专利名称：具有用于节省功率和减少噪声的调制器的pwm控制器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种切换电源供应器，且更特定来说涉及切换电源供应器的脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)。
背景技术：
PWM控制器是一种用于切换电源供应器中来控制和调节切换荷周的集成电路。经受环境调节时，要求计算机和其它电气产品的电源系统设计满足电源管理和节能标准。电源管理是对操作期间消耗功率的系统进行管理，且在非操作模式期间仅消耗很少的功率。对于电源供应器中的电源管理应用，主要在如何节省轻负载和无负载情况下的功率。PWM调制器的一个目标是最优化节的省功率消耗，和在振荡频率落入声频带中时减少噪声。
图1绘示典型的驰返(flyback)电源供应器电路，其中PWM控制器100控制和调节输出功率。在开启电源供应器时，PWM控制启动。经由电阻器210对电容器220充电，直到PWM控制器100的电源电压VCC达到启动阈值(start-threshold)。随后PWM控制器100开始输出PWM信号，并驱动整个电源供应器。在启动后，变压器400的辅助偏置绕组(auxiliary biaswinding)经由整流器230提供电源电压VCC。电阻器240将变压器400的切换电流信息转换为用于PWM控制和功率过载保护的电压信号。一旦变压器400的辅助电压无法提供用于电源电压VCC的足够功率，以致于电源电压VCC低于停止阈值(stop-threshold)，因而关闭PWM控制器100。反馈电压VFB取自于光耦合器250的输出端。光耦合器250的输入经由电阻器290和齐纳二极管280连接到电源的输出VO，以形成反馈回路。经由反馈回路的控制，电压VFB经由PWM控制器100控制PWM信号的接通时间TON的持续时间，并决定输出功率。
电源供应器的功率损耗是一个重要的课题，包含变压器磁芯损耗、晶体管切换损耗和缓冲器(snubber)功率损耗的主要损耗与切换频率F成比例。切换周期T是切换频率F的倒数，T＝1/F。增加切换周期T可降低功率损耗。然而，为防止变压器饱和并缩小电源供应器的尺寸，必须要求较短的接通时间TON当TON的持续时间不受限制时，磁性组件(例如电感器和变压器)将会导致饱和发生，并将导致切换装置(例如晶体管和整流器)的过应力损坏(over-stress damage)。虽然电源供应器的功率消耗将响应于切换频率F的减小而减少，但在轻负载和无负载情况下切换频率落入声频带(例如200Hz至8KHz)中时，将产生声频噪声。因此另一目标是在轻负载和无负载情况下当切换频率落入声频带中时减少噪声。
现有技术中已揭示了增加调节器效率的一些方法，例如根据负载情况来改变切换频率和进入“脉冲跳跃(pulse-skipping)”模式。例如，美国专利第6,100,675号“SWITCHING REGULATOR CAPABLE OF INCREASINGREGULATOR EFFICIENCY UNDER LIGHT LOAD”揭示一种振荡频率控制电路，它能够响应于负载情况来改变振荡器电路的振荡频率。而在美国专利第6,366,070 B1号“SWITCHING VOLTAGE REGULATOR WITH DUAL MODULATIONCONTROL SCHEME”中揭示另一种方法，其揭示了使用三种操作模式的调节器，此调节器在重负载情况下以恒定切换频率操作，在中等负载情况下使用双调制控制机制，且在轻负载情况下进入“脉冲跳跃”。前述现有技术的缺点为(1)改变切换频率而不限制最大接通时间可能导致磁性组件的饱和，并导致切换装置(例如晶体管和整流器)的过应力损坏；(2)切换频率的调制仅受负载情况控制，且与电源电压无关。由于在轻负载和无负载情况下为了节省更多功率，所以切换频率会降得过低，因此变压器或电感器的辅助偏置绕组可能不能提供足够的功率以用于PWM控制器的电源电压。PWM控制在这种情况下可能会不正确地工作。因此，需要使频率调制与两种负载情况以及电源电压相关联；(3)在轻负载和无负载情况下，切换频率可能会降低到声频带。如果磁性组件没有良好地浸渍(impregnated)，那么声频带切换频率可能会产生噪声。
