出的各个副载波相对应的信号功率，其计算结果被提供给相关性计算电路42。该相关性计算电路42算出功率计算电路41的输出和与图22所示的频率同步基准码元的副载波的有无相对应的PN系列的相关值，该相关值被提供给宽频带载波频率误差计算电路28。该宽频带载波频率误差计算电路28从相关值的峰值位置算出副载波间隔单位的频率误差，其输出被提供给载波频率校正电路23的第二输入端。检波电路31根据调制方式来对各副载波进行检波，然后，通过进行逆映射来复原数据信号。
但是，在上述现有的方法中，在发送方使用以预定周期(例如帧)所插入的频率同步用的基准码元，来算出副载波间隔单位的频率误差，因此，频率同步的引入时间变得较长。
在现有的方法中，由于减小了正常状态下的载波频率的误差，则需要把例如图3的设在窄频带载波频率误差计算电路24内部的环路滤波器的时间常数设定为数百码元时间。因此，不能跟踪调谐器的相位噪声等的迅速变动(并不仅限于此例，在一般的AFC电路中，不能跟踪调谐器的相位噪声等的迅速变动)。由此，该残留频率误差引起了副载波之间的干扰(以下称为ICI(Inter Carrier Interference))和在全部副载波中共同的相位变动(以下称为CPE(Common PhaseError))，而成为错误率恶化的主要因素。
因此，为了解决上述问题，本发明的目的是提供一种OFDM信号解调装置，能够进一步缩短频率同步的时间，并且除去由调谐器的相位噪声等所引起的CPE的影响。
为了解决上述问题，本发明所涉及的OFDM传输方式为以下这样的构成(1)一种解调正交频分复用信号的装置，该正交频分复用信号包含在与每个码元相同的频率中所配置的第一导频信号，其特征在于，包括傅立叶变换装置，通过把上述正交频分复用信号进行傅立叶变换，而变换为频率轴信号；差动检波装置，通过对上述傅立叶变换装置的输出进行码元间差动检波，来算出码元间的变动；相关性计算装置，算出上述第一导频信号的配置信息与上述差动检波装置的输出的相关性；宽频带载波频率误差计算装置，通过检测上述相关性计算装置的输出的峰值位置，来确定副载波间隔单位的载波频率误差；宽频带载波频率校正装置，根据上述宽频带载波频率误差计算装置的输出来校正载波频率。
(2)一种解调正交频分复用信号的装置，该正交频分复用信号包含在与每个码元相同的频率中所配置的第一导频信号，其特征在于，包括傅立叶变换装置，通过把上述正交频分复用信号进行傅立叶变换，而变换为频率轴信号；差动检波装置，通过对上述傅立叶变换装置的输出进行码元间差动检波，来算出码元间的变动；相位平均装置，把与上述第一导频信号相对应的上述差动检波装置的输出相位在码元内进行平均，由此来确定在全部副载波中共同的相位变动；相位变动校正装置，从上述相位平均装置的输出算出每个码元的校正矢量，根据上述校正矢量，来校正在全部副载波中共同的相位变动。
(3)一种解调正交频分复用信号的装置，该正交频分复用信号包含在与每个码元相同的频率中所配置的第一导频信号，其特征在于，包括傅立叶变换装置，通过把上述正交频分复用信号进行傅立叶变换，而变换为频率轴信号；差动检波装置，通过对上述傅立叶变换装置的输出进行码元间差动检波，来算出码元间的变动；相关性计算装置，算出上述第一导频信号的配置信息与上述差动检波装置的输出的相关性；宽频带载波频率误差计算装置，通过检测上述相关性计算装置的输出的峰值位置，来确定副载波间隔单位的载波频率误差；宽频带载波频率校正装置，根据上述宽频带载波频率误差计算装置的输出来校正载波频率；相位平均装置，把与上述第一导频信号相对应的上述差动检波装置的输出相位在码元内进行平均，由此来确定在全部副载波中共同的相位变动；相位变动校正装置，从上述相位平均装置的输出算出每个码元的校正矢量，根据上述校正矢量，来校正在全部副载波中共同的相位变动。
(4)在(1)和(3)的构成中，上述相关性计算装置算出上述第一导频信号的配置信息(2值信号)与上述差动检波装置的输出(复数矢量信号)的相关性的大小。
(5)在(1)和(3)的构成中，上述相关性计算装置算出上述第一导频信号的配置信息(2值信号)与把上述差动检波装置的输出在码元方向上进行平均的信号(复数信号)的相关性的大小。
(6)在(1)和(3)的构成中，上述相关性计算装置算出上述第一导频信号的配置信息(2值信号)与把上述差动检波装置的输出在码元方向上进行平均的信号的大小(实数信号)的相关性。
(7)在(1)和(3)的构成中，上述相关性计算装置算出上述第一导频信号的配置信息(2值信号)与把上述差动检波装置的输出在码元方向上进行平均的信号的大小同预定阈值进行大小比较而进行2值化的信号(2值信号)的相关性。
(8)在(7)的构成中，上述相关性计算装置通过接收信号的大小来控制上述阈值。
(9)在(1)和(3)的构成中，上述宽频带载波频率校正装置根据上述宽频带载波频率误差计算装置的输出来控制调谐器的本振频率。
(10)在(1)和(3)的构成中，上述宽频带载波频率校正装置根据上述宽频带载波频率误差计算装置的输出来控制正交解调装置的本振频率。
(11)在(1)和(3)的构成中，上述宽频带载波频率校正装置根据上述宽频带载波频率误差计算装置的输出来生成校正载波，把该校正载波乘以上述傅立叶变换装置的输入信号。
