专利名称：数字电视的信道均衡设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字电视接收器的频率领域的信道均衡设备。
背景技术：
一般来说，在数字通信系统，把传送/接收端的数字信息(语音、数据或图像)以符号映射，并把各个符号转换为与大小或相位成一定比例的模拟信号，通过传送信道传送到接收端。到达接收端的信号通过多重路径的传送信道过程中，引发符号间干扰，成为歪曲严重的状态。因此，为了从歪曲的接收信号还原为原信号，采用旨在补偿信道的均衡器是很有必要。一般来说，最普遍使用的信道均衡器是利用LMS(最小均方)运算法则的判定反馈均衡器(DFE)。上述判定反馈均衡器是接收的信号通过多重路径信道进入时，把进入能量最大的路径视为主路径，把其它路径均视为通过反射路径进入的符号间干扰(ISI)或重影信号后，只把通过主路径进入的信号纠正相位和大小，并提取，消除通过其它路径进入的信号的方式。
图1是表示在时间领域动作的一般判定反馈均衡器的构成。
简单观察图1的动作，通过前端滤波器101，消除从时间上比主路径先到达的信号，即，前双重图像的影响后，通过后端滤波器或反馈滤波器102，消除从时间上比主路径晚到达的路径的信号，即后双重图像的影响。这时，加法器105加上上述前端滤波器101的输出和反馈滤波器102的输出，输出给决定部103，上述决定部103把上述加法器105的输出信号与提前设定的标准值比较，把上述加法器105的输出信号判断为最近的信号等级。这时，上述决定部103的输出反馈给反馈滤波器102和控制部104。即，上述反馈滤波器102的输入不是加法器105的输出，而是通过决定部103的判断值。
于是，上述决定部103如果做出正确的判断，在消除均衡器输出成份中的噪音的状态下，以反馈滤波器102的输入进行重新输入，因此，不会引发噪音扩大现象，比线性均衡器具有更好的性能。另外，如果判断误差小，就能达到与最佳滤波器MLSE(最大相似性序列评估)相似的性能，这也是一个长处。
但信道歪曲严重时，作为反馈滤波器102输入的判断值存在频繁的判断误差，可能陷入错误的判断值在反馈滤波器102循环无端回线(Endless Loop)，使均衡器的性能持续下降的错误传播状态。同时，主路径被堵住，只存在通过反射路径接收的信号或通过多重天线，相同的信号通过不同路径传送时，发生进入各路径的能量相似的状况，出现应把哪一个信号视为主信号的不明确的情况。即，时间领域均衡器的主路径和反射路径的位置随时发生变化时，发生均衡器的性能低下现象，如果由此发生帧同步抖动，就不可能进行后端的信道解码。
对此情况，以主信号和反射路径区分是没有意义。对此情况，判定反馈均衡器不能正确运行均衡，因此，不适合于严重的多重路径或SFN(单频网)信道的补偿。
另外，为解决上述判定反馈均衡器结构上的问题，曾提出过利用信道推测仪和噪音预测仪的频率领域信道均衡设备。
图2作为数字电视接收信号通过的传送信道100和频率领域信道均衡设备的整合构成图，传送信道以加上多重路径信道110和白色噪音w(n)的加法部120进行模型制造。通过这一传送信道的信号输入到频率领域信道均衡器。
上述频率领域信道均衡部以如下部份构成从接收信号y(n)推测传送信道的路径(脉冲响应)的信道推测仪200、在频率领域利用上述信道推测仪200推测的信道脉冲响应，补偿上述信道部100输出的接收信号的信道歪曲的信道歪曲补偿部300、从上述信道歪曲补偿部300的输出预测均衡时扩大的噪音，消除上述信道歪曲补偿部300输出的时间领域信号里的扩大噪音和残余符号间干扰成份的噪音消除部400。
上述信道歪曲补偿部300是以如下部份构成通过上述信道部100，把接收信号y(n)从时间领域转换为频率领域的第1FFT(快速傅里叶变换)部310、把上述信道推测仪200推测的信道脉冲响应 从时间领域转换为频率领域的第2FFT部320、把上述转换为频率领域的信道脉冲响应的反向值提前进行表格化后储存的ROM330、利用上述ROM330输出的信号，纠正上述第1FFT部310输出的频率领域信号歪曲的倍增器340、把上述倍增器340输出的频率领域信号重新反转换的IFFT部350。
