专利名称：Dtv收信机的载波复原装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字TV(DTV)收信机方面，更具体地说，是涉及VSB方式的DTV收信机里的载波复原装置。
背景技术：
通常，作为美国及国内数字TV(例如HDTV)传送方式标准采用的大联盟(Grand Alliance)的VSB方式是一种当调制信号时，只对衰减以载波为中心，向上下生成的2个侧带宽中一侧带宽信号时的剩余部分进行调制的方式。
即，只将基本频带的一侧波带宽频谱向传输频带移动、传送的方式，其是高效使用带宽区域方式中的一种方式。
当VSB调制时，如果将基本频带(base band)的DC频谱向传输频带(pas sband)移动，变换成tone频谱，我们将这一信号称为导频信号。即，当电视台进行VSB调制时，为了使收信机能够正确地将信号检波，将导频信号向空中传送。
图1是普通的数字TV收信机的构成方框图。我们可以将A/D转换部103；相位分割部104；混频器105；整合滤波器106；频道均衡部107；定时复原部108，载波复原部109称为VSB检波器。
即，如果通过天线接收按照VSB方式调制的RF信号，调谐器101使用外差法调制方式，选择希望的频道频率后，将装载在上述频道频率里的RF带宽的VSB信号降低为固定的中间频率带宽(IF；通常广泛使用44MHz或者43.5MHz)，启动其它适当的频道信号。
而且，将任意频道的频谱向规定的IF带宽移动、输出的调谐器101的输出信号通过具有清除其它带宽信号，清除杂音信号和模拟整合滤波器功能的表面声波(Surface Acoustic Wave；SAW)滤波器102。
此时，以数字广播信号为例，只留下从44MHz的中间频率到6MHz的带宽，其余区间全部清除后，向A/D转换部103输出。A/D转换部103按照定时复原部108输出的VSB符号时钟的2倍，对上述SAW滤波器102的输出进行抽样，将上述SAW滤波器102输出数字化。
将上述A/D转换部103的输出向相位分割部104输入，与I，Q信号相乘，分离成I Q成分后，向混频器105输出。
上述混频器105通过复合振荡器(Numerically ControlledOscillatorNCO数字控制振荡器)112输入形成载波复原的复合载波，即，正弦波(SIN)和余弦波(COS)后，与通过上述相位分割部104输出的传输频带的I，Q信号分别相乘，将传输频带的I，Q信号向基本频带的I，Q信号迁移。
基本频带的I，Q信号向整合滤波器106输出的同时，为了载波复原，向载波复原部109输出。
上述载波复原部109从混频器105输出的基本频带的导频信号中清除载波的频率偏置(frequency offset)及相位抖动(phase jitter)后，向上述混频器105反馈相关复合正弦波。因此，上述混频器105将频率偏置及相位抖动复原的基本频带数字信号向整合滤波器106输出。
此时，经过所有的模拟处理过程的信号在A/D转换器中103变换成数字信号，通过相位分割部104分离成I，Q信号后，向载波复原部109输出。因此，如果载波复原部109不完成载波复原，载波复原部109后端所有的数字处理部件就不能够正常地动作。
图2是现在韩国和美国的DTV规格里定义的空中波信号的频率特性的示意图。每个频道的中心频率(fc)及导频(pilot)频率(fp)不同，在这里，将中心频率用fc，导频频率用fp标记。
举一个例子，各个地面波频道的带宽(width)的6MHz的最中间的频率就是中心频率(fc)，传送信号上存在载波信号的频率被称为导频频率(fp)。此时，不使用载波，而是使用导频这一用语，是为了使现存的广播中模拟TV信号不受到DTV信号的影响，将载波信号的振幅缩小(大约13dB)进行传送的缘故。
DTV收信机内的载波复原部109正确地复原在传送信号的频率上存在的导频频率(fp)的位置，并将其变换成基本频带信号。
