专利名称：估算噪声功率的方法和噪声功率估算装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种估算噪声功率的方法和噪声功率估算装置，并最好是应用在例如射频接收器装置上。
背景技术：
在多载波码分多址(MC-CDMA，multi carrrier-code division multiple access)中，存在一种扩展方法。在此方法中，将信息数据流用给定的扩展码序列扩展之后，每个码片都映射到不同的副载波上。
图1为展示正在进行频域扩展的MS-CDMA包结构的示意图。此处，主导频信道(P-PICH，primary-pilotchannel)以斜线显示，专用导频信道(D-PICH，dedicated-pilot channel)以点状网孔表示，专用物理信道(DPCH，dedicated physical channel)以白背景表示。P-PICH是用于搜寻基站和同步跟踪的导频，D-PICH是用于SIR(signal tointerference ratio，信号干扰比)信噪比估算、DPCH信道估算以及多普勒频率估算的导频，其中，SIR是用于自适应射频参数控制的。
在本图展示的这些包中，一帧(54个字符)由2个时隙组成。在一帧中，P-PICH、D-PICH以及DPCH是时分排列的。正如从图中看到的，一帧中排列了4个用于D-PICH的字符。
传统上，为了对诸如自适应调制或资源分配进行理想的控制，适当地测量接收信号的质量是必需的，并且噪声功率可以用于接收到的信号的质量。噪声功率包括接收器内部生成的热噪声和经由传播路径上其它基站的干扰而生成的噪声。将具有所述包结构的D-PICH用于每一帧的噪声功率(参作“N+Iother)估算。接下来对传统的噪声功率(参作“N+Iother)估算进行描述。
图2为展示传统接收系统结构的方框图。在图中，射频处理部件11通过天线接收从通信伙伴发送来的信号，对接收到的信号进行预定的射频处理，如下变频和AD转换，并将射频处理后的信号输出至GI消除部件12。GI消除部件12去除从信号处理部件11输出的信号的保护间隔，并将处理后的信号输出至FFT部件13。FFT部件13通过对GI消除部件12输出的信号进行快速傅立叶变换来捕获每个副载波上发送的信号。将在每个副载波捕获到的信号输出至导频提取部件14。
导频提取部件14对从FFT部件13输出的每个副载波的信号提取时间复用导频信道(PICH)，并将提取出的PICH输出至噪声功率估算部件15。另一方面，将不包括PICH的信号输出至P/S转换器16。
噪声功率估算部件15基于从导频提取部件14输出的PICH来估算噪声功率。噪声估算部件15的细节将在以后描述。
P/S转换器对从导频提取部件14输出的不包括PICH的信号进行P/S转换处理，并将P/S转换后的信号输出至解扩展部件17。解扩展部件17通过乘以预定的扩展码来对P/S转换后的信号进行解扩展处理，并将解扩展后的信号输出至解调制部件18。解调制部件18对从解扩展部件17输出的解扩展信号进行解调制处理，并将它们输出至解码部件19。解码部件19对从解调制部件18输出的信号进行解码处理，如turbo解码等，并将它们输出至误差检测部件20。误差检测部件20对从解码部件19输出的信号进行误差检测，如果没有检测到误差，就将数据输出。
图3为展示在传统装置中的噪声功率估算部件15内部结构的方框图。加法器21使用从导频提取部件14输出的PICH，计算在时间方向上副载波i的导频字符相关/同相相加的值(ξi)，并将每个副载波的计算结果输出至延迟器件22-1(在图中示为“D”)和乘法器23-1。
延迟器件22-1对从加法器21输出的各个副载波的ξ进行延迟，直到下一个ξ输入，并将获得的ξ输出到延迟器件22-2和乘法器23-2。将这些操作相似地施加到延迟器件22-2至22-4，这些延迟器件分别对从加法器21输出的ξi-2至ξi+1(i定义在从0至767的范围之内)分别延迟1，以将ξ输出到与每个延迟器件相连的乘法器中。然而，从延迟器件22-2到乘法器没有输出。在此种情况下，假定使用了768个副载波，并对768个ξ进行延迟处理。