(12)在(1)的构成中，上述宽频带载波频率校正装置根据上述宽频带载波频率误差计算装置的输出，使上述傅立叶变换装置的输出信号发生频率移动，同时，校正取决于保护期间长度而发生的码元间的相位变动。
(13)在(3)的构成中，上述宽频带载波频率校正装置根据上述宽频带载波频率误差计算装置的输出使上述傅立叶变换装置的输出信号发生频率移动。
(14)在(2)和(3)的构成中，把上述相位变动校正装置装入检波装置中，该检波装置根据上述校正矢量计算装置的输出来校正全部副载波中共同的相位变动，同时，根据各个副载波的一次调制方式来进行检波。
(15)在(14)的构成中，提供一种解调正交分频复用信号的装置，该正交分频复用信号是在上述第一导频信号的基础上，传输在副载波码元区域中分散并且周期配置的第二导频信号，其特征在于，上述检波装置根据上述校正矢量计算装置的输出来校正全部副载波中共同的相位变动，同时，使用上述第二导频信号来同步检波各个副载波。
(16)在(14)的构成中，提供一种解调正交分频复用信号的装置，该正交分频复用信号是对数据信号进行码元间的差动调制来传输的，其特征在于，上述检波装置根据上述校正矢量计算装置的输出来校正全部副载波中共同的相位变动，同时，对各个副载波进行码元间的差动检波。
(17)在(2)和(3)的构成中，上述相位平均装置把与上述第一导频信号相对应的上述差动检波装置的输出复数矢量在码元内进行平均，算出其相位，由此来确定在全部副载波中共同的相位变动。
(18)在(3)的构成中，上述相关性计算装置包含上述相位平均装置，算出由上述第一导频信号的2值信号所产生的配置信息与从上述差动检波装置所输出的复数矢量信号的相关性，提供给上述宽频带载波频率误差计算装置，同时，从由上述相关性计算所得到的矢量的相位角度来确定在全部副载波中共同的相位变动，并提供给上述相位变动校正装置。
(19)在(1)至(18)的构成中，上述第一导频信号包含用每个码元相同的相位来调制配置在每个码元相同的频率中的副载波集合的信号。
(20)在(1)、(3)至(13)、(18)的构成中，当上述第一导频信号包含对配置在每个码元相同的频率中的副载波集合进行m相PSK调制(m是自然数)的信号时，进一步包括倍乘装置，把上述差动检波装置的输出进行m倍乘，提供给上述相关性计算装置。
(21)在(2)、(3)、(14)至(18)的构成中，当上述第一导频信号包含对配置在每个码元相同的频率中的副载波集合进行m相PSK调制(m是自然数)的信号时，进一步包括倍乘装置，把上述差动检波装置的输出进行m倍乘，提供给上述相位平均装置；系数装置，把上述上述相位平均装置的输出乘以1/m倍。
(21)在(2)、(3)、(14)至(18)的构成中，当上述第一导频信号包含对配置在每个码元相同的频率中的副载波集合进行m相PSK调制(m是自然数)的信号时，进一步包括矢量旋转装置，判定上述差动检波装置的输出是否包含在由相位分成m个的复数平面区域的任一个区域内，根据该判定结果来把上述差动检波装置的输出复数矢量旋转2π/m的整数倍，由此，使旋转后的相位始终包含在相同的区域中，然后，提供给上述相位平均装置。
本发明的这些和其他的目的、优点及特征将通过结合附图对本发明的实施例的描述而得到进一步说明。在这些附图中图1是表示OFDM传输方式的原理的构成的方框图；图2是表示频率同步用基准码元的构成的一例的模式图；图3是表示现有的OFDM信号解调装置的构成的方框图；图4是表示本发明所涉及的导频信号配置例的模式图；图5是表示本发明的第一实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图；图6是表示图5中的差动检波电路的内部构成例的方框图；图7是表示图5中的相关性计算电路的第一内部构成例的方框图；图8是表示图5中的相关性计算电路的第二内部构成例的方框图；图9是表示图8中的码元间滤波电路的内部构成例的方框图；图10是表示图5中的相关性计算电路的第三内部构成例的方框图；图11是表示图5中的相关性计算电路的第四内部构成例的方框图；图12是表示图5中的相位变动校正电路的内部构成例的方框图；图13是表示本发明的第二实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图；图14是表示本发明的第三实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图；图15是表示本发明的第四实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图；图16是表示本发明的第五实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图；图17是表示图16中的检波电路的第一内部构成例的方框图；图18是表示图16中的检波电路的第二内部构成例的方框图；图19是表示本发明的第六实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图；图20是表示图19中的相关性计算电路的内部构成例的方框图；图21是表示本发明的第七实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图；图22是表示本发明的第八实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图。
