专利名称：用于估计使用代码扩频的无线电发射中的噪声和干扰功率的无线电发射机－接收机及无 ...的制作方法
技术领域：
本发明涉及估计使用代码扩频的无线电发射中的噪声和干扰功率的无线电发射机-接收机及无线电发射-接收方法。
背景技术：
现有技术的无线电发射系统包括CDMA(码分多址)/TDD(时分复用)方法的无线电发射系统，当在基站通过多个天线执行分集接收时，其将移动台的发射功率控制误差抑制到低水平(例如，参考专利文献1)。
或者，在OFDM(正交频分复用)-CDMA通信中，存在这样的发射机-接收机其减少副载波之间的幅度差异并保持扩频码之间的正交性以改进多径环境中的发射效率(例如，参考专利文献2)。
作为另外一个示例，还存在OFDM-CDMA方法的通信终端设备，其补偿剩余相位误差(例如，参考专利文献3)。
另外，还存在这样的OFDM-CDMA方法的通信设备其防止解调信号误差率特性的恶化，而不损害发射效率(例如，参考专利文献4)。
还存在这样的多载波CDMA方法的多载波发射设备其既不需要宽频带，也不会在信号波形中导致高峰值(例如，参考专利文献5)。
还存在这样的OFDM通信设备其在DS副载波中排列经历了直接序列扩频的信息信号以改进发射效率，同时抑制信息信号的误差率特性(例如，参考专利文献6)。
还存在这样的蜂窝扩频通信系统，其中每个终端设备可以以高S/N与基站通信，并且可以增加每个小区中的同时通信数量(例如，参考专利文献7)。
还存在这样的OFDM-CDMA无线电通信设备其可以防止峰值功率的增加以及通信质量的恶化(例如，参考专利文献8)。
在一种估计使用CDMA的无线电发射设备中噪声及干扰功率的方法中，通过以在对导频信号扩频时未使用的扩频码对接收到的信号进行解扩频，从而估计噪声及干扰功率。考虑如下情形对其进行解释如图1所示，扩频码以扩频率4在时间轴上扩展。如下四个代码被用作扩频码代码1(1，1，1，1)代码2(1，1，-1，-1)代码3(1，-1，1，-1)代码4(1，-1，-1，1)。
代码1、代码2和代码3三个代码被用在导频信号的扩频中。如果码片间隔的信道冲激响应是h1、h2、h3和h4；并且在时间上对应于这些值的噪声和干扰分量是NI1、NI2、NI3和NI4，则可以用如下公式表示接收信号rr＝(h1+h2+h3+h4)+(h1+h2-h3-h4)+(h1-h2+h3-h4)+NI1+NI2+NI3+NI4＝(3h1+h2+h3-h4)+NI1+NI2+NI3+NI4由在导频信号的扩频中未使用的代码4扩展的解扩频信号d是d＝(3h1-h2-h3-h4)+NI1-NI2-NI3+NI4在这种情形中，如果h1≈h2≈h3≈h公式1成立，则有d≈NI1-NI2-NI3+NI公式2并且，因为只有噪声和干扰分量残留，所以可以通过找到该值的平方的均值来估计噪声和干扰功率。但是，当时间轴上的信道波动大时，h1≈h2≈h3≈h公式3不能实现，由此估计的精度降低。
在CDMA中，只在时间轴上执行扩频，但是其中在时间轴与频率轴上执行二维代码扩频的无线电发射方法包括MC-2D-CDMA(例如，参考非专利文献1)。在MC-2D-CDMA中，二维代码扩频有时被用于导频信号。这里假设使用这样的导频信号其以扩频率4在时间轴上扩展2码片且在频率轴上扩展2码片，如图2所示。如同CDMA的示例一样，这里考虑这样的情形代码1、代码2和代码3三个代码被用来扩展导频信号，并且通过使用代码4对接收信号解扩频来估计噪声和干扰功率。对应于图2中C0、C1、C2和C3的信道冲激响应值分别是h11、h21、h12和h22；噪声和干扰分量是NI11、NI21、NI12和NI22。此时对接收信号r和代码4进行卷积操作，其结果是解扩频信号dd＝(3h11+NI11)×1+(h21+NI21)×(-1)+(h12+NI12)×(-1)+(-h22+NI22)×1＝(3h11-h21-h12-h22)+NI11-NI21-NI12+NI22这里，如果h11≈h21≈h12≈h2公式4则有d≈NI11-NI21-NI12+NI2公式5并且，因为只有噪声和干扰分量残留，所以可以通过找到该值的平方的均值来估计噪声和干扰功率。