现在载波复原部109最普通的算法，就是使用图1中用虚线表示的部件里显示的DFPLL(Digital Frequency Phase Loop Lock数字频率相位循环锁定)，其电路构造简单，性能优越，正在被广泛使用。即，DFPLL构造的载波复原部109将相位分割部104输出的传输频带的I，Q信号向基本频带的I，Q信号检波，锁闭(locking)频率和相位。
从图1我们可以看出，通过A/D转换器103及相位分离器104，将数字化的传输频带的I，Q信号向混频器105输入，混频器105通过NCO112，将形成载波复原的复合载波输入，即，输入正弦波(SIN)和余弦波(COS)后，与通过上述相位分离器104输出的传输频带的I，Q信号分别相乘，将传输频带的I，Q信号向基本频带的I，Q信号迁移。
基本频带的I，Q信号向整合滤波器106输出的同时，为了载波复原，向载波复原部109的频率相位误差感知部(Frequency PhaseErrorDetectorFPED)110输出。
上述FPED110进行清除接收信号的载波成分与收信机自身的标准载波成分的频率差异的FLL(Frequency Locked Loop频率锁定循环)过程后，进入对清除了频率差异的上述两个载波信号之间的相位误差进行清除的PLL(Phase Locked Loop相位锁定循环)过程。
即，上述FPED110从混频器105输出的基本频带的导频信号检测出频率偏置和相位误差后，向循环滤波器111输出。
上述循环滤波器111过滤上述FPED110的输出，累计后，向复合振荡器(NCO)112输出。上述NCO112按照循环滤波器111的输出比例，生成复合正弦波，向混频器105输出。
图3是现存技术的频率相位误差感知部的示意图。现存技术的频率相位误差感知部由以下几个部分构成第1，第2低域通过滤波器(301)(302；延迟器303；符号抽出器304；乘法器305。
将上述混频器105输出的基本频带的I，Q信号输入到FPED110里，基本频带的I信号向FPED110的第1低域通过滤波器301输入，基本频带的Q信号向第2低域通过滤波器302输入。
此时，载波复原的载波复原部109只需要6MHz的带宽中存在导频频率(fp)的频率周边的信号。
因此，上述第1，第2低域通过滤波器301、302从I，Q信号中清除存在数据成分的其余频率成分，能够防止数据导致的载波复原部的性能低下问题。即，基本频带的I，Q信号的导频信号转变成DC成分。更严密地说，转变成DC成分周边的频率成分。
这是根据输入信号的载波频率成分和NCO112生成的载波频率成分的差异产生的。由于只存在DC周边的成分，可能实现载波复原。因此，第1，2低域通过滤波器301、302清除除了DC成分周边的信号以外的其余数据成分。
将上述第1低域通过滤波器301的输出向延迟器303输入。上述延迟器303将清除了数据成分的I信号推迟一定时间，向符号抽出器304输出。
此时，第1低域通过滤波器302输出的导频成分的I信号通过延迟器303，如果导频不转变成准确的DC成分，就会产生相应程度的相位误差。因此，将延迟器303输入的传输频带信号的导频频率成分与NCO112的载波频率成分的差异变换成相位误差的形态，向符号抽出器304输出。
上述符号抽出器304抽出上述延迟器303输出的信号的符号，将1或者-1的信号向上述乘法器305输出。乘法器305将上述I信号的符号与清除了数据成分的Q信号相乘后，作为相位误差，向循环滤波器111输出。
循环滤波器111过滤输入的相位误差，累计后，向NCO112输出。上述NCO112根据上述循环滤波器111的输出比例，生成复合载波(COS，SIN)，向混频器105输出。
经过这样的过程后，上述复合载波与以前的相比，与输入更多信号的载波频率成分更接近。如果反复运行这样的过程，NCO112产生与输入信号的载波频率成分相似的载波频率信号，向混频器106输出，混频器106将传输频带的信号迁移成希望的基本频带的信号。