乘法器23-1至23-4包含预先逻辑计算过的预定系数，各个预定系数与分别输入的ξ相乘，并输出至加法器24。加法器24对其中的4个输入相加，并输出至平方器件25。平方器件25对从加法器24输出的值进行平方计算以计算各个副载波的噪声功率。累加器26对从平方器件25输出的各个副载波的噪声功率进行累加，并将累加结果输出至乘法器27。乘法器27将从累加器26输出的相加后的值乘以预定系数以计算“N+Iother”。
图4为基于时间和副载波之间的关系对PICH进行说明的图示。在该图中，垂直坐标表示副载波的编号(副载波ii＝0到Nc-1)，水平坐标表示时间，PICH显示为ri，j。此处，Nc为所用的副载波的号码。标记ri，j为副载波i的PICH字符i的接收信号相关性值，并从其中消除了扰频码和导频字符图案(pattern)。例如，从副载波1发送的PICH为r1，0、r1，2、r1，2、r1，3。
然后，将使用公式来对在噪声功率估算部件15之内进行的算法进行描述。在加法器21中，通过使用ri，j来获得各个副载波在时间方向上的导频字符相关/同相相加的值(ξ)。更明确地，该值是通过以下的公式获得的[公式1]ξi=14Σj=03ri,j···(1)]]>或者，通过使用噪声分量ni和信道变化分量hi，ξi可以表示为ξi＝hi+ni。把在加法器21中计算出的ξi依次发送到延迟器件22-1和乘法器23-1。
通过将重点放在如下的副载波i上，我们将明确地找出″N+Iother″。此处，将对通过使用两个相邻副载波的平均的ξ来计算每一副载波的噪声功率的情况进行描述[公式2]ϵi-0.5=12(hi-1+ni-1)+12(hi+ni)···(2)]]>[公式3]ϵi+0.5=12(hi+ni)+12(hi+1+ni+1)···(3)]]>此处，εi-0.5和εi+0.5是副载波号i-1和i以及副载波号i和i+1各自的ξ的平均值。假定是在没有噪声的条件下并且相邻副载波之间的相关性为1，εi-0.5减去εi+0.5所获得的值为零。因此认为所获得的差值为噪声分量。通过对由此获得的噪声分量取平方来得到副载波i的噪声功率。更明确地，这可以通过以下的公式(4)表示[公式4]σi＝|εi-0.5-εi+0.5|2…(4)从公式(2)和公式(3)可以得出以下的公式(5) σi=|12(hi-1-hi+1)+12(ni-1-ni+1)|2···(5)]]>在此情况下，对于副载波i-1到i+1来说相邻副载波之间的相关性不必定是1，由此就可能是信道变化h产生差的情况。换言之，既然hi-1减去hi+1所获得的值不为零，需要得出的σi就产生了误差。因此，为减少由信道变化产生的误差而做的修正，获得了以下的公式(6)[公式6]σi′=|12(hi-1-hi+1)+12(ni-1-ni+1)-12(h^i-1-h^i+1)|2···(6)]]>此处，h^i-1为通过多个与副载波i-1相邻的副载波的ξ取平均而获得的值，并可以由以下的公式(7)获得[公式7]h^i-1=12(ϵi-1.5+ϵi-0.5)]]>=12{12(hi-2+ni-2)+12(hi-1+ni-1)+12(hi-1+ni-1)+12(hi+ni)}]]>=14(hi-2+2hi-1+hi+ni-2+2ni-1+ni)···(7)]]>另一方面，h^i+1是由以下的公式(8)获得[公式8]h^i+1=12(ϵi+0.5+ϵi+1.5)]]>=14(hi+2hi+1+hi+2+ni+2ni+1+ni+2)···(8)]]>这样，通过使用跨越多个副载波的ξ来进行取平均操作，可以更精确地得出h，从而减少σi的误差。将公式(7)和公式(8)代入公式(6)以获得下面所示的公式(9)[公式9]σi′=(18)2|-(hi-2-hi)+2(hi-1-hi+1)-(hi-hi+2)-ni-2+2ni-1-2ni+1+ni+2|2···(9)]]>
此处，假定各个信道变化分量之差是相等的，即hi-1-hi+1＝hi-2-hi＝hi-hi+2＝Δ，以下公式(10)的关系满足[公式10]2Δ＝2(hi-1-hi+1)＝(hi-2-hi)+(hi-hi+2) …(10)使用公式(10)进行公式(9)的近似计算而得到公式(11)[公式11]σi′=(18)2|-ni-2+2ni-1-2ni+1+ni+2|2···(11)]]>公式(11)表示了在平方器件25中进行的算法，并且实际上，计算是用ξ替换掉n来执行的。