上述噪音消除部400以如下部份构成从上述信道歪曲补偿部300的输出只提取有色噪音，预测均衡时扩大的噪音预测器410、从上述信道歪曲补偿部300的输出减去上述噪音预测器410预测的噪音，对噪音进行白色化的减法器420。
另外，上述信道推测仪200通过信道部100得到接收数据y(n)的输入，推测可能通过原信号x(n)的不连续等值信道110的脉冲响应h(n)，输出信道有限的脉冲响应推测值 这时，在时间领域动作的上述信道推测仪200大致分为共享数据，并进行推测的子信道整合(SRM)方式和仅利用训练信号推测的最小2乘方(LS)推测方式。
以子信道整合方式为例，只在可以正确得知信道的次数(或脉冲响应的长度)时，才能正确进行推测，因此，在与射频信道之类的信道特点根据时间变化的状况，是不适合的方式。
同时，利用LS方式的信道推测因如图3所示的为未知系统识别的参数推测问题，一视同仁。在这里，x(n)是可以提前知道的信号，如下例数学式1所示，假设只在L个有限的时间领域存在。
数学式1x(n)=t(n),if0<n<L-1o,Otherwise]]>在这里，t(n)是训练信号。另外，h(n)是将要推测的不连续等值信道，y(n)是通过h(n)，并加上白色噪音的输出， 是作为具有有限的长度N的h(n)的推测值，可以用下面的数学式2表示。
数学式2h^=[h^(-Na)h^(-Na+1)...h^(0)...h^(Nc-1)h^(Nc)]2]]>
在这里，成立N＝Na+1+Nc，N≤L，Na和Nc分别为反因果和因果部份的脉冲响应长度。
这时，如下面的数学式3所示， 只在最大L+N-1的有限时间领域具有其值。
数学式3y^(n)=x(n)+h^(n),.if-Na<n<L+Nc0,Others]]>于是，将以推测误差e(n)=y(n)-y^(n)]]>的2次乘方表示的价格函数J如下面数学式4表示时，数学式4J=Σn=-NaL+Nce(n)2=Σn=-NaL+Nc[y(n)-Σk=-NaNch^(k)x(n-k)]2]]>使上述价格函数J最小化的 可以用下面的数学式5求出。
数学式5h^=R-1·P]]>在这里，R是x(n)的自相关矩阵，i行和j行的成份可以用下面的数学式6表示。
数学式6R(i,j)=Σn=0L+N-1t(n-i)t(n-j),0<i,j<N-1]]>
另外，p是x(n)和y(n)的互相关矢量，第i次成份是可以用下面的数学式7表示。
数学式7p(i)=Σn=-NaL+Nct(n-i)y(n),0≤i≤N-1,]]>在上述数学式6，t(n)是均可知的信号，因此，矩阵R成为其成份全是常数的常数矩阵。于是，因R-1也是常数矩阵，只求出p，如上述数学式5那样，乘以R-1，就可以得出系统的脉冲响应推测值。
这样的LS方式比起简单相关方式，训练信号不具有白色性质时，也可以进行正确的信道推测。即，求出检测训练时间，上述训练时间内经过信道进入的训练信号和接收端已知的训练信号间的互相关值p，并求出上述训练信号的自相关矩阵R后，使其消除接收信号和原训练信号的互相关值p里存在的自相关部份，进行R-1·P的矩阵运算，可以推测更正确的信道。
但上述LS方式因训练信号属于白色时，自相关矩阵R是单位矩阵，因此，存在出现上述简单相关方式(SCM)一样结果的短处。另外，上述LS方式比起简单相关方式，以较为复杂的表示为代价，可以取得正确的信道推测，但如果信道推测领域变宽，就存在这样的短处，即数据导致的影响与简单相关方式相同。