即，如果输入的传输频带里存在的载波信号成分的导频的频率与NCO112里产生的载波信号的频率成分完全一致的话，结束FLL过程。但是，实际上，由于NCO112的自然特性和受到传输线特性的影响，两个载波信号的频率只能够具有相似的频率成分，并不能完全一致。因此，载波复原部109对互相不一致的频率成分进行补正，改变NCO112的频率，实现两个载波信号的频率一致。
结束FLL过程之前，上述符号抽出器304轮流输出1和-1，一旦FLL过程结束，只输出1和-1中任意一个的信号。
像这样，符号抽出器304输出一定的信号，上述第1低域通过滤波器301、延迟器303、符号检测器304不动作，仍然只有第2低域通过滤波器302动作。
即，如果结束FLL过程，就会自动地进入清除两个载波信号之间的相位误差的PLL(Phase Locked Loop相位锁定循环)过程。
上述第2低域通过滤波器302接收混频器106的Q信号，清除数据成分。第2低域通过滤波器302的输出信号通过乘法器305，与I信号的符号相乘后，作为相位误差，向循环滤波器111输出。
循环滤波器111过滤输入的相位误差，累计后，向NCO112输出。上述NCO112根据上述循环滤波器111的输出比例，生成复合载波(COS，SIN)，向混频器105输出。
通过这样的过程，上述复合载波与以前的相比，由于清除了复合载波的相位误差，与输入复合信号的相位更接近。
这样的DFPLL算法通过简单的构成，具有搜索性能卓越，提高系统的稳定性的优点。
现存技术存在如下问题。
由于DFPLL算法基本上通过接收的信号的导频(pilot)成分进行动作，受到导频信号强弱的影响。因此，当认可导频信号的强度慢慢变化，动作的缓慢移动伴随波(slow moving ghost)产生时，尤其能看到其脆弱的特性。
图4是残余边带(VSB)传送系统的基本频带信号频谱的示意图。
如果形成载波同步的频率和相位，只在I信号里能够看到DC相关的导频信号。Q信号里DC导频信号相抵消，不能够看到。从图中我们可以看到VSB传送系统的这一特性。
但是，按照90度或者特定相位的状态输入VSB传送信号载波的相位时，在Q信号中显示DC导频成分。
载波同步的频率形成同步的状态，即，在结束FLL的情况时，将Q信号里显示的DC导频信号值原样向循环滤波器(loop filter)输入。如果按照这种方式向循环滤波器输入DC导频信号，VSB基本频带信号根据DC导频信号的强弱，显示出具有频率偏置的效果。
从复原符号时钟的部件侧面来看，好像符号时钟变化一样能够感受到这种频率偏置，通过这种频率偏置，能够看到VSB收信机画面误差。
而且，VSB传送系统从构造上来讲对远距离伴随波(ghost)具有不好的特性。这是由于对于主信号，具有远距离伴随波(ghost)的数据模式抖动(data pattern jitter)现象更严重的缘故。这导致认可远距离伴随波的频道严重的性能低下。
发明内容
本发明为了解决上述问题，其目的是为使用者提供一种能够提高伴随波(ghost)信号的缓慢移动(slow moving)的追踪性能的DTV收信机里的载波复原装置。
本发明的另一目的是为使用者提供一种通过减少载波同步时必然发生的模式抖动的量，能够改善白色杂音的TOV(Threshold OfVisibility可见度极限)特性的DTV收信机里的载波复原装置。
本发明的再一目的是为使用者提供一种具有VSB传送系统，能够有效解决远距离伴随波的性能恶化问题的DTV收信机里的载波复原装置。