专利文献1日本在先公开专利公开No.2000-91986专利文献2日本在先公开专利公开No.2001-24618专利文献3日本在先公开专利公开No.2001-28557专利文献4日本在先公开专利公开No.2001-144724专利文献5日本在先公开专利公开No.2001-16837专利文献6日本在先公开专利公开No.2001-203664专利文献7日本在先公开专利公开No.2002-198902专利文献8日本在先公开专利公开No.2002-271296
非专利文献1The Proceedings of PIMRC 1999(PIMRC 1999会议文集)，pp.498-502。
但是，问题是，当在上述CDMA中通常使用的噪声和干扰功率估计方法不经改变就应用于经历了上述二维扩频的导频信号时，如果频率轴和时间轴上的信道波动都不是足够低的话，估计精度就会显著下降。例如，当几乎没有时间轴上的波动，即，当h11≈h12且h21≈h2公式6则d是d≈2h11-2h21+NI11-NI21-NI12+NI2公式7如果频率轴上的波动大，即，如果h11≈h公式8不能实现，则会残留信号分量，并且估计精度下降。如果在频率轴上没有波动，即，如果h11≈h21且h12≈h2公式9则d是d≈2h11-2h12+NI11-NI21-NI12+NI2公式10如果时间轴上的波动大，即，如果h11≈h1公式11不能实现，则会残留信号分量，并且估计精度下降。
发明内容
由于现有技术的上述问题，本发明的目的是提供一种即使在频率轴上的信道波动与时间轴上的信道波动中任一个大时也可以实现高精度噪声和干扰功率估计的无线电发射机-接收机。
为了解决上述问题，在本发明提供的第一无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在对导频符号进行扩频时所使用的扩频码以及在解扩频时所使用的解扩频码分配成使得它们在时间轴上的N个码片中正交。
在本发明提供的第二无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在对导频符号进行扩频时所使用的扩频码以及在解扩频时所使用的解扩频码分配成使得它们在频率轴上的M个码片中正交。
在本发明提供的第三无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在对导频符号进行扩频时所使用的扩频码以及在解扩频时所使用的解扩频码分配成使得它们或者在频率轴上的M个码片中正交，或者在时间轴上的N个码片中正交。
在本发明提供的第四无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第五无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第六无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在频率轴上的M个码片中并且在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第七无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则在接收机中包括用于检测频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动是否显著的装置，以及用于向发射机报告检测结果的装置；当时间轴上的信道波动显著时，将在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码；当频率轴上的信道波动显著时，将在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第八无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则在发射机中包括用于检测频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动是否显著的装置；当时间轴上的信道波动显著时，将在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码；当频率轴上