上述平均LS推测方式把LS方式的信道推测值适当过滤或平均化，把数据导致的影响降为最小化的方式。比如，计算检测训练时间，并在上述训练时间内通过信道的训练信号和接收器提前设定的训练信号间的互相关值，上述互相关值p乘以训练信号的自相关矩阵反矩阵R-1后，把乘积结果(R-1·P)和已储存的以前帧的推测信道的脉冲响应间的平均值作为信道的脉冲响应输出。
这样，ZF信道均衡设备在每个训练信号区间使用推测出的信道信息，直到下一个训练信号期间进行均衡，因此，需要正确的信道推测仪。
同时，因利用训练信号进行信道推测，如果训练信号不能频繁地进入，对训练信号和训练信号间的期间，信道急剧变化的动态信道，就不能进行流畅的信道补偿。比如，以VSB(残余边带)射频传送系统为例，每秒进入41次左右的训练信号，因此，以5Hz以上的速度变化的动态信道为例，信道均衡器就不能正常动作。
同时，因运行R-1·P的运算，计算量大，并且硬件的复杂度高。即，如果仅利用帧同步推测信道，就约以25秒的间距运行一次信道推测过程，因此，单位时间的计算量不高，可以体现，但如果要在实际动态信道动作，因信道推测值的更新速度过低；如果要提高更新速度，因计算量过大，存在实际上很难体现的短处。
发明内容
本发明是为解决上述问题而提出，其目的在于，进行频率领域的信道均衡时，使推测信道的值的影响达到最小化，提供一个即使在推测信道误差存在的情况下，也能运行始终一致的均衡性能的数字电视信道均衡设备。
本发明的其它目的在于，即使在训练信号和训练信号期间，信道急剧变化的动态信道的情况下，也能提供运行畅通的信道补偿性能的数字电视的信道均衡设备。
本发明的另外目的在于，不直接进行复杂的R-1·P运算，以此提供可以减少计算量和硬件的复杂度的数字电视的信道均衡设备。
为了实现上述目的，本发明的数字电视信道均衡设备是，如从通过数字电视接收信号，旨在还原为原信号的信道均衡设备所述，以如下部份构成为特点通过利用共轭梯度法的反复运算，根据接收信号和接收信号判断值推测传送信道的脉冲响应的信道推测部、把上述接收信号和推测的脉冲响应分别转换为频率领域后，在频率领域利用推测的信道脉冲响应，补偿接收信号的信道歪曲，并再次转换为时间领域的信道歪曲补偿部、根据上述信道歪曲补偿部的输出，推测均衡时扩大的噪音，消除输出给上述信道歪曲补偿部的时间领域信号里的扩大噪音的噪音消除部、从上述噪音消除部输出的信号中，把噪音消除部输出信号的判断值输出给上述信道推测部的最大似然序列推测部。
上述信道推测部是把传送信道的脉冲响应的推测值假设为x，并利用下例式，使其推测x值为特点。
X(i+1)＝X(i)+α(i)d(i)在这里，d(i)是从X(i)到X(i+1)的推测矢量。
α(i)是X(i)和X(i+1)间的距离。
上述信道推测部利用均衡器的接收信号和其接收信号的判断值的互相关矢量p及接收信号判断值的自相关矩阵R，使其计算出从X(i)到X(i+1)的推测矢量d(i)；利用上述R和d(i)，使其计算出X(i)和X(i+1)间的距离α(i)构成为特点。
上述从X(i)到X(i+1)的推测矢量d(i)通过利用下例数学式的反复运算得出为特点。
d0＝r0＝p-Rx0d(i+1)=r(i+1)+Σk=0iβikdk]]>在这里β(i)=r(i)Tr(i)r(i-1)Tr(i-1)]]>r(i+1)＝r(i)-α(i)Rd(i)x(0)是信道脉冲响应初期设定值。
上述X(i)和X(i+1)间的距离α(i)是通过利用下例数学式的反复运算得出为特点。
α(i)=d(i)Tr(i)d(i)TRd(i)]]>在这里，d0＝r0＝p-Rx0d(i)=r(i)+Σk=0i-1βikdk]]>β(i)=r(i)Trir(i-1)Tr(i-1)]]>r(i)＝r(i-1)-α(i-1)Rd(i-1)x(0)是信道脉冲响应初期设定值。
上述最大似然序列推测部是利用从过去到现在，噪音消除部输出的信号{xn-D，xn-D+1，..，xn-1，xn}，输出xn-D的判断值 为特点。
本发明的其它目的和特点及长处将通过参照附图进行的实施例详细说明，能更清楚地理解。