σi′=(18)2|-ξi-2+2ξi-1-2ξi+1+ξi+2|2···(12)]]>在此公式中，各个ξ的系数分别是由乘法器23-1至23-4设置的系数。换言之，一部分使用公式(12)的计算是在这些乘法器中进行的。把在平方器件25之内计算的结果输出至累加器26。由此，假如在公式(11)中ni-2至ni+2满足高斯分布的概率分布，并且平均功率表示成(na)2，则其可以由公式(13)表示[公式13]σi′=(18)2·9(na)2···(13)]]>假定α＝(1/8)2(9)，噪声功率(″N+Iother″)可以表示为[公式14]N+Iother=4α·(σ2′′+σ3′′+σ4′′···+σNc-3′′)/Nc-4···(14)]]>在此情况下，在累加器26中进行对从平方器件25输出的σ′的累加操作，在乘法器27中乘以4/((Nc-4)×α)，从而估算出″N+Iother″。此处，既然ξ是使用4个导频字符进行取平均操作而获得的，乘以4的原因就是要将该值反映成每一帧的噪声功率(″N+Iother″)。此外，除以(Nc-4)的原因是累加的σ′的数量是以(Nc-4)给出的，并由此准备进行取平均操作。
传统上就是通过所述方法来实现噪声功率估算的。
然而，在估算噪声功率的所述传统处理中，存在一个问题，即当在频率选择性衰落或类似的影响下各个副载波的信道变化很大时，不能精确地估算噪声功率。
发明内容
本发明的目的是提供一个估算噪声功率的方法和噪声估算装置，改善噪声功率的估算准确性，即使相邻副载波之间的相关性由于频率选择性衰落而很低。
所述目的是通过在对每一帧的噪声功率进行估算时，重复地将不同副载波内的信道变化的差值进行多次修正来实现的。
附图简述图1为MC-CDMA的包结构示意图；图2为展示传统接收系统结构的方框图；图3为展示传统噪声功率估算部件的内部结构的方框图；图4为用PICH在时间和副载波之间的关系来对其进行展示的图示；图5为展示根据本发明实施例1的噪声功率估算部件的内部结构的方框图；图6为展示根据本发明实施例2的接收系统结构的方框图；图7为展示根据本发明实施例2的噪声功率估算部件的内部结构的方框图；图8为展示根据本发明实施例3的噪声功率估算部件的内部结构的方框图；图9为展示根据本发明实施例4的噪声功率估算部件的内部结构的方框图；和图10为展示根据本发明实施例5的接收系统结构的方框图。
具体实施例方式
参照随后的附图对本发明的实施例进行描述。
(第一实施例)图5为展示根据本发明第一实施例的噪声功率估算部件的内部结构的方框图。然而，在该图中，将与图3中相同的附图标记分配给通常是出现在图3中的元件，并省略其中的细节解释。图5与图3的不同点是延迟器件和乘法器的数量分别增加了，并且乘法器202-1至202-6和乘法器203的系数改变了。
加法器21使用从导频提取部件14输出的PICH，计算在时间方向上副载波i的导频字符相关/同相相加的值(ξi)，并将每个副载波的计算结果输出至延迟器件(在图中示为“D”)201-1和乘法器202-1。
延迟器件201-1至201-6分别对从加法器21一个接一个输出的ξi-3至ξi+2(i＝0至767)延迟，并将延迟后的ξ输出到与延迟器件分别相连的乘法器中。然而，从延迟器件201-3到乘法器没有输出。
预定系数是预先设置的，乘法器202-1至202-6将分别输入的ξ乘以预定的系数，并将相乘后的值输出至加法器24。
乘法器203将从累加器26输出的值乘以4/((Nc-6)α)以计算″N+Iother″。此处，Nc为使用的副载波的数量，α为常量。