为了实现上述目的，本发明DTV收信机的载波复原装置由以下几个部分构成，并以此为特征形成载波同步的频率同步以后，驱动，将数字化的传输频带的I，Q信号变换成基本频带的I，Q信号，从混频器接收的基本频带Q信号中清除DC导频成分的DC清除器；从上述基本频带I信号中清除除了导频成分以外的数据成分的第1低域通过滤波器；从上述DC清除器输出的Q信号中清除数据成分的第2低域通过滤波器；将上述第1低域通过滤波器输出的导频成分的I信号变换成DC成分的延迟器；从上述延迟器的输出信号中抽出I信号符号的符号抽出器；将清除上述I信号的符号和数据成分的Q信号相乘，生成相位误差的乘法器。
本发明DTV收信机里的载波复原装置的特征是上述DC清除器在形成载波同步的频率同步之前，最好不驱动，绕过(bypass)接收的Q信号。
本发明DTV收信机里的载波复原装置最好还包括如下结构，并以此为特征将上述乘法器生成的相位误差过滤累计的循环滤波器；根据上述循环滤波器输出的比例，生成复合载波，向上述混频器反馈的复合振荡器。
本发明DTV收信机里的载波复原装置的特征是上述DC清除器在载波同步的频率同步形成之前，最好将混频器接收的Q信号绕过(bypass)上述第2低域通过滤波器。
本发明DTV收信机里的载波复原装置的特征是为了能够将上述导频成分的I信号正确地变换成DC成分，上述延迟器最好将导频成分的I信号延迟一定时间。
本发明DTV收信机里的载波复原装置的特征是上述DC清除器最好还包括如下结构，并以此为特征从混频器接收的Q信号中清除迁移信号检波的Q信号的DC推断值的减法器；从上述减法器的输出信号里抽出残留DC成分的累算器；从上述残留DC成分算出Q信号的DC推断值，向上述减法器反馈的乘法器。
本发明DTV收信机里的载波复原装置的特征是上述乘法器最好将上述累算器输出的残留DC值乘以step振幅，算出Q信号的DC推断值。
本发明DTV收信机里的载波复原装置的特征是上述step振幅越大，DC清除器的汇聚速度越快，正常状态的残留DC值增加，step振幅越小，残留DC值减少，DC清除器的汇聚速度变慢。
本发明的其他目的，特征即优点将通过附图对实施例的详细说明可以充分理解。
本发明DTV收信机里的数字复原装置通过DC清除器，清除Q信号的DC成分，能够防止符号时钟严重变动的现象。
因此，能够有效减少VSB传送系统所具有的缺点---载波同步的追踪性能低下，尤其是当认可缓慢移动伴随波时，能够提高由于VSB传送系统的构造问题导致的脆弱的载波同步系统的追踪性能。而且，由于提高载波复原部的频率汇聚特性，也能够提高载波复原部后端的符号复原器的符号频率特性。
并且，由于能够减少远距离伴随波的模式抖动现象，能够有效防止具有VSB系统构造的远距离伴随波的性能劣化，由于能够减少载波同步时必然发生的模式抖动的量，能够提高关于白色杂音的TOV(Threshold Of Visibility能见度极限)特性。
而且，通过DC清除器，达到将载波相位误差平均化的效果，能够提高正常状态的清除噪音的性能。结果，能够制造出即使接收频道发生变化，仍然能够稳定动作的VSB收信机。
图1是普通的数字TV发送装置的构成方框图；
图2是现在韩国和美国的DTV规格里定义的空中波信号的频率特性的示意图；图3是现存技术的频率相位误差感知部的示意图；图4是残余边带(VSB)传送系统的基本频带信号频谱的示意图；图5是本发明载波复原装置中频率相位误差感知部的示意图；图6是DC清除器的构成示意图；图7是在Q信号里，认可DC时，将现存技术和本发明的载波同步汇聚特性进行比较的模拟波形图；图8是在Q信号里，认可DC时，将现存技术和本发明的符号复原器的汇聚特性进行比较的模拟波形图；图9是在认可远距离伴随波的频道中，将现存技术和本发明的载波同步汇聚特性进行比较的模拟波形图。
附图主要部分符号说明501DC清除器502第1低域通过滤波器503第2低域通过滤波器504延迟器505符号抽出器 506乘法器具体实施方式
下面将参照附图对本发明DTV收信机里的载波复原装置的实施例进行详细说明。依据
的本发明的构造和作用仅仅作为一个实施例进行说明，而本发明的上述技术思想和核心构成及作用并不局限于此。