如上所述，本发明的数字电视的信道均衡设备与此前的利用LS法的信道推测仪不同，计算R-1·P时，不是直接计算R-1，而是以反复的运算计算出脉冲响应推测值 因此，可以减少体现硬件时的复杂度。
同时，利用MLS推测仪，不仅在帧同步区间，而且在数据区间，也可以得出信赖度高的判断值，因此，在数据区间也可以计算出自相关矩阵R和互相关矩阵p值。结果，比起此前只利用帧同步的频率领域ZF均衡器，能更快地更新均衡器系数，也可以提高动态信道的均衡器性能。
图1是时间领域内动作的一般判定反馈均衡器的构成图；图2是频率领域信道均衡设备的整合构成图；图3是未知的系统认可模型的构成图；图4是为说明共轭方向法概念的图纸；图5是表示本发明的数字电视信道均衡设备的整合构成图。
**附图主要部分符号说明**510CG信道推测仪520信道歪曲补偿部
530噪音消除部540MLS推测仪具体实施方式
下面将参照附图对本发明实施例的构成及其作用进行详细说明。如图所示，并由此说明的本发明的构成和作用至少是以一个以上的实施例进行的说明，上述本发明的技术思想及其核心构成和作用不会因此而受限制。
本发明不直接进行R-1·P运算，而是以利用共轭梯度法的反复运算将求出相当于R-1·P的脉冲响应推测值 上述共轭梯度法是源于共轭方向法。
上述共轭方向法是记录在Jona than Richard Shewchuk的“Anintroduction to the conjugate gradient method without theagonizing pain”8月4日，1994年度的文献。
简单说明共轭方向法如下。
图4是为说明共轭方向法概念的图纸。
在图4，R-1·P即，相当于正确的信道脉冲响应推测值 的时点是x，设定为运算法则开始点的初始值是X(0)。
比如，假设R-1·P值在2维空间存在，如果1次性地以竖坐标的各方向移动正确的必要量，只需两个步调，可以从x(0)到达x。
各步调反复运行下例的运算。
数学式8
x(i+1)＝x(i)+α(i)d(i)这时，d(i)表示从X(i)到X(i+1)的推测矢量，α(i)表示X(i)和X(i+1)间距离。
在第i+1次步调，假设把x和X(i+1)的误差矢量为e(i+1)，如图4所示，因e(i+1)和d(i)相互垂直，可以用下例数学式9表示。
数学式9d(i)Te(i+1)=0]]>另外，根据图4，X+e(i)＝X(i)...(1)X+e(i+1)＝X(i+1)...(2)因此，如果从(2)式减去(1)式，代入数学式9，就可以得到下例数学式10的结果。
数学式10e(i+1)＝e(i)+(X(i+1)-X(i))＝e(i)+α(i)d(i)把上述数学式10代入到数学式9，就成为d(i)T(e(i)+α(i)d(i))=0]]>因此，α(i)可以用下例数学式11求出。
数学式11α(i)=-d(i)Te(i)d(i)Td(i)]]>
同时，图4的从X(1)到x的方向推测矢量d(1)的方向与e(1)相反，因此，d(1)和d(0)相互垂直。以相同的道理，其它方向矢量也是相互垂直。
即，满足下例数学式12的条件。
数学式12d(i)Td(i+1)=0]]>为利用前面说明的方法，应求出正确信道推测值-x，但实际将要求出的未知的值也是x，因此，上面的方法是不能使用。
于是，实际上使用共轭方向法时，利用d(1)和d(0)的交叉点使d(0)方向矢量上的定义为数学式13的价格函数具有最小值的时点的这一点。
数学式13f(x(i-1))=12x(i-1)TRx(i+1)-pTxi+1+c]]>在这里，R是信道均衡器的输出信号判断值(后面有说明，是相当于MLS推测仪的输出信号)的自相关矩阵。把数学式13对X(i+1)进行微分，就成为Rx(i+1)·P，这一值变为0时，数学式13的值变为最小值。使数学式13具有最小化的X(i+1)值是R-1·P，这一值是将要求出的信道脉冲响应。因此，如果能求出使数学式13最小化的值，就能求出脉冲响应。于是，能把数学式13最小化的α值是要求出的α值。在数学式13，代入数学式8，并等于把这些对α进行微分的值，即，ddαf(x(i+1))=0]]>时，数学式13的价格函数值成为最小值。以链式法则替换前面的微分值，就等于数学式14。