然后，将使用公式对在所述噪声功率估算部件中进行的算法进行描述。然而，既然公式(1)至(9)的处理与所述都是相同的，将对公式(9)之后的操作进行描述。在公式(9)中，进一步引入与公式(6)相同的修正以减少由信道变化分量h导致的误差。这是因为，当由于频率选择性衰落而出现副载波之间的漂移时，降低相邻副载波之间的相关性以增加通过从其中减去在副载波之间产生的信道变化分量而获得的值，由此，修正的目的是以更高的准确性来估算噪声功率。在公式(9)中引入修正得出如下所示的公式(15)[公式15]σi′′=(18)2|{-(hi-2-hi)+2(hi-1-hi+1)-(hi-hi+2)}-{-(h^i-2-h^i)+2(h^i-1-h^i+1)-(h^i-h^i+2)}]]>-ni-2+2ni-1-2ni+1+ni+2|2…(15)将公式(15)展开获得公式(16)[公式16]σi′′=(18)2(14)2|(hi-3-hi-1)-4(hi-2-hi)+6(hi-1-hi+1)-4(hi-hi+2)+(hi+1-hi+3)]]>+ni-3-4ni-2+5ni-1-5ni+1+4ni+2-ni+3|2…(16)
此处，假定各个信道变化分量之差是相等的，即hi-1-hi+1＝hi-3-hi-1＝hi-2-hi＝hi-hi+2＝hi+1-hi+3＝Δ，以下公式(17)的关系是满足的[公式17]6Δ＝6(hi-1-hi+1)＝-(hi-3-hi-1)+4(hi-2-hi)+4(hi-hi+2)-(hi+1-hi+3) …(17)使用公式(17)约计公式(16)得出以下的公式(18)[公式18]σi′′=(132)2|ni-3-4ni-2+5ni-1-5ni+1+4ni+2-ni+3|2···(18)]]>实际上，该公式(18)的计算是通过用ξ替换掉n来执行的。
σi′′=(132)2|ξi-3-4ξi-2+5ξi-1-5ξi+1+4ξi+2-ξi+3|2···(19)]]>乘法器202-1至202-6设置的系数与公式(19)中出现的各个ξ的系数是相同的，并且这些系数的值反映二次修正。此外，对ξ的加法操作是在加法器24中进行的，相加后的值在平方器件25中取平方。此处，假设在公式(18)中，ni-3至ni+3满足高斯分布的概率分布，并且平均功率以(na)2表示，则其可以由公式(20)表示[公式20]σi′′=(132)2·84(na)2···(20)]]>假定α＝(1/32)2(84)，噪声功率(″N+Iother″)表示为[公式21]N+Iother=4α·(σ3′′+σ4′′+σ5′′···+σNc-4′′)/Nc-6···(21)]]>在累加器26中对从平方器件25输出的σ″进行累加操作，并在乘法器203中乘以4/((Nc-6)α)。(Nc-6)为累加的σ″的数量。
如此，根据本实施例，可以通过在噪声功率估算处理期间引入两次修正来减少由信道变化产生的误差，并由此实现了噪声功率估算的准确性，即使相邻副载波之间的相关性由于频率选择性衰落而降低了。
(第二实施例)第一实施例说明了当计算每一个副载波的噪声功率时，使用通过对相邻两个副载波的ξ取平均而获得的ξ的情况，第二实施例将说明使用通过对相邻的四个副载波的ξ取平均而获得的ξ的情况。
图6为展示根据本发明第二实施例的接收系统结构的方框图。然而，将与图2中相同的附图标记分配给通常是出现在图2中的元件，并省略其中的细节解释。延迟扩展判定部件201基于从射频处理部件11输出的信号(接收到的信号)产生延迟轮廓(delay profile)，以测量多径扩展(延迟扩展)的电平。
测量结果表示频率选择性衰落的条件，可以用它来判断相邻副载波的相关性的电平。
更明确地，延迟扩展判定部件201基于测量结果来确定相邻副载波的相关性电平，并将评定结果输出至噪声功率评价部件202。
噪声功率估算部件202基于由延迟扩展判定部件201的评定结果来改变用于取平均操作的ξ。换言之，当副载波之间的相关性高时，通过增加用于取平均操作的ξ的数量，提高了噪声功率估算估算的准确性。另一方面，当副载波之间的相关性低时，可以通过减少用于取平均操作的ξ的数量来阻止由信道变化的差值导致的误差的增加。在第二实施例，与第一实施例相比，副载波之间的相关性设置的更高，用于取平均操作的ξ的数量增加到4。
图7为展示根据本发明第二实施例的噪声功率估算部件的内部结构的方框图。在本图中，将与图5中相同的附图标记分配给通常是出现在图5中的元件，并省略其中的细节解释。图7与图5的不同点在于加法器301替换了加法器21，延迟器件和乘法器的数量分别增加了，并且乘法器303-1至303-12以及乘法器304的系数改变了。