的信道波动显著时，将在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第九无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则在接收机中包括用于检测频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动是否显著的装置，以及用于向发射机报告检测结果的装置；当时间轴上的信道波动显著时，将在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码；当频率轴上的信道波动显著时，将在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第十无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则在发射机中包括用于检测频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动是否显著的装置；当时间轴上的信道波动显著时，将在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码；当频率轴上的信道波动显著时，将在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
另外，延迟扩展(delay spread)可以被用作频率轴上信道波动的指标。
或者，相干波段(coherent band)可以被用作频率轴上信道波动的指标。
另外，多普勒频率可以被用作时间轴上信道波动的指标。
这样，本发明的无线电发射机-接收机即使在频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动大时，也能够实现高精度的噪声和干扰功率估计。
另外，当经历了二维扩频的导频信号被用来估计噪声和干扰功率时，导频信号的优选分配还可以实现更高精度的噪声和干扰功率估计。
图1是用于解释CDMA中扩频码的图。
图2是用于解释二维扩频中的扩频码的图。
图3示出了本发明第一、第二及第三实施例的无线电发射机-接收机的配置。
图4示出了本发明第四实施例的无线电发射机-接收机的配置。
具体实施例方式
接下来解释本发明的实施例。
图3是示出了本发明第一实施例的无线电发射机-接收机的配置的方框图。在实际的无线电发射机-接收机中，导频信号当然与数据复用并在发射机中被发射，并且在接收机中必须有用于解调数据的装置，但是为了简化的缘故，这里的解释将只是着重于导频信号的发射和接收。另外，将描述这样的示例其中导频信号以扩频率4在频率轴上扩展2码片且在时间轴上扩展2码片。在发射机101中，数据复制单元103产生导频信号SPI的四份拷贝，并且提供该输出作为并行导频信号SPPI(1)-SPPI(4)。并行/串行转换器104对并行导频信号SPPI(1)-SPPI(4)进行并行/串行转换，并且提供直接扩频输入信号SSPI(1)、SSPI(2)、SSPI(3)和SSPI(4)作为输出。扩频码分配单元105提供扩频码分配信号SCAL作为输出。扩频单元106接收直接扩频输入信号SSPI(1)、SSPI(2)、SSPI(3)和SSPI(4)以及扩频码分配信号SCAL作为输入，并且提供第一直接扩频输出信号SSPO1(1)、SSPO1(2)、SSPO1(3)和SSPO1(4)以及第二直接扩频输出信号SSPO2(1)、SSPO2(2)、SSPO2(3)和SSPO2(4)作为输出。复用单元107执行第一直接扩频输出信号SSPO1(1)、SSPO1(2)、SSPO1(3)和SSPO1(4)以及第二直接扩频输出信号SSPO2(1)、SSPO2(2)、SSPO2(3)和SSPO2(4)的代码复用，并且提供IFFT输入信号SIFFTI(1)、SIFFTI(2)、SIFFTI(3)和SIFFTI(4)作为输出。逆傅立叶变换单元108执行IFFT输入信号SIFFTI(1)、SIFFTI(2)、SIFFTI(3)和SIFFTI(4)的逆傅立叶变换，并且提供IFFT输出信号SIFFTO(1)、SIFFTO(2)、SIFFTO(3)和SIFFTO(4)作为输出。保护间隔加入器109向IFFT输出信号SIFFTO(1)、SIFFTO(2)、SIFFTO(3)和SIFFTO(4)加入保护间隔，并且提供发射信号STX(1)、STX(2)、STX(3)和STX(4)作为输出。