数学式14f(x(i+1))Tddαx(i+1)=0]]>另外，根据数学式13的定义，成立f(xi+1)T＝(Rx(i+1)-p)T的关系。f(xi+1)T是表示在X(i+1)的数学式13的价格函数最急剧上升的方向。那么f(xi+1)T的反方向是数学式13的价格函数最急剧下降的方向，并把这一方向定义为残数r(i+1)＝-f(x(i+1))＝p-Rx(i+1)，并把定义代入数学式14，就成立下例数学式15的关系。
数学式15-r(i+1)Td(i)=0]]>另外，从r(i)的定义和式(1)，成立下例数学式16的关系。
数学式16ri+1＝p-Rx(i+1)＝Rx-Rx(i+1)＝R(x-x(i+1))＝-Re(i+1)如果把数学式16代入数学式15，就可以得到下例数学式17一样的关系式。
数学式17-r(i+1)Td(i)=e(i+1)TRd(i)=0]]>td(i)TRe(i+1)=0]]>把e(i+1)＝e(i)|α(i)d(i)代入数学式17，并进行整理，α(i)就可以如下例数学式18那样求出。
数学式18d(i)TRe(i-1)=d(i)TR(e(i)+α(i)d(i))=0]]>α(i)=-d(i)TRe(i)d(i)TRd(i)=d(i)Tr(i)d(i)TRd(i)]]>在这里，p是信道均衡器的接收信号和信道均衡器接收信号预测值的互相关矢量。
方向矢量d(i)是从任何以线性独立的矢量集合U＝{u0，，u1，u2，...，un-1}利用共轭Gram-schmidt过程，可以与下例数学式19那样求出。
数学式19d0＝u0...(3)d(i+1)=r(i+1)+Σk=0iβikdk···(4)]]>βij=-u(i)TRd(i)d(j)TRd(j)···(5)]]>另外，定义为价格函数微分值的残数r(i)满足下例数学式20的关系。
数学式20d(i)Tr(i)=u(i)Tr(i)···(6)]]>r(i+1)＝r(i)-α(i)Rd(i)...(7)r(i)Tr(j)=0,i≠j···(8)]]>
在上述数学式20的式(8)，可以得出残数的集合Ur＝{r0，r1，r2，...rN}的元素ri具有相互独立的性质。因此，在上述数学式19的式(5)，可以用残数r的集合Ur替换任意的相互独立的矢量集合U使用。这时，把上述方法称做共轭方向法特殊形式的共轭梯度法，数学式19以下例数学式21表示。
数学式21d0＝r0＝p-Rx0d(i+1)=r(i+1)+Σk=0iβikdk]]>βij=-r(i)TRd(i)d(j)TRd(j)]]>另外，如果得出数学式20的式(7)与ri的内积，就能得出下例数学式22。
数学式22r(i)Tr(j+1)=r(i)Tr(j)-α(j)r(i)TRd(j)···(9)]]>α(j)r(i)TRd(j)=r(i)Tr(j)-r(i)Tr(j+1)···(10)]]>在上述数学式22的式(10)代入上述数学式20的式(8)，就能得出数学式23。
数学式23
r(i)TRd(i)=1α(i)r(i)Tr(i)i=j-1α(i-1)r(i)Tr(i)i=j+10Otherwise]]>因此，βij是根据上述数学式19的式(5)，以下例数学式24表示。
数学式24βij=1α(i-1)-r(i)Tr(i)d(i-1)TAd(i-1),i=j+10,i>j+1]]>这时，以β(i)表示βij，并适用上述数学式18，β(i)就可以用下例数学式25求出。
数学式25β(i)=r(i)Tr(i)d(i-1)Tr(i-1)]]>另外，把数学式20的式(6)适用上述数学式25，β(i)就可以用下例数学式26求出。