使用公式对图7所示的噪声功率估算部件202提供的算法进行描述。此处，将将重点放在副载波i上来描述特定的算法[公式22]ϵi-0.5=14(hi-2+ni-2)+14(hi-1+ni-1)+14(hi+ni)+14(hi+1+ni+1)···(22)]]>[公式23]
ϵi+0.5=14(hi-1+ni-1)+14(hi+ni)+14(hi+1+ni+1)+14(hi+2+ni+2)···(23)]]>与第一实施例相似，将εi-0.5减去εi+05而获得的差值取平方以获得副载波i的噪声功率。
σi＝|εi-0.5-εi+0.5|2…(24)将公式(22)和(23)代入公式(24)并且将所得公式简化，以得到下面的公式(25)σi=|14(hi-2-hi+2)+14(ni-2-ni+2)|2···(25)]]>此处，将修正加到公式(25)中以减少由信道变化产生的误差[公式26]σi′=|14(hi-2-hi+2)+14(ni-2-ni+2)-14(h^i-2-h^i+2)|2···(26)]]>h^i-2和h^i+2分别由以下的公式(27)和公式(28)表示[公式27]h^i-2=12(ϵi-2.5+ϵi+1.5)]]>=12{14(hi-4+ni-4)+14(hi-3+ni-3)+14(hi-2+ni-2)+14(hi-1+ni-1)]]>+14(hi-3+ni+3)+14(hi-2+ni-2)+14(hi-1+ni+1)+14(hi+ni)}]]>=18(hi-4+2hi-3+2hi-2+2hi-1+hi+ni-4+2ni-3+2ni-2+2ni-1+ni)···(27)]]>[公式28]h^i+2=12(ϵi+1.5+ϵi+2.5)]]>=18(hi+2hi+1+2hi+2+2hi+3+hi+4+ni+2ni+1+2ni+2+2ni+3+ni+4)···(28)]]>将公式(27)和公式(28)代入公式(26)获得公式(29)[公式29]σi′=(132)2|{-(hi-4-hi)-2(hi-3-hi+1)+6(hi-2-hi+2)-2(hi-1-hi+3)-(hi-hi+4)}]]>
+{-ni-4-2ni-3+6ni-2-2ni-1+2ni+1-6ni+2+2ni+3+ni}|2…(29)考虑到频率选择性衰落，对公式(29)进一步引入修正，用以降低信道变化分量的影响。
σi′′=(132)2|{-(hi-4-hi)-2(hi-3-hi+1)+6(hi-2-hi+2)-2(hi-1-hi+3)-(hi-hi+4)}]]>-{-(h^i-4-h^i)-2(h^i-3-h^i+1)+6(h^i-2-h^i+2)-2(h^i-1-h^i+3)-(h^i-h^i+4)}]]>+{-ni-4-2ni-3+6ni-2-2ni-1+2ni+1-6ni+2+2ni+3+ni+4}|2…(30)将公式30展开获得以下的公式(31)[公式31]σi′′=(132)2(18)2|{(hi-6-hi-2)+4(hi-5-hi-1)-8(hi-4-hi)-20(hi-3-hi+1)+46(hi-2-hi+2)]]>-20(hi-1-hi+3)-8(hi-hi+4)+4(hi+1-hi+5)+(hi+2-hi+6)}+{ni-6+4ni-5-8ni-4-20ni-3+45ni-2-24ni-1+24ni+1-45ni+2+20ni+3+8ni+4-4ni+5-ni+6}|2…(31)此处，假定各个信道变化分量之差是相等的，得到以下的公式(32)[公式32]46Δ＝46(hi-2-hi+2)＝-(hi-6-hi-2)-4(hi-5-hi-1)+8(hi-4-hi)+20(hi-3-hi+1)+20(hi-1-hi+3)+8(hi-hi+4)-4(hi+1-hi+5)-(hi+2-hi+6)…(32)使用公式(32)对公式(31)近似以获得以下的公式(33)[公式33]σi′′=(132)2(18)2|ni-6+4ni-5-8ni-4-20ni-3+45ni-2-24ni-1+24ni+1-45ni+2]]>+20ni+3+8ni+4-4ni+5-ni+6|2…(33)实际上，此公式(33)的计算是用ξ替换掉n来执行的。用于获得平方的计算操作是在平方器件25中进行的[公式34]