在接收机102处，保护间隔去除单元110从接收信号SRX(1)、SRX(2)、SRX(3)和SRX(4)中去除保护间隔，并且提供FFT输入信号SFFTI(1)、SFFTI(2)、SFFTI(3)和SFFTI(4)作为输出。傅立叶变换单元111执行FFT输入信号SFFTI(1)、SFFTI(2)、SFFTI(3)和SFFTI(4)的傅立叶变换，并且提供FFT输出信号SFFTO(1)、SFFTO(2)、SFFTO(3)和SFFTO(4)作为输出。并行/串行转换单元112执行FFT输出信号SFFTO(1)、SFFTO(2)、SFFTO(3)和SFFTO(4)的并行/串行转换，并且提供解扩频输入信号SDSPI(1)、SDSPI(2)、SDSPI(3)和SDSPI(4)作为输出。解扩频码分配单元113提供解扩频码分配信号SDCAL作为输出。解扩频单元114接收解扩频输入信号SDSPI(1)、SDSPI(2)、SDSPI(3)和SDSPI(4)以及解扩频码分配信号SDCAL作为输入，并且提供解扩频输出信号SDSPO作为输出。功率计算单元115接收解扩频输出信号SDSPO作为输入，估计噪声和干扰功率，并且提供估计功率信号作为输出。
通过上述操作实现噪声和干扰功率发估计。
第一实施例的一个突出特征是由扩频码分配单元105分配的两个扩频码在时间轴上正交于由解扩频码分配单元113分配的解扩频码。现在应用如图2所示的以扩频率4在频率轴上扩展2码片且在时间轴上扩展2码片的导频信号。如下四个代码被用作扩频码代码1(1，1，1，1)代码2(1，1，-1，-1)代码3(1，-1，1，-1)代码4(1，-1，-1，1)。
此时，代码1和代码3在时间轴上正交于代码2和代码4。这里，假设扩频码分配单元105将代码1和代码3分配为扩频码，而解扩频码分配单元113将代码2分配为解扩频码。对应于图2中C0、C1、C2和C3的信道冲激响应值假定分别是h11、h21、h12和h22，噪声和干扰分量是NI11、NI21、NI12和NI22。此时，通过对解扩频输入信号SDSPI(1)、SDSPI(2)、SDSPI(3)和SDSPI(4)与代码3进行卷积操作，解扩频输出信号SDSPO是SDSPO＝(2h11+NI11)×1+(0+NI21)×1+(2h12+NI12)×(-1)+(0+NI22)×(-1)＝(2h11-2h12)+NI11+NI21-NI12-NI22因此，如果时间轴上的信道波动小，即，如果h11≈h12且h21≈h2公式12则所述信号分量互相抵消。类似地，当扩频码分配单元105只分配代码1作为扩频码时，则SDSPO＝(h11+NI11)×1+(h21+NI21)×1+(h12+NI12)×(-1)+(h22+NI22)×(-1)＝(h11-h12)+(h21-h22)+NI11+NI21-NI12-NI22当扩频码分配单元105只分配代码3作为扩频码时，则SDSPO＝(h11+NI11)×1+(-h21+NI21)×1+(h12+NI12)×(-1)+(-h22+NI22)×(-1)＝(h11-h12)-(h21-h22)+NI11+NI21-NI12-NI22结果，如果时间轴上的信道波动小，即，如果h11≈h12且h21≈h2公式13则所述信号分量互相抵消。
如上所述，进行分配使得在对导频符号扩频时所使用的扩频码在时间轴上的N个码片中与在解扩频时所使用的解扩频码正交，这使得当时间轴上的信道波动小时，尽管频率轴上存在大的信道波动，也能实现高精度噪声和干扰功率估计。
接下来解释本发明的第二实施例。该无线电发射机-接收机的配置与第一实施例相同，该配置由图3的方框图所示。第二实施例和第一实施例的区别在于由扩频码分配单元105分配的两个扩频码在频率轴上正交于由解扩频码分配单元113分配的解扩频码。现在假设使用这样的导频信号其以扩频率4在频率轴上扩展2码片且在时间轴上扩展2码片，如图2所示。如下四个代码被用作扩频码代码1(1，1，1，1)代码2(1，1，-1，-1)代码3(1，-1，1，-1)