数学式26β(i)=r(i)Tr(i)r(i-1)Tr(i-1)]]>同时，如下例数学式27那样，从数学式10和数学式16可以用反复运算求出残数r。
数学式27r(i+1)＝-Re(i+1)＝-R(e(i)+α(i)d(i))＝r(i)-α(i)Rd(i)最后，如数学式28那样，方向推测矢量d(i)是可以用反复运算求出。
数学式28d(i+1)＝r(i+1)+β(i+1)d(i)以上述的反复运算更新方向推测矢量d(i)，并利用其值，更新X(i)值，最终X(i)以R-1·P值收集。
图5是表示本发明的数字电视信道均衡设备的整合构成图，以如下部份构成利用通过信道过程中添加白色噪音的信道均衡器接收信号y(n)和噪音消除器输出的判断值 通过根据共轭梯度法的反复运算，更新方向推测矢量，并利用方向推测矢量，推测信道路径(信道脉冲响应 )的共轭梯度(CG)信道推测仪510、在频率领域利用上述CG信道推测仪510推测的信道脉冲响应 补偿接收信号的信道歪曲的信道歪曲补偿部520、从上述信道歪曲补偿部520的输出预测均衡时扩大的噪音，消除上述信道歪曲补偿部520输出的时间领域信号里的扩大噪音和残余符号干扰成份的噪音消除部530、从此前噪音消除部530输出的信号产生上述接收信号预测值 的最大相似性序列(MLS)推测仪540。
上述信道歪曲补偿部520以如下部份构成把信道均衡器接收的实际接收信号y(n)从时间领域转换为频率领域的第1FFT部521、把上述CG信道推测仪510推测的信道脉冲响应 从时间领域转换为频率领域的第2FFT部522、把上述转换为频率领域的信道脉冲响应的反向值提前进行表格化，并储存的ROMS23、利用上述ROMS23输出的信号补偿上述第1FFT部521输出的频率领域信号的歪曲的倍增器524、把上述倍增器524输出的频率领域信号重新逆转换为时间领域的IFFT部525。
上述噪音消除部530以如下部份构成从上述信道歪曲补偿部520的输出只提取有色噪音，预测均衡时扩大的噪音的噪音预测器531、从上述信道歪曲补偿部520的输出减去上述噪音预测器531预测的噪音，把噪音进行白色化的减法器532。
一般来说，传送器传送的信号不是直接传送到接收器，而是碰撞建筑或车辆和山之类的地形和建筑反射，并以歪曲的状态传达到接收器，均衡器是为补偿这些歪曲的一种过滤器。相反，根据这样的歪曲，信号判断为错误时，有纠正这些的前向纠错码。这一方法是限制能传送的序列种类，如果接收到提前设定的序列以外的序列，就视为发生判断误差，判断为与设定的序列中接收的序列最近的序列原先传送的序列，用其序列纠正误差值的方法。
上述MLS推测仪540起这样的作用，即，利用前向纠错码，从噪音消除部530至今输出的信号{X(n)，X(n-1)，..，X(n-D)}判断噪音消除器的输出信号X(n-D)的判断值 的作用。
这时，如果x(n)输入到推测仪， 的判断值就输出，因此，输入和输出间发生相当于D的时间迟延。但观察多个信号，即使接收序列发生误差，也可以进行纠正，因此，比简单地根据一个信号做出判断的判断仪，判断值的信赖度增加。
CG信道推测仪510利用共轭梯度法产生上述MLS推测仪540输出的噪音消除器输出的判断值 和从信道均衡器接收信号y(n)的脉冲响应推测值 说明其过程如下。
如上所述，共轭梯度法是把脉冲响应推测值 设定为未知数X(i)，如上述数学式8所示，以反复运算使X(i)接近最佳的值x的过程。
这时，上述CG信道推测仪510首先把通过上述MLS推测仪540判断的噪音消除器输出信号 和信道均衡器接收信号y(n)代入上述数学式7，计算出均衡器接收信号和判断的信号互相关矢量p。这时，接收信号y(n)是传送信号x(n)通过传送信道(图2的110)，加上白色噪音w(n)(图2的120)的信号。