σi′′=(1256)2|ξi-6+4ξi-5-8ξi-4-20ξi-3+45ξi-2-24ξi-1+24ξi+1-45ξi+2]]>+20ξi+3+ξi+4-4ξi+5-ξi+6|2…(34)乘法器303-1至303-12设置的系数与公式(34)表示的各个ξ的系数相同，系数的值反映两次修正。此外，ξ的加法操作是由加法器24进行的，相加后的值在平方器件25中取平方。
此处，假如在公式(33)中ni-6至ni+6满足高斯分布的概率分布，并且将平均功率表示成(na)2，则其可以由公式(35)表示[公式35]σi′′=(1256)2·6164na2···(35)]]>假定α＝(1/256)2(6164)，则噪声功率(″N+Iother″)表示为[公式36]N+Iother=4α·(σ6′′+σ7′′+σ8′′···+σNc-7′′)/Nc-12···(36)]]>在累加器26中进行对从平方器件25输出的σ″的累加操作，并在乘法器304中乘以4/((Nc-8)α)。(Nc-8)为累加的σ″的数量。
如此，根据本实施例，当在获得每一副载波的噪声功率的计算中对相邻的四个副载波的ξ取平均时，可以通过在噪声功率估算处理期间引入两次修正来减少由信道变化产生的误差，并由此实现了噪声功率估算的准确性，即使相邻副载波之间的相关性由于频率选择性衰落而降低了。
(第三实施例)第一实施例说明了在估算噪声功率的处理期间两次进行修正操作的情况，第三实施例将说明在估算噪声功率的处理期间进行三次修正操作的情况。
图8为展示根据本发明第三实施例的噪声功率估算部件的内部结构的方框图。在该图中，将与图5中相同的附图标记分配给通常是出现在图5中的元件，并省略其中的细节解释。图8与图5的不同点在于延迟器件和乘法器的数量分别增加了，并且乘法器402-1至402-8以及乘法器403的系数改变了。
使用公式对图8中所示的噪声功率估算部件提供的算法进行描述。此处，将重点放在副载波i上来描述特定的算法。然而，既然出自本例的直到公式(16)的操作都与第一实施例中的相同，所以对获得公式(16)之后的操作进行描述。
在第三实施例中，进一步对公式(16)增加额外的修正，此后，与所述每个实施例相似地执行展开和近似获得以下的公式(37)[公式37]σi′′′=(132)2(14)2|-ni-4+6ni-3-14ni-2+14ni-1-14ni+1+14ni+2-6ni-3+ni+4|2···(37)]]>实际上，用ξ替换n来执行此公式(37)的计算。
σi′′′=(1128)2|-ξi-4+6ξi-3-14ξi-2+14ξi-1-14ξi+1+14ξi+2-6ξi+3+ξi+4|2···(38)]]>乘法器402-1至402-8设置的系数与公式(38)表示的各个ξ的系数相同，并且系数的值反映进行的三次修正。此外，对ξ的加法操作是在加法器24中进行的，相加后的值在平方器件25中取平方。此处，假如在公式(37)中ni-4至ni+4满足高斯分布的概率分布，并且平均功率表示成(na)2，则其可以由公式(39)表示为[公式39]σi′′′=(1128)2·858na2···(39)]]>此处，假定α＝(1/128)2(858)，则噪声功率(″N+Iother″)表示为[公式40]N+Iother=4α·(σ4′′+σ5′′+σ6′′···+σNc-5′′)/Nc-8···(40)]]>如此，根据本实施例，可以进一步通过在噪声功率估算处理期间加入三次进行的修正来实现噪声功率估算的准确性。
(第四实施例)第三实施例说明了以计算副载波的噪声功率时，使用对相邻的两个副载波的ξ取平均而获得的ξ的结构，在估算噪声功率的处理期间进行三次修正操作的情况，第四实施例将说明在使用对相邻的四个副载波的ξ取平均而获得的ξ的情况下，在估算噪声功率的处理期间进行三次修正操作的情况。
图9为展示根据本发明第四实施例的噪声功率估算部件的内部结构的方框图。在该图中，将与图5中相同的附图标记分配给通常是出现在图5中的元件，并省略其中的细节解释。图9与图5的不同点在于延迟器件和乘法器的数量分别增加了，并且乘法器502-1至502-16以及乘法器503的系数改变了。