下面，作为本发明所涉及的OFDM传输方式，以作为欧洲的地面波数字电视广播制式的DVB-T(Digital Video Brosdcasting-Terrestrial)标准的2k方式(用于传输的副载波数量为1705个)为例，使用图4至图22来对本发明的实施例进行说明。
在上述标准中，使用预定的副载波，来传输分散导频(以下称为SP(Scattered Pilots))和连续导频(以下称为CP(Continual Pilots))两种导频信号。
图4是表示上述DVB-T标准的导频信号配置例的模式图。在图4中，横轴的k表示副载波的指数，纵轴的n表示码元的指数。实心圆表示传输导频信号的副载波，空心圆表示传输其他数据的副载波。
分散导频使用满足以下(1)式的指数k＝kp的副载波来进行传输。在(1)式中，mod代表求余运算，p是任意的非负整数。
kp＝3(n mod 4)+12连续导频使用满足k＝{0，48，54，87，141，156，192，201，255，279，282，333，432，450，483，525，531，618，636，714，759，765，780，804，873，888，918，939，942，969，984，1050，1101，1107，1110，1137，1140，1146，1206，1269，1323，1377，1491，1683，1704}的45个副载波来进行传输。
这些导频信号根据与分别配置的副载波指数k相对应的PN系列wk来调制，如(2)式所示的那样，用每个码元相同的振幅和相同的相位来复用。在(2)式中，Re{ck，n}代表与副载波指数为k、码元指数为n的副载波相对应的复数矢量ck，n的实数部分，Im{ck，n}代表虚数部分。
在上述标准中，使用预定的副载波来传输传输参数信号(以下称为TPS(Transmission Parameter Signaling)。TPS使用满足k＝{34，50，209，346，413，569，595，688，790，901，1073，1219，1262，1286，1469，1594，1687}的17个副载波来传输相同的信息比特。
此时，当使以指数为n的码元进行传输的信息比特为Sn时，如图(3)所示的那样，TPS被进行码元间的差动2值PSK(Phase ShiftKeying)调制。
但是，与帧的首部码元(码元指数n＝0)相关，如图(4)所示的那样，根据上述的PN系列Wk进行绝对相位调制。
(第一实施例)图5是表示本发明的第一实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图。在图5中，与图3相同的部分使用相同的标号来表示。而且，在该图中，粗线的箭头代表复数信号，细线的箭头代表实数信号。为了简化说明省略了在各个构成部件的动作中所需要的时钟等。
在图5中，调谐器21把从传输线路所输入的OFDM信号从RF频带变换为IF频带，其输出被输入正交解调电路22。该正交解调电路22使用在其内部发生的固定载波来把IF频带的OFDM信号解调为基带OFDM信号，该解调输出被提供给载波频率(fc)校正电路23的第一输入端。
该载波频率校正电路23根据提供给第二输入端的副载波间隔单位的宽频带载波误差信号和提供给第三输入端的副载波间隔以内的窄频带载波频率误差信号而进行校正载波，把该校正载波乘以提供给第一输入端的基带OFDM信号，由此，来校正载波频率误差，其输出被提供给窄频带载波频率误差计算电路24和FFT电路25。
窄频带载波频率误差计算电路24利用基带OFDM信号中的保护期间信号和有效码元时间信号的后部的相关性，来算出副载波间隔以内的频率误差，其输出被提供给载波频率校正电路23的第三输入端。FFT电路25对基带OFDM信号中的有效码元时间信号进行FFT处理，变换为频率区域，其输出被提供给差动检波电路26和相位变动校正电路30的第一输入端。
差动检波电路26对与从FFT电路25所输出的各个副载波相对应的信号进行码元间差动检波，由此，算出码元间的相位变动，该计算结果被提供给相关性计算电路27和相位平均电路29。相关性计算电路27算出差动检波电路26的输出与传输CP的副载波的配置信息的相关值，把该相关值提供给宽频带载波频率误差计算电路28。该宽频带载波频率误差计算电路28从相关值的峰值位置算出副载波间隔单位的频率误差，其输出被提供给载波频率校正电路23的第二输入端。
相位平均电路29在码元内将与CP相对应的差动检波电路26的输出的相位平均，由此来确定CPE，其输出被提供给相位变动校正电路30的第二输入端。该相位变动校正电路30把根据提供给第二输入端的相位平均电路29的输出而产生的校正矢量乘以提供给第一输入端的FFT电路25的输出，由此来校正CPE，其输出被提供给检波电路31。检波电路31根据调制方式来对各副载波进行检波，然后，通过进行逆映射来复原数据信号。