代码4(1，-1，-1，1)。
此时，代码1和代码2在频率轴上正交于代码3和代码4。扩频码分配单元105将代码1和代码2分配为扩频码，而解扩频码分配单元113将代码3分配为解扩频码。对应于图2中C0、C1、C2和C3的信道冲激响应值分别是h11、h21、h12和h22，噪声和干扰分量是NI11、NI21、NI12和NI22。此时，通过对解扩频输入信号SDSPI(1)、SDSPI(2)、SDSPI(3)和SDSPI(4)与代码3进行卷积操作，解扩频输出信号SDSPO是SDSPO＝(2h11+NI11)×1+(2h21+NI21)×(-1)+(0+NI12)×1+(0+NI22)×(-1)＝(2h11-2h21)+NI11-NI21+NI12-NI22结果，如果频率轴上的信道波动小，即，如果h11≈h21且h12≈h2公式14则信号分量互相抵消。类似地，当扩频码分配单元105只分配代码1作为扩频码时，则SDSPO＝(h11+NI11)×1+(h21+NI21)×(-1)+(h12+NI12)×1+(h22+NI22)×(-1)＝(h11-h21)+(h12-h22)+NI11-NI21+NI12-NI22如果扩频码分配单元105只分配代码2作为扩频码时，则SDSPO＝(h11+NI11)×1+(h21+NI21)×(-1)+(-h12+NI12)×1+(-h22+NI22)×(-1)＝(h11-h21)-(h12-h22)+NI11-NI21+NI12-NI22这样，如果频率轴上的信道波动小，即，如果h11≈h21且h12≈h2公式15则信号分量互相抵消。
如上所述，进行分配使得在对导频符号扩频时所使用的扩频码在频率轴上的M个码片中与在解扩频时所使用的解扩频码正交，这使得只要频率轴上的信道波动小，即使时间轴上的信道波动大，也能实现高精度噪声和干扰功率估计。
接下来解释本发明的第三实施例。该无线电发射机-接收机的配置与第一和第二实施例的配置相同，如图3的方框图所示。但是，扩频单元106的输出只有第一直接扩频输出信号SSPO1(1)、SSPO1(2)、SSPO1(3)和SSPO1(4)。另外，第三实施例与第一和第二实施例的差别在于由扩频码分配单元105所分配的扩频码在频率轴且在时间轴上正交于由解扩频码分配单元113所分配的解扩频码。现在假设使用这样的导频信号其以扩频率4在频率轴上扩展2码片且在时间轴上扩展2码片，如图2所示。如下四个代码被用作扩频码代码1(1，1，1，1)代码2(1，1，-1，-1)代码3(1，-1，1，-1)代码4(1，-1，-1，1)。
此时，代码1在频率轴且在时间轴上正交于代码4。代码3和代码4之间也存在这种关系。扩频码分配单元105将代码1分配为扩频码，而解扩频码分配单元113将代码4分配为解扩频码。对应于图2中C0、C1、C2和C3的信道冲激响应值分别是h11、h21、h12和h22，噪声和干扰分量是NI11、NI21、NI12和NI22。此时，通过对解扩频输入信号SDSPI(1)、SDSPI(2)、SDSPI(3)和SDSPI(4)与代码4进行卷积操作，解扩频输出信号SDSPO是SDSPO＝(h11+NI11)×1+(h21+NI21)×(-1)+(h12+NI12)×(-1)+(h22+NI22)×1＝(h11-h21-h12+h22)+NI11-NI21-NI12+NI22结果，如果频率轴和时间轴中任一轴上的信道波动小，即，如果h11≈h21且h12≈h22与h11≈h12且h21≈h2公式15中任意一个成立，则信号分量互相抵消。
如上所述，进行分配使得在对导频符号扩频时所使用的扩频码在频率轴上的M个码片中或者在时间轴上的N个码片中与在解扩频时所使用的解扩频码正交，这也使得如果频率轴上的信道波动与时间轴上的信道波动两者中任意一个小，则能实现高精度噪声和干扰功率估计。
图4是示出了本发明第四实施例的无线电发射机-接收机的配置的方框图。该图与作为第一至第三实施例方框图的图3的区别在于在发射机201中包括了信道波动信息接收机203，用于接收信道波动信息信号SRCHI作为输入，再现信道波动信息，并且提供该信息作为再现信道波动信息SRECHI；扩频码分配单元204基于再现信道波动信息SRECHI确定扩频码的分配。