使用公式对图9中所示的噪声功率估算部件提供的算法进行描述。
此处，将重点放在副载波i上来描述特定的算法。然而，既然出自本例的直到公式(31)的操作都与第二实施例中的相同，所以对获得公式(31)之后的操作进行描述。在第四实施例中，进一步对公式(31)增加额外的修正，此后，与所述每个实施例相似地，执行展开和近似获得以下的公式(41)[公式41]σi′′′=(1256)2(18)2|-ni-8-6ni-7+6ni-6+58ni-5-62ni-4-174ni-3+366ni-2-238ni-1]]>+238ni+1-366ni+2+174ni+3+62ni+4-58ni+5-6ni+6+6ni+7+ni+8|2…(41)实际上，用ξ替换n来执行此公式(41)的计算。
σi′′′=(12048)2|-ξi-8-6ξi-7+6ξi-6+58ξi-5-62ξi-4-174ξi-3+366ξi-2-238ξi-1]]>+238ξi+1-366ξi+2+174ξi+3+62ξi+4-58ξi+5-6ξi+6+6ξi+7+ξi+8|2…(42)乘法器502-1至502-16设置的系数与公式(42)表示的各个ξ的系数相同，并且系数的值反映进行的三次修正。此外，对ξ的加法操作是在加法器24中进行的，相加后的值在平方器件25中取平方。
此处，假如在公式(41)中ni-8至ni+8满足高斯分布的概率分布，并且平均功率表示成(na)2，则其可以由公式(43)表示为[公式43]σi′′′=(12048)2·456314na2···(43)]]>此处，假定α＝(1/2048)2(456314)，则噪声功率(″N+Iother″)表示为[公式44]N+Iother=4α·(σ8′′+σ9′′+σ10′′···+σNc-9′′)/Nc-16···(44)]]>如此，根据本实施例，在当计算副载波的噪声功率时使用对相邻的四个副载波的ξ取平均而获得的ξ的情况下，在估算噪声功率的处理期间进行三次修正操作，可以进一步实现噪声功率估算的准确性。
(第五实施例)第二实施例说明了调整取平均操作中副载波的数量的情况，或换言之，是基于通过估算频率选择性衰落的条件而测量出的延迟扩展的测量结果来调整沿频率方向上排列的导频的数量的情况，本发明的第五实施例将说明调整取平均操作中沿时间方向上排列的导频的数量的情况。
图10为展示根据本发明第五实施例的接收系统结构的方框图。然而，将与图6中相同的附图标记分配给通常是出现在图10和图6中的元件，并省略其中的细节解释。图10与图6的不同点在于用fD估算部件1001替换掉了延迟扩展判定部件201，并用噪声功率估算部件1002替换掉了噪声功率估算部件202。
fD估算部件1001基于从射频处理部件11输出的信号(接收信号)估算多普勒频率，并将估算后的多普勒频率输出至噪声功率估算部件1002。
噪声功率估算部件1002基于由fD估算部件1001获得的估算后的结果，改变用于同相相加操作中沿时间方向上排列的PICH的数量。更明确地，既然当多普勒频率低的时候，衰落的漂移是渐进的，于是就可以通过增加同相相加操作中沿时间方向上排列的PICH的数量来提高估算噪声功率的准确性。相反，既然当多普勒频率高的时候，衰落的漂移是急剧的，就可以通过减少同相相加操作中沿时间方向上排列的PICH的数量来阻止由信道变化的差值产生的误差的增加。
根据本实施例，基于多普勒频率来改变同相相加操作中沿时间方向上排列的PICH的数量，以便减少对衰落的影响，并进一步提高估算噪声功率的准确性。
如上所述，根据本发明，可以在估算噪声功率的时候，通过重复地多次修正不同副载波中信道变化的差值来提高估算噪声功率的准确性，即使相邻副载波之间的相关性由于频率选择性衰落而很低。
尽管以上每个优选实施例都描述了把为全部副载波而获得的每一个副载波噪声功率的修正后的值进行累加，并将获得的值取平均以估算噪声功率，但本发明并不只限于此，也可以把为所需的副载波而获得的修正后的每一个副载波噪声功率的值进行累加，并可以通过使用所需的副载波对获得的值取平均。