通过VSB检波装置的A/D转换器及相位分离器，将数字化的传输频带的I，Q信号向混频器输入，混频器通过复合振荡器(NCO)输入形成载波复原的复合载波。即，正弦波(SIN)和余弦波(COS)后，与通过上述相位分离器输出的传输频带的I，Q信号分别相乘，将传输频带的I，Q信号迁移成基本频带的I，Q信号。
基本频带的I，Q信号向整合滤波器输出的同时，为了载波复原，向载波复原部的频率相位误差感知部(Frequency Phase ErrorDetectorFPED)输出。
图5是本发明载波复原装置中频率相位误差感知部(FPED)的详细构造示意图。
参照图5，本发明载波复原装置中频率相位误差感知部(FPED)由以下几个部分构成形成载波同步的频率同步以后，驱动，将数字化的传输频带的I，Q信号变换成基本频带的I，Q信号，从混频器接收的基本频带Q信号中清除DC导频成分的DC清除器501；从上述基本频带I信号中清除除了导频成分以外的数据成分的第1低域通过滤波器502；从上述DC清除器输出的Q信号中清除数据成分的第2低域通过滤波器503；将上述第1低域通过滤波器输出的导频成分的I信号变换成DC成分的延迟器504；从上述延迟器的输出信号中抽出I信号的符号的符号抽出器505；将上述符号抽出器505输出的I信号的符号和清除上述第2低域通过滤波器503输出的数据成分的Q信号相乘后，作为相位误差，向后端的循环滤波器输出的乘法器506。
VSB传送系统的特性上，如果形成载波同步的频率同步，只在I信号里看到DC相应的导频信号，在Q信号里，DC导频信号抵消，不能够看到。
但是，VSB传送信号载波的相位按照90度或者特定相位的状态输入时，在Q信号中显示出DC导频成分，上述DC清除器501形成载波同步的频率同步后，从混频器接收的基本频带Q信号中清除DC成分，通过Q信号的DC成分，能够防止载波复原部的性能低下。
即，在形成载波同步的频率同步以前，上述DC清除器501不驱动，将接收的Q信号原样绕过(bypass)，以后，形成载波同步的频率同步，即，结束FLL过程，接收显示形成载波同步的频率同步的FrequencyLocking Indication Signal(频率锁闭指示信号)以后才驱动。
图6是DC清除器的构成示意图。
参照图6，我们可以看出，DC清除器501由以下几个部分构成从混频器接收的Q信号中清除移迁信号检波的现在Q信号的DC推断值，向上述第2低域通过滤波器503输出的减法器501a；将上述减法器501a的输出信号平均化，抽出DC成分的累算器501b；从上述累算器(501b)输出的DC值中算出DC推断值，并将其向上述减法器反馈(feedback)的乘法器501c。
因此，上述减法器501a接收乘法器501c输出的DC推断值，从混频器输入的Q信号中减算DC推断值，能够清除Q信号的DC成分。
这里，应该注意的是，上述DC推断值就是将以前减法器501a输出信号的DC值乘以step振幅(μ)，获得的‘现在Q信号的DC推断值’，实际上，与现在输入的Q信号的DC值具有不同的值。
因此，减法器501a的输出信号处于没有完全清除DC成分，剩下残留DC成分的状态。通过上述累算器501b抽出这一残留DC成分，在乘算器501c中，将step振幅和μ相乘，算出新的DC推断值。
因此，越多次经过由上述减法器501a、累算器501b、乘算器501c构成的循环(1oop)，残留DC值就越来越小。
上述step振幅和μ的值决定了DC清除器的汇聚速度和正常状态的DC残留值。
即，当step振幅和μ大时，尽管汇聚速度增快，但是正常状态的残留DC值大。相反，当step振幅和μ小时，尽管残留值变小，但是汇聚速度减慢。
按照上述结构构成的载波复原装置的动作如下。
首先，载波复原装置启动FLL，进行载波复原中频率搜索，完成频率搜索后，自动地启动PLL，进入相位搜索过程。
由于载波复原只需要6MHz的带宽中存在导频频率的频率周边的信号，首先，上述第1，第2低域通过滤波器502、503从I信号及Q信号中清除存在数据成分的剩余频率成分。