差动检波电路26按图6所示的那样构成，FFT电路25的输出被提供给一个码元时间延迟电路261和复数乘法器263。一个码元时间延迟电路261把FFT电路25的输出进行一个码元时间的延迟，该延迟输出被提供给共轭电路262。该共轭电路262把一个码元时间延迟电路261的输出的虚数部分的码元进行反转，来算出共轭复数，该计算结果被提供给复数乘法器263。该复数乘法器263把共轭电路262的输出乘以FFT电路25的输出，该运算结果作为差动检波电路26的输出被提供给相关性计算电路27和相位平均电路29。
图7表示图5的相关性计算电路27的第一构成例子。在该相关性计算电路27中，差动检波电路26的差动检波输出被提供给移位寄存器2701。该移位寄存器2701包括与传输CP的副载波的配置相对应的多个分支输出，这些分支输出被提供给总和电路2702的输入端。该总和电路2702计算移位寄存器2701的分支输出的总和，其运算结果被提供给功率计算电路2703。该功率计算电路2703算出总和电路2702的输出功率，其计算结果作为相关性计算电路27的输出被提供给宽频带载波频率误差计算电路28。
根据图7所示的构成，当在移位寄存器2701的全部分支输出上输出传输CP的副载波时，相关性计算电路27的输出表示峰值。因此，在宽频带载波频率误差计算电路28中，检出相关性计算电路27的输出的峰值，求出距预定定时的偏差，由此，能够确定副载波间隔单位的载波频率误差。
图8表示图5中的相关性计算电路27的第二构成例子。在图8中，与图7相同的部分使用相同的标号表示，在此，对不同部分进行说明。
在该相关性计算电路27中，差动检波电路26的差动检波输出被提供给码元间滤波电路2704。该码元间滤波电路2704把差动检波电路26的输出在码元方向上进行平均，其输出被提供给移位寄存器2701。该移位寄存器2701以后的构成和动作与图7所示的第一构成例时相同。
图8中的码元间滤波电路2704按图9所示的那样构成，差动检波电路26的输出被提供给减法器27041。该减法器27041从差动检波电路26的输出减去一个码元时间延迟电路27044的输出，其输出被提供给系数器27042。该系数器27042把系数α(0≤α≤1)乘以减法器27041的输出，其运算结果被提供给加法器27043。该加法器27043把系数器27042的输出与一个码元时间延迟电路27044相加，其运算结果作为码元间滤波电路2704的输出被提供给移位寄存器2701。一个码元时间延迟电路27044把加法器27043的输出进行一个码元时间延迟。
图9那样构成的码元间滤波电路2704作为无限冲击响应(以下称为IIR(Infinite Impulse Response))型的低通滤波器而动作，把与从差动检波电路26所输出的各个副载波相对应的复数矢量在码元方向上进行平均。在差动检波电路26中，对传输CP的副载波进行码元间差动检波的信号，当忽略CPE成分时，视为每个码元相同的振幅和相同相位的直流信号，其大部分通过码元间滤波电路2704。因每个码元的振幅和相位是随机的信号，则对其他的副载波进行码元间差动检波的信号被码元间滤波电路2704所阻止。由于噪声成分是每个码元随机的信号，因而被码元间滤波电路2704所阻止。
因此，通过在图7所示的相关性计算电路27中增加码元间滤波电路2704，抑制相关性计算电路27的输出流，从而能够减轻宽频带载波频率误差计算电路28中的误差的确定错误。
图10是图5中的相关性计算电路27的第三实施例的构成例子。在图10中，与图7和图8相同的部分使用相同的标号表示，在此仅对不同部分进行说明。
在该相关性计算电路27中，差动检波电路26的输出由码元间滤波电路2704在码元方向上进行平均，然后，直接提供给功率计算电路2703。即，此时的功率计算电路2703计算码元间滤波电路2704的输出功率。其计算结果被提供给移位寄存器2705。该移位寄存器2705包括与传输CP的副载波的配置相对应的多个分支输出，这些分支输出被提供给总和电路2706的输入端。该总和电路2706运算移位寄存器2705的分支输出的总和，其运算结果作为相关性计算电路27的输出被提供给宽频带载波频率误差计算电路28。
在图10中，移位寄存器2705保持实数信号，总和电路2706计算实数信号的总和，与图7和图8中的移位寄存器2701和总和电路2702相比，能够减小其规模。
图11表示图5中的相关性计算电路27的构成例子。在图11中，与图10相同的部分使用相同的标号表示，而省略其说明。
图11中的比较电路2707通过把功率计算电路2703的输出与由阈值设定电路2708所设定的阈值进行比较来取出传输CP的副载波，在功率计算电路2703的输出较大的情况下，输出「1」，在阈值设定电路2708的输出较大时，输出「0」。该比较电路2707的输出被提供给移位寄存器2709。该移位寄存器2709包括与传输CP的副载波的配置相对应的多个分支输出，这些分支输出被提供给总和电路2710的输入端。该总和电路2710计算移位寄存器2709的分支输出的总和，其计算结果作为相关性计算电路27的输出被提供给宽频带载波频率误差计算电路28。