此外，在所述每个实施例中描述的用于导频信号的复用系统可以是任何复用系统，例如时间复用、频率复用、离散复用、码复用等。此外，本发明的估算噪声功率的方法和噪声功率估算装置可以应用在多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM，Multiple Input Multiple Output-OrthogonalFrequency Division Multiplexing)或发送分集上。考虑到在MIMO-OFDM或发送分集上主要有许多散射，并且每个天线的传播路径受高度选择性衰落影响，由此，接收到的功率会在副载波之间相当大地波动。
因此，通过应用本发明的估算噪声功率的方法和噪声功率估算装置可以提高噪声功率估算的准确性。
本申请是基于2003年2月17日提交的日本专利申请号为No.2003-038935，此处对其全部内容加以合并引用。
工业应用性本发明最好是应用在射频接收器上。
权利要求
1.一种估算噪声功率的方法，包括对排列在多个副载波内的已知信号的相关值取平均；使用对所述已知信号的相关值取平均后的值来计算每一个副载波的噪声功率；基于所述已知信号，多次修正由副载波之间的信道变化的差值产生的所述噪声功率的计算误差；对在所需副载波频带中修正后的每一个副载波的噪声功率的值进行累加；以及通过对累加操作所获得的值乘以预定的值来将其取平均以估算噪声功率。
2.根据权利要求1的估算噪声功率的方法，进一步包括使用提及的副载波中所述已知信号的相关值的平均值，修正由副载波之间的信道变化的差值产生的每一个副载波的所述噪声功率计算误差；以及进一步重复地修正由所述修正产生的误差。
3.根据权利要求1的估算噪声功率的方法，其中当对多个相邻副载波中所述已知信号的相关值进行取平均操作时，使用的多个相邻副载波的数量是变化的。
4.根据权利要求3的估算噪声功率的方法，进一步包括基于接收到的信号测量多径扩展的电平；由测量的多径扩展的电平确定相邻副载波之间的相关性的电平；其中当相邻副载波之间的相关性高时，增加所使用的多个相邻副载波的数量；以及其中当相邻副载波之间的相关性低时，减少所使用的多个相邻副载波的数量。
5.根据权利要求1的估算噪声功率的方法，进一步包括基于接收到的信号估算多普勒频率；其中当估算出的多普勒频率低时，增加沿时间方向上排列的所使用的已知信号的数量；其中当估算出的多普勒频率高时，减少沿时间方向上排列的所使用的已知信号的数量；以及其中把通过对每个副载波中多个已知信号的相关值同相相加而获得的值作为所述已知信号的相关值使用。
6.一种噪声功率估算装置，包括已知信号提取部件，用于从通信伙伴通过使用多个副载波所发送的信号中提取已知信号；第一乘法部件，用于将各个预定系数乘以多个相邻副载波之间的所述已知信号的相关值；平方部件，用于在对所述相乘结果相加后，通过取平方来计算每一个副载波的噪声功率；累加部件，用于累加由所述平方部件对所需的副载波所计算出的每一个副载波的噪声功率；以及第二乘法部件，用于将预定值乘以由所述累加部件计算出的累加值以获得平均值，其中所述第一乘法部件具有反映结果的预定系数，通过对由基于所述已知信号副载波之间的信道变化的差值所产生的每一个副载波的噪声功率的计算误差进行多次修正来获得该系数。
全文摘要
导频提取部件(14)从接收到的信号中提取导频信号。加法器(21)将各个副载波的导频信号的多个相关值同相相加。延迟器件(201－1至201－6)临时性地保持1个同相相加的值。乘法器(202－1至202－6)把从延迟器件输出的同相相加的值乘以预定的系数。该预定的系数反映了计算每一个副载波的噪声功率时产生的对不同副载波的信道变化的差值进行多次修正而获得的结果。每个相乘的结果在加法器(24)中相加，并在平方器件(25)中取平方。累加器(26)累加全部副载波的取平方后的值。乘法器(203)通过将累加的值乘以预定的值来取平均。具有了如此结构，即使相邻副载波之间的相关性由于频率选择性衰落而低了，也可以提高估算噪声功率的准确性。
文档编号H04L1/20GK1701547SQ20048000075
公开日2005年11月23日 申请日期2004年2月16日 优先权日2003年2月17日
发明者福冈将, 须增淳, 安部田贞行, 前田规行, 新博行 申请人:松下移动通信株式会社, 株式会社Ntt都科摩