此时，由于在形成FLL之前不驱动上述DC清除器501，输入的Q信号原样绕过(bypass)DC清除器501。
随着基本频带的I信号通过第1低域通过滤波器502，变换成DC导频成分。这是根据输入的信号的载波频率成分与复合振荡器里生成的载波频率成分之间的差异产生的。即，由于只存在导频成分，就可能进行载波复原，所以，在第1低域通过滤波器502里清除除了DC周边信号以外的其余成分。
另一方面，基本频带的Q信号通过第2低域通过滤波器503。因此，清除除了DC周边信号以外的数据成分。
而且，将上述第1低域通过滤波器502的输出向延迟器504输入。
上述延迟器504将清除了数据成分的I信号推迟一定时间，向符号抽出器505输出，此时，第1低域通过滤波器502输出的导频成分的I信号通过延迟器504，如果导频不变成DC成分的话，就会产生相应程度的相位误差。
因此，上述延迟器504将输入的传输频带信号的导频频率成分与复合振荡器的载波频率成分的差异变换成相位误差的形态，向符号抽出器505输出。
而且，上述符号抽出器505只抽出上述延迟器504输出的信号的符号，向乘法器506输出，乘法器506将I信号的符号和清除了数据成分的Q信号相乘后，作为相位误差向后端的循环滤波器输出。
循环滤波器过滤输入的相位误差，进行累计计算，向复合振荡器(NCO)输出，上述NCO根据上述循环滤波器的输出比例，生成复合载波(COS，SIN)，向上述混频器输出。
经过这样的过程后，上述复合载波与以前的相比，与输入复合信号的载波频率成分更接近。如果反复运行这样的过程，NCO112生成与输入信号的载波频率成分相似的载波频率信号，向混频器106输出，混频器106将传输频带的信号迁移成希望的基本频带的信号。
即，如果输入的传输频带里存在的载波信号成分的导频的频率和NCO112里产生的载波信号的频率成分完全一致的话，结束FLL过程。但是，实际上，由于NCO112的自然特性和受到传输线特性的影响，两个载波信号的频率只能够具有相似的频率成分，并不能够完全一致。因此，载波复原部109对互相不一致的频率成分进行补正，改变NCO112的频率，实现两个载波信号的频率一致。
结束FLL之前，上述符号抽出器505轮流输出1和-1，如果FLL结束，只输出1和-1中任意一个的信号。
像这样，符号抽出器505输出一定的信号，上述第1低域通过滤波器502、延迟器504、符号检测器505不动作，仍然只有第2低域通过滤波器503动作。
即，如果结束FLL过程，将会自动地进入清除两个载波信号之间的相位误差的PLL(Phase Locked Loop相位锁定循环)过程。
另一方面，上述DC清除器501只有接收FLL结束，显示形成载波同步的频率同步的Frequency Locking Indication Signal(频率锁定指示信号)后，才能够驱动。
因此，混频器106输入的基本频带的Q信号通过DC清除器501清除DC导频成分，将清除了DC导频成分的Q信号向第2低域通过滤波器503输入，第2低域通过滤波器503清除数据成分。
而且，通过乘法器506，将清除上述数据成分的Q信号作为相位及误差向循环滤波器111输出。上述循环滤波器111过滤相位误差，累计后，向NCO112输出，上述NCO112根据上述循环滤波器111的输出比例生成复合载波(COS，SIN)，向上述混频器105输出。
通过这样的过程，清除复合载波的相位误差。
图7是在Q信号里认可DC时，将现存技术和本发明的载波同步汇聚特性进行比较的模拟波形图。图8是在Q信号里认可DC时，将现存技术和本发明的符号复原器的汇聚特性进行比较的模拟波形图。
模拟中使用的DC值是0.5。
从图7中我们可以看出，根据现存技术认可的DC信号，载波同步的频率汇聚特性突然发生很大的变化。
这种载波同步的频率汇聚特性变化给后端的符号复原器带来很大的影响。如图8所示，从图中我们能够确认符号时钟复原同步的符号频率特性发生很大的变化。这个通过符号时钟的silp现象显示。