在图11中，移位寄存器2709保持2值信号，总和电路2710运算2值信号的总和，与图7和图8中的移位寄存器2701和总和电路2702相比，能够大幅度减小其规模。并且，如果通过接收信号的大小来控制从阈值设定电路2708输出的阈值，就能防止由功率计算电路2703的输出电平的变动引起的误判定。
图12表示图5中的相位变动校正电路30的构成例子。在该相位变动校正电路30中，相位平均电路29的输出被提供给加法器301。该加法器301与把信号保持一个码元时间的寄存器302一起构成累加器，把相位平均电路29的输出在每个码元中进行累加，由此，来算出从运算开始的码元间相位变动的累计，其计算结果(加法器301的输出)被提供给校正矢量计算电路(e-jφ)303。该校正矢量计算电路303把加法器301的输出的-1倍作为相位角来算出振幅为1的复数矢量，其运算结果被提供给乘法器304。该乘法器304把校正矢量计算电路303的输出和FFT电路25的输出相乘。通过该运算，能够校正CPE。
通过以上的构成，根据本实施例，从传输每个码元中包含的CP的副载波的配置信息来算出副载波间隔单位的载波频率误差，因此，与现有例子相比，能够缩短频率同步的时间。
由于在每个码元中使用CP来算出码元间的相位变动并进行校正，就能除去由调谐器21的相位噪声等所引起的CPE的影响。
第二实施例图13是表示本发明的第二实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图。而且，在图13中，与图5相同的部分使用相同的标号来表示。在该图中，粗线的箭头代表复数信号，细线的箭头代表实数信号，为了简化说明省略了在各个构成部件的动作中所需要的时钟等一般的控制信号。
图13所示的OFDM信号解调装置，取代图5中的载波频率校正电路23，代之以在调谐器32中校正载波频率误差。该调谐器32根据提供给第二输入端的副载波间隔单位的宽频带载波频率误差信号和提供给第三输入端的副载波间隔以内的窄频带载波频率误差信号来控制本振频率，把提供给第一输入端的OFDM信号从RF频带变换为IF频带，其输出被提供给正交解调电路22。其他的构成和动作与图5相同而省略其说明。
第三实施例图14是表示本发明的第三实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图。而且，在图14中，与图5相同的部分使用相同的标号来表示。在该图中，粗线的箭头代表复数信号，细线的箭头代表实数信号，为了简化说明省略了在各个构成部件的动作中所需要的时钟等一般的控制信号。
图14所示的OFDM信号解调装置，取代图5中的载波频率校正电路23，代之以在正交解调电路33中校正载波频率误差。该正交解调电路33根据提供给第二输入端的副载波间隔单位的宽频带载波频率误差信号和提供给第三输入端的副载波间隔以内的窄频带载波频率误差信号来控制本振频率，把提供给第一输入端的IF频带的OFDM信号解调为基带的OFDM信号，该解调输出被提供给窄频带载波频率误差计算电路24和FFT电路25。其他的构成和动作与图5相同而省略其说明。
第四实施例图15是表示本发明的第四实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图。而且，在图15中，与图5相同的部分使用相同的标号来表示。在该图中，粗线的箭头代表复数信号，细线的箭头代表实数信号，为了简化说明省略了在各个构成部件的动作中所需要的时钟等一般的控制信号。
图15所示的OFDM信号解调装置是在载波频率(fc)校正电路34中校正载波频率间隔以内的窄频带载波频率误差，在移位电路35中校正副载波间隔单位的宽频带载波频率误差。载波频率校正电路34根据提供给第二输入端的副载波间隔单位的宽频带载波频率误差信号而发生校正载波，把该校正载波乘以提供给第一输入端的基带OFDM信号，由此来校正载波频率误差，其输出被提供给窄频带载波频率误差计算电路24和FFT电路25。移位电路35根据提供给第二输入端的副载波间隔单位的宽频带载波频率误差信号把FFT电路25的输出在频率方向上移位，其输出被提供给差动检波电路26和相位变动校正电路的第一输入端。其他的构成和动作与图5相同而省略其说明。
其中，副载波间隔单位的载波频率误差是在有效码元时间长度上成为整数周期的载波频率，但是由于在OFDM信号中存在保护期间，与频率区域中的副载波单位的偏移一起发生依赖于保护期间长度的每个码元的相位旋转。因此，象图15的构成那样，当通过频率区域中的移位来校正宽频带载波频率误差时，需要校正该相位旋转的装置。但是，由于该相位旋转在全部副载波中是共同的，则在象图15那样包括用于除去CPE的电路的情况下，在相位变动校正电路30中自动地进行校正。
第五实施例图16是表示本发明的第五实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图。而且，在图16中，与图5相同的部分使用相同的标号来表示。在该图中，粗线的箭头代表复数信号，细线的箭头代表实数信号，为了简化说明省略了在各个构成部件的动作中所需要的时钟等一般的控制信号。