在接收机202中包括信道波动检测单元205，用于接收接收信号SRX(1)、SRX(2)、SRX(3)和SRX(4)作为输入，检测信道波动，并提供检测结果作为信道波动信息SCHI；包括信道波动信息发射机206，用于接收信道波动信息SCHI作为输入，并提供发射信道波动信息SSCHI作为输出；解扩频码分配单元207基于信道波动信息SCHI确定解扩频码的分配。
在解扩频码分配单元207中基于信道波动信息SCHI实现分配，在扩频码分配单元204中基于已经再现了信道波动信息SCHI的再现信道波动信息SRECHI实现分配，从而当时间轴上的信道波动大于频率轴上的信道波动时扩频码与解扩频码在频率轴上的M个码片中正交，并且当频率轴上的信道波动大于时间轴上的信道波动时扩频码与解扩频码在时间轴上的N个码片中正交。
通过上述操作，可以根据信道波动实现代码分配以使得可以实现更高精度的噪声和干扰功率估计。
另外，当通过使用经历了二维扩频的导频信号估计噪声和干扰功率时，导频信号的优选分配使得能够实现更高精度的噪声和干扰功率估计。
权利要求
1.一种无线电发射机-接收机，其中通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在所述发射机中，在所述接收机中，在对导频信号扩频时未使用的扩频码被用作为解扩频码以将接收信号解扩频，然后估计噪声和干扰功率；其中将在对导频符号进行扩频时所使用的所述扩频码以及在解扩频时所使用的所述解扩频码分配成使得它们至少只在时间轴上的N个码片中和/或只在频率轴上的M个码片中正交。
2.根据权利要求1所述的无线电发射机-接收机，其中如下代码中的至少一个被优选地分配为在对导频符号扩频时所使用的所述扩频码在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的所述解扩频码的代码，和/或在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的所述解扩频码的代码。
3.根据权利要求1所述的无线电发射机-接收机，还包括用于检测频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动是否显著的装置；其中当时间轴上的信道波动显著时，在频率轴上的M个码片中正交的代码被分配为在对导频符号扩频时所使用的所述扩频码；当频率轴上的信道波动显著时，在时间轴上的N个码片中正交的代码被分配为在对导频符号扩频时所使用的所述扩频码。
4.根据权利要求3所述的无线电发射机-接收机，其中延迟扩展被用作为频率轴上信道波动的指标。
5.根据权利要求3所述的无线电发射机-接收机，其中相干波段被用作为频率轴上信道波动的指标。
6.根据权利要求3所述的无线电发射机-接收机，其中多普勒频率被用作为时间轴上信道波动的指标。
7.一种无线电发射及接收方法，其中通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，在接收机中，在对导频信号扩频时未使用的扩频码被用作为解扩频码以将接收信号解扩频，然后估计噪声和干扰功率；其中将在对导频符号进行扩频时所使用的所述扩频码以及在解扩频时所使用的所述解扩频码分配成使得它们至少只在时间轴上的N个码片中和/或只在频率轴上的M个码片中正交。
全文摘要
一种无线电发射机－接收机，其中在发射机中所使用的导频符号通过M×N码片长度的扩频码经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)，在接收机中，在对导频信号进行扩频时未使用的扩频码被用作为解扩频码以将接收信号解扩频，然后估计噪声和干扰功率。将用来对导频符号扩频的扩频码与解扩频时所使用的解扩频码分配成使得它们在时间轴上的N个码片中正交。
文档编号H04J13/00GK1701548SQ200480000760
公开日2005年11月23日 申请日期2004年4月26日 优先权日2003年4月24日
发明者鹿仓义一, 吉田尚正, 新博行, 前田规行 申请人:日本电气株式会社, 株式会社Ntt都科摩