但是，观察适用本发明的FPED的载波复原部的频率汇聚特性，我们可以看出，认可DC前后的特性几乎没有什么差异。而且，载波复原部后端的符号复原器的符号时钟复原同步的符号频率特性没有发生太大的变化。
另一方面，本发明的FPED将DC清除器的信号平均化，检测DC信号，此时，载波的相位误差也具有一起平均化的效果，正常状态下，能够提高清除噪音的性能。
关于这一点通过图9的模拟波形图可以得到确认。
图9是认可远距离伴随波的频道，将现存技术和本发明的载波同步汇聚特性进行比较的模拟波形图。
VSB传送系统对于远距离伴随波(ghost)具有不好的特性。这是由于对于主信号，具有远伴随波(ghost)的数据模式抖动(data patternjitter)现象更严重的缘故。
从图9中我们可以看出，现存技术下在认可远距离伴随波的频道里存在非常严重的性能低下。但是，采用本发明提出的FPED的系统能够显著改善远距离伴随波的数据模式抖动现象。
通过上述的说明内容，相关工作人员完全可以在不偏离本项发明技术思想的范围内，进行多样的变更以及修改。
因此，本项发明的技术性范围并不局限于说明书上的内容，必须要根据权利范围来确定其技术性范围。
权利要求
1.一种DTV收信机的载波复原装置，其包括形成载波同步的频率同步以后驱动，将数字化的传输频带的I，Q信号变换成基本频带的I，Q信号，从混频器接收的基本频Q信号中清除D导频成分的DC清除器；从上述基本频带I信号中清除除了导频成分以外的数据成分的第1低域通过滤波器；从上述DC清除器输出的Q信号中清除数据成分的第2低域通过滤波器；将上述第1低域通过滤波器输出的导频成分的I信号变换成DC成分的延迟器；从上述延迟器的输出信号中抽出I信号的符号的符号抽出器；乘算清除上述I信号的符号和数据成分的Q信号，生成相位误差的乘法器。
2.如权利要求1所述的DTV收信机的载波复原装置，其特征在于上述DC清除器在载波同步的频率同步形成之前，最好将混频器接收的Q信号绕过(bypass)上述第2低域通过滤波器。
3.如权利要求1所述的DTV收信机的载波复原装置，其特征在于，还包括将上述乘法器生成的相位误差过滤累计的循环滤波器；根据上述循环滤波器输出的比例，生成复合载波，向上述混频器反馈的复合振荡器。
4.如权利要求1所述的DTV收信机的载波复原装置，其特征在于为将上述导频成分的I信号正确地变换成DC成分，上述延迟器将导频成分的I信号延迟一定时间。
5.如权利要求1所述的DTV收信机的载波复原装置，其特征在于，上述DC清除器还包括从混频器接收的Q信号清除移迁信号检波的Q信号的DC推断值的减法器；从上述减法器的输出信号里抽出残留DC成分的累算器；从上述残留DC成分算出Q信号的DC推断值，向上述减法器反馈的乘法器。
6.如权利要求5所述的DTV收信机的载波复原装置，其特征在于上述乘法器从上述累算器输出的残留DC值中乘算step振幅，算出Q信号的DC推断值。
7.如权利要求6所述的DTV收信机的载波复原装置，其特征在于上述step振幅越大，DC清除器的汇聚速度越快，正常状态的残留DC值增加；step振幅越小，残留DC值减少，DC清除器的汇聚速度变慢。
全文摘要
本发明涉及VSB方式的DTV收信机里的载波复原装置，在载波复原装置中频率相位误差检测器(FPED)的Q信号输入路径里，具备清除DC导频成分的DC清除器，能够改善VSB传送系统构造上的缺点——载波同步的追踪性能低下和远距离伴随波的数据模式抖动现象。因此，能够制造出即使在接收频道变化的情况下，也能够稳定动作的VSB收信机。
文档编号H04N5/44GK1780274SQ200410084330
公开日2006年5月31日 申请日期2004年11月18日 优先权日2004年11月18日
发明者金德 , 洪性龙, 金哉亨 申请人:上海乐金广电电子有限公司