图16所示的OFDM信号解调装置，取代图5中的载波频率校正电路23，是在检波电路36中校正CPE。该检波电路36根据提供给第二输入端的相位平均电路29的输出而产生校正矢量，把该校正矢量乘以与各个副载波的调制方式相对应的检波矢量。接着，使用该检波矢量来对FFT电路25的输出进行检波，同时，校正CPE，然后，通过进行逆映射而复原数据信号。其他的构成和动作与图5相同而省略其说明。
图17表示图16中的检波电路36的与以使用SP信号的同步检波为前提的调制方式相对应的构成例子。在该检波电路36中，FFT电路25的输出被提供给复数除法器3604的第一输入端和复数除法器3608的第一输入端。导频发生电路3603与FFT电路25的输出同步地产生SP，其输出被提供给复数除法器3604的第二输入端。该复数除法器3604用提供给第二输入端的导频发生电路3603输出的正规SP与提供给第一输入端的FFT电路25的输出中所包含的SP相除，由此，来算出作用于SP的传输线路特性。通过开关(SW)3605来选择其输出或者存储器3606的输出而提供给复数乘法器3602的第一输入端。
另一方面，相位平均电路29的输出被提供给校正矢量计算电路(ejφ)3601。该校正矢量计算电路3601把相位平均电路29的输出作为相位角来算出振幅为1的复数矢量，其计算结果被提供给复数乘法器3602的第二输入端。开关3605在复数除法器3604的输出与SP相对应时(若注意一个副载波，则为4个码元中的1个码元)，选择复数除法器3604的输出，在其他情况下(相同的4个码元中的3个码元)，选择存储器3606的输出而输出。
复数乘法器3602把从第一输入端通过开关3605选择地所提供的复数除法器3604的输出或者存储器3606的输出与提供给第二输入端的校正矢量计算电路3601的输出相乘，其运算结果被提供给滤波电路3607，同时提供给存储器3606。该存储器3606在4个码元时间(在所提及的副载波中，下一个SP被传输之前)保持复数乘法器3602的输出。通过这些动作，能够在用于传输SP的副载波(3个副载波中的1个副载波)的传输线路特性中进行CPE校正。
滤波电路3607在频率(副载波)方向上内插复数乘法器3602的输出，求出用于全部副载波的传输线路特性(校正CPE的)。其输出被提供给复数除法器3608的第二输入端。该复数除法器3608用提供给第二输入端的滤波电路3607的输出与提供给第一输入端的FFT电路25的输出相除，由此，对FFT电路25的输出进行同步检波。其输出被提供给逆映射电路3609。该逆映射电路3609根据调制方式来对复数除法器3608的输出进行逆映射，由此，来复原数据信号。
图18表示图16中的检波电路36的与以差动检波为前提的调制方式相对应的构成例子。在该检波电路36中，FFT电路25的输出被提供给一个码元时间延迟电路3610和复数除法器3611的第一输入端。一个码元时间延迟电路3610把FFT电路25的输出延迟一个码元时间，其输出被提供给复数乘法器3602的第一输入端。另一方面，相位平均电路29的输出被提供给校正矢量计算电路(ejφ)3601。
该校正矢量计算电路3601把相位平均电路29的输出作为相位角来算出振幅为1的复数矢量，其计算结果被提供给复数乘法器3602的第二输入端。该复数乘法器3602把提供给第一输入端的一个码元时间延迟电路3610的输出与提供给第二输入端的校正矢量计算电路3601的输出相乘，由此，对一个码元时间之前的信号进行CPE的校正，其运算结果被提供给复数除法器3611的第二输入端。
该复数除法器3611用提供给第二输入端的复数乘法器3602的输出与提供给第一输入端的FFT电路25的输出相除，由此，对FFT电路25的输出进行差动检波，其输出被提供给逆映射电路3612。该逆映射电路3612根据调制方式来对复数除法器3611的输出进行逆映射，由此来复原数据信号。
通过以上构成，根据本实施例，能够共用第一实施例中的相位变动校正电路30和检波电路31的处理的一部分，而能够削减电路规模。
第六实施例图19是表示本发明的第六实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图。而且，在图19中，与图5相同的部分使用相同的标号来表示。在该图中，粗线的箭头代表复数信号，细线的箭头代表实数信号，为了简化说明省略了在各个构成部件的动作中所需要的时钟等一般的控制信号。
图19所示的OFDM信号解调装置用相关性计算电路37来同时执行图5中的相关性计算电路27和相位平均电路29的处理。
图20是图19中的相关性计算电路37的构成例子，差动检波电路26的输出被提供给移位寄存器371。该移位寄存器371包括与传输CP的副载波的配置相对应的多个分支输出，这些分支输出被提供给总和电路372的输入端。该总和电路372计算移位寄存器371的分支输出的总和，其运算结果被提供给功率计算电路373和相位计算电路(tan-1)374。