同时，利用上述数学式6，可以得知判断的接收信号 的自相关矩阵R，因此，把p和R代入上述数学式21，计算出r(0)。
同时，把r(0)代入数学式18，计算出α(0)，并通过数学式8求出x(1)。另外，可以从数学式27求出残数r(1)，并把这值代入数学式26，求出β(1)，代入数学式28，可以得出d(1)。如果反复以上的运算，就可以求出α(i)和d(1)。
以通过上述过程求出的α(i)和d(1)。可以通过数学式8计算出脉冲响应推测值 对此，CG信道推测值510把计算出的脉冲响应推测值 输出给信道歪曲补偿部520。
这样，CG信道推测仪510判断输出信号时，利用MLS推测仪540做出判断，以此在不是帧同步区间的数据区间，也可以得出信赖度较高的判断值。于是，在数据区间也可以持续更新信赖度较高的自相关矩阵R和互相关矩阵p，比起此前只利用帧同步区间的方式，可以进行更快的均衡器系数更新。
通过上述的说明内容，相关工作人员完全可以在不偏离本项发明技术思想的范围内，进行多样的变更以及修改。
因此，本项发明的技术性范围并不局限于说明书上的内容，必须要根据权利范围来确定其技术性范围。
权利要求
1.一种数字电视的信道均衡设备，就从通过信道的数字电视接收信号旨在还原原信号的信道均衡设备而言，其包括通过利用共轭梯度法的反复运算，从接收信号和接收信号的判断值推测传送信道脉冲响应的信道推测部；把上述接收信号和推测的脉冲响应分别转换为频率领域后，在频率领域利用推测的信道脉冲响应，补偿接收信号的信道歪曲，并再次转换为时间领域的信道歪曲补偿部；从上述信道歪曲补偿部的输出预测均衡时扩大的噪音，消除上述信道歪曲补偿部输出的时间领域信号里的扩大噪音的噪音消除部；从上述噪音消除部输出的信号，把噪音消除部输出信号的判断值输出给上述信道推测部的最大似然序列推测部。
2.如权利要求1所述的数字电视的信道均衡设备，其特征在于，上述信道推测部是把传送信道的脉冲响应的推测值设定为x，并利用数学式X(i+1)＝X(i)+α(i)d(i)，推测x值在这里，d(i)是从X(i)到X(i+1)的推测矢量，α(i)是X(i)和X(i+1)间的距离。
3.如权利要求2所述的数字电视的信道均衡设备，其特征在于，上述信道推测部是利用均衡器接收信号和其接收信号的判断值的互相关矢量p及接收信号判断值的自相关矩阵R，计算出从X(i)到X(i+1)的推测矢量d(i)，并利用上述R和d(i)，使其计算出X(i)和X(i+1)间的距离α(i)。
4.如权利要求3所述的数字电视的信道均衡设备，其特征在于，上述从X(i)到X(i+1)的推测矢量d(i)是通过利用数学式d0=r0=p-Rx0,d(i+1)=r(i+1)+Σk=0iβikdk]]>反复运算求出，在这里，β(i)=r(i)Tr(i)r(i-1)Tr(i-1),]]>r(i+1)＝r(i)-α(i)Rd(i)，x(0)是信道脉冲响应初期设定值。
5.如权利要求3所述的数字电视的信道均衡设备，其特征在于，上述X(i)和X(i+1)间的距离α(i)是通过利用数学式α(i)=d(i)Tr(i)d(i)TRd(i)]]>反复运算求出，在这里，d0＝r0＝p-Rx0，d(i)=r(i)+Σk=0i-1βikdk,β(i)=r(i)Tr(i)r(i-1)Tr(i-1),]]>r(i)＝r(i-1)-α(i-1)Rd(i-1)，x(0)是信道脉冲响应初期设定值。
6.如权利要求1所述的数字电视的信道均衡设备，其特征在于，上述最大似然序列推测部是利用从过去到现在的噪音消除部输出的信号{xn-D，xn-D+1，..，xn-1，xn)，输出xn-D的判断值
全文摘要
本发明涉及频率领域的数字电视信道均衡设备，不是以直接计算R
文档编号H04L25/03GK1780370SQ20041008433
公开日2006年5月31日 申请日期2004年11月18日 优先权日2004年11月18日
发明者金昞吉 申请人:上海乐金广电电子有限公司