该功率计算电路373算出总和电路372的输出功率，其计算结果作为相关性计算电路37的输出被提供给宽频带载波频率误差计算电路28。另一方面，相位计算电路374算出总和电路372的输出相位，其计算结果作为相关性计算电路37的第二输出被提供给相位变动校正电路30的第二输入端。
其中，当载波频率同步时，在移位寄存器371的分支输出中输出传输CP的副载波，因此，总和电路372的输出为用于传输CP的副载波的码元间变动在码元内的平均。
通过以上构成，根据本实施例，能够共用第一实施例中的相关性计算电路27和相位平均电路29的处理的一部分，而能够削减电路规模。
第七实施例图21是表示本发明的第七实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图。而且，在图21中，与图5相同的部分使用相同的标号来表示。在该图中，粗线的箭头代表复数信号，细线的箭头代表实数信号，为了简化说明省略了在各个构成部件的动作中所需要的时钟等一般的控制信号。
图21所示的OFDM信号解调装置使用TPS来进行载波频率同步和CPE除去，与第一实施例相对照，增加倍乘电路38和系数器39。
其中，倍乘电路38算出与差动检波电路26算出的各个副载波相对应的复数矢量的倍乘，其运算结果被提供给相关性计算电路27和相位平均电路29。该倍乘运算消除了由对TPS进行码元间的差动2相PSK调制所引起的相位变动的180度的不确定性。
相关性计算电路27算出倍乘电路38的输出与传输CP的副载波和传输TPS的副载波中至少一方的配置信息的相关值，该相关值被提供给宽频带载波频率误差计算电路28。相位平均电路29把与CP和TPS中至少一方相对应的倍乘电路38的输出相位在码元内进行平均，由此来确定CPE，其输出被提供给系数器39。系数器39通过乘1/2倍来校正由倍乘电路38变为2倍的码元间的相位变动，其输出被提供给相位变动校正电路30的第二输入端。
一般，在对TPS进行m相PSK调制(m为自然数)的情况下，倍乘电路38算出与差动检波电路26输出的各个副载波相对应的复数矢量的m倍乘，系数器39把相位平均电路29的输出乘1/m倍。
通过以上的构成，在本实施例中，在CP的基础上使用TPS来算出副载波间隔单位的载波频率误差和码元间的相位变动而进行校正，因此，与第一实施例相比，能够降低由噪声的影响所引起的误差。
第八实施例图22是表示本发明的第八实施例中的OFDM信号解调装置的构成的方框图。而且，在图22中，与图5相同的部分使用相同的标号来表示。在该图中，粗线的箭头代表复数信号，细线的箭头代表实数信号，为了简化说明省略了在各个构成部件的动作中所需要的时钟等一般的控制信号。
图22所示的OFDM信号解调装置使用TPS来进行载波频率同步和CPE除去，与第一实施例相对照，增加倍乘电路38和矢量旋转电路40。
其中，倍乘电路38算出与差动检波电路26输出的各个副载波相对应的复数矢量的倍乘，其运算结果被提供给相关性计算电路27和相位平均电路29。该倍乘运算消除了由TPS进行码元间的差动2相PSK调制所引起的相位变动的180度的不确定性。相关性计算电路27算出倍乘电路38的输出与传输CP的副载波和传输TPS的副载波中至少一方的配置信息的相关值，该相关值被提供给宽频带载波频率误差计算电路28。
另一方面，矢量旋转电路40判定差动检波电路26的输出是否包含在由虚轴分割的复数平面区域的任一个区域中，根据该判定结果来把差动检波电路26输出的复数矢量的相位旋转π，旋转后的相位始终包含在相同的区域中，由此，消除了由对TPS进行码元间的差动2相PSK调制所引起的相位变动的180度的不确定性，其输出被提供给相位平均电路29。相位平均电路29在码元内把与CP和TPS中至少一方相对应的矢量旋转电路40的输出相位进行平均，由此来确定CPE，其输出被提供给相位变动校正电路30的第二输入端。
一般，在对TPS进行m相PSK调制(m为自然数)的情况下，矢量旋转电路40判定差动检波电路26的输出是否包含在由相位分割成m个的复数平面区域的任一个区域中，根据该判定结果来把差动检波电路26的输出复数矢量旋转2π/m的整数倍，由此，旋转后的相位始终包含在相同的区域中，
通过以上的构成，在本实施例中，与第七实施例相同，在CP的基础上使用TPS来算出副载波间隔单位的载波频率误差和码元间的相位变动而进行校正，因此，与第一实施例相比，能够降低由噪声的影响所引起的误差。
而且，在本发明的实施例中，相关性计算电路27和相关性计算电路37内部的功率计算可以算出振幅、实数部分与虚数部分的振幅之和等信号的大小。
在本发明的实施例中，相位平均电路29在码元内把与CP和TPS中至少一方相对应的差动检波电路26或者矢量旋转电路40的输出复数矢量进行平均，来算出其相位，由此，近似得出CPE。
在本发明的实施例中，宽频带载波频率误差计算电路28根据相关性计算电路27的输出来判定载波频率的同步状态，当处于同步状态时，停止副载波间隔单位的载波频率误差信号的输出，如果在该同步判定中依靠与前面和后面相对的保护功能，就能防止由噪声和衰减等影响所引起的误动作。
在以上的说明中，以DVB-T标准的2k方式为例进行了说明，但是，在第一至第八实施例中，可以是传输用每个码元相同的相位来调制在每个码元相同频率中所配置的副载波的集合的信号这样的传输方式，在第七至第八实施例中，可以是传输对在每个码元相同频率中所配置的副载波集合进行m相PSK调制(m是自然数)的信号这样的传输方式。
如上述那样，本发明的OFDM信号解调装置，使用在每个码元相同频率中所配置的导频信号来算出副载波间隔单位的频率误差，由此，与现有例子相比，能够缩短频率同步的时间。
通过使用在每个码元相同频率中所配置的导频信号来算出码元间的相位变动来进行校正，就能消除由调谐器的相位噪声等所引起的CPE的影响。
根据本发明，通过一种OFDM信号解调装置，能够进一步缩短频率同步的时间，并且除去由调谐器的相位噪声等所引起的CPE的影响。
权利要求
1.一种解调正交频分复用信号的装置，该正交频分复用信号包括导频信号，所述导频信号通过每个码元相同的相位解调特定频率中所配置的副载波的集合，其特征在于包括以下装置傅立叶变换装置，把所述正交频分复用信号通过傅立叶变换而变换为频率轴信号；差动检波装置，通过对所述傅立叶变换装置的输出进行码元间差动检波，计算出与各个副载波相关的码元间的变动；相关性计算装置，计算出所述差动检波装置的输出和表示所述各副载波中有无所述导频信号的配置信息的相关性；宽频带载波频率误差计算装置，通过检测所述相关性计算装置的输出的峰值位置，来确定副载波间隔单位的载波频率误差；宽频带载波校正装置，根据所述宽频带载波频率误差计算装置的输出来校正载波频率；相位平均装置，把与所述导频信号相对应的所述差动检波装置的输出相位在码元内进行平均，由此来确定在全部副载波中共同的相位变动；以及相位变动校正装置，从所述相位平均装置的输出计算出每个码元的校正矢量，根据所述校正矢量，来校正全部副载波中共同的相位变动。
2.一种解调正交频分复用信号的装置，该正交频分复用信号包括导频信号，所述导频信号将特定的频率中配置的副载波集合进行m相PSK调制，m为自然数，其特征在于包括以下装置傅立叶变换装置，把所述正交频分复用信号通过傅立叶变换而变换为频率轴信号；差动检波装置，通过对所述傅立叶变换装置的输出进行码元间差动检波，计算出与各个副载波相关的码元间的变动；倍乘装置，把所述差动检波装置的输出进行m倍乘；相关性计算装置，计算出所述倍乘装置的输出和表示所述各副载波中有无所述导频信号的配置信息的相关性；宽频带载波频率误差计算装置，通过检测所述相关性计算装置的输出的峰值位置，来确定副载波间隔单位的载波频率误差；宽频带载波校正装置，根据所述宽频带载波频率误差计算装置的输出来校正载波频率；相位平均装置，把与所述导频信号相对应的所述倍乘装置的输出相位在码元内进行平均，由此来确定在全部副载波中共同的相位变动；系数装置，把所述相位平均装置的输出乘以1/m倍；以及相位变动校正装置，从所述系数装置的输出计算出每个码元的校正矢量，根据所述矢量，来校正全部副载波中共同的相位变动。
3.一种解调正交频分复用信号的装置，该正交频分复用信号包括导频信号，所述导频信号将特定的频率中配置的副载波的集合进行m相PSK调制，m为自然数，其特征在于包括以下装置傅立叶变换装置，把所述正交频分复用信号通过傅立叶变换而变换为频率轴信号；差动检波装置，通过对所述傅立叶变换装置的输出进行码元间差动检波，计算出与各个副载波相关的码元间的变动；倍乘装置，把所述差动检波装置的输出进行m倍乘；相关性计算装置，计算出所述倍乘装置的输出和表示所述各副载波中有无所述导频信号的配置信息的相关性；宽频带载波频率误差计算装置，通过检测所述相关性计算装置的输出的峰值位置，来确定副载波间隔单位的载波频率误差；宽频带载波校正装置，根据所述宽频带载波频率误差计算装置的输出来校正载波频率；矢量旋转装置，判定所述差动检波装置的输出是否包含在由相位分成m个的复平面区域的任一个区域内，根据该判定结果把所述差动检波装置输出的复矢量旋转2π/m的整倍数，使旋转后的相位始终包含在相同的区域内；相位平均装置，把与所述导频信号相对应的所述矢量旋转装置的输出相位在码元内进行平均，由此来确定在全部副载波中共同的相位变动；以及相位变动校正装置，从所述相位平均装置的输出计算出每个码元的校正矢量，根据所述校正矢量，来校正全部副载波中共同的相位变动。
全文摘要
差动检波电路(26)对FFT电路(25)的输出进行码元间差动检波，相关性计算电路(27)算出差动检波输出与导频传输用的副载波的配置信息的相关值，宽频带载波频率误差计算电路(28)从相关值的峰值位置算出副载波间隔单位的频率误差，从而，载波频率校正电路(23)校正载波频率。相位平均电路(29)把与导频传输用的副载波相对应的差动检波输出的相位进行平均，由此，相位变动校正电路(30)校正在全部副载波中共同的相位变动。本发明使载波频率同步时间较短，同时消除了由调谐器的相位噪声等所引起的全部副载波中共同的相位变动的影响。
文档编号H04L5/02GK1520073SQ20031011957
公开日2004年8月11日 申请日期1998年7月30日 优先权日1997年7月31日
发明者林健一郎, 木村知弘, 影山定司, 原田泰男, 木曾田晃, 曾我茂, 坂下诚司, 司, 弘, 晃, 男 申请人:松下电器产业株式会社