为防止现有技术的以上缺点，需要一种较好的且无噪声的装置用于改进效率并在轻负载和无负载情况下节省功率消耗。
发明内容
本发明提供一种自适应关断时间调制(adaptive off-timemodulation)以用于节省功率和减少噪声。经由调制PWM控制器中振荡器的偏压电流来达到实现关断时间调制。PWM信号的最大接通时间保持为常数。减小偏压电流会增加切换周期的关断时间，因此使切换周期延长。将来自电压反馈回路的反馈电压和电源电压当作变量以与关断时间调制相联系。将偏压电流调制为反馈电压和电源电压的函数。阈值电压是定义轻负载的电平的常数。限制电压定义电源电压的低电平。由反馈电压减去阈值电压而产生第一差分信号。由限制电压减去衰减的电源电压而产生第二差分信号。第一差分信号与第二差分信号的和经转换成为偏压电流。由限制器限制偏压电流以设定正常负载和满负载情况下的最小切换周期。一旦反馈电压减小到低于阈值电压，那么偏压电流减小，而切换周期的关断时间连续延长。当电源电压低于限制电压时，偏压电流增加，而决定切换周期的最大关断时间。
控制电路提供两个入口电压。参考电阻器将从偏压电流得到的参考电流转变为电压信号而输入到控制电路的输入端。第一入口电压决定声频切换频率的电平。在轻负载和无负载情况下切换频率落入声频带中时，控制电路将输出OFF信号以关闭PWM控制器的振荡器。第二入口电压决定启动PWM控制器的振荡器的电平。一旦电源电压减小或反馈电压增加，且控制电路的输入电压大于第二入口电压，那么振荡器将再次重新开始工作。
有利的是，自适应关断时间调制改进了效率并在轻负载和无负载情况下节省电源的功率消耗。同时，在切换频率落入声频带中时，本发明中应用的控制电路关闭振荡器，以大幅地减少了噪声。
应了解，前述一般性描述和以下详细描述是示范性的，且希望和权利要求书一样提供本发明的进一步解释。
包含附图以提供本发明的进一步了解，且其并入并构成本说明书的一部分。图式说明本发明的实施例，并连同描述一起用以解释本发明的原理。在图式中，图1绘示电源供应器的典型的驰返电路。
图2说明根据本发明的自适应关断时间调制器的优选实施例的方框图。
图3显示说明根据本发明的图2中所示的振荡器的优选实施例的电路图。
图4绘示根据本发明的图2中所示的偏压电流合成器的优选实施例的电路图。
具体实施例方式
图2绘示根据本发明的一个实施例的自适应关断时间调制器的方框图。偏压电流合成器10产生用于振荡器30的偏压电流IM来决定PWM信号的关断时间。加法器11将反馈电压VFB减去阈值电压VA后产生第一差分信号11a。加法器11的输出端连接到限制器22的输入端。加法器12将限制电压VX减去电源电压VCC经衰减器α所衰减而得的电压后产生第二差分信号12a。加法器12的输出端连接到限制器24的输入端。限制器22和限制器24的输出端分别连接到加法器13的两个输入端。电压转电流转换器15将从加法器13的输出端得到的电压13a转变为电流信号15a。此电流信号15a由限制器26限制以产生经调制的偏压电流IM。减小偏压电流IM将延长振荡器30的振荡周期。振荡器30输出脉冲信号VP以驱动S-R寄存器41，并起始PWM周期。当电流感应输入VS高于反馈电压VFB时，经由比较器45来重置S-R寄存器41。脉冲信号VP为逻辑低时代表振荡器30处于关断时间。与门(AND gate)43确保在振荡器30的关断时间期间PWM信号输出是关闭的。偏压电流IM是电源电压VCC和反馈电压VFB的函数。
SA＝(VFB-VA)×KA(1)SB＝[VX-(α·VCC)]×KB(2)IM＝(SA+SB)×KC(3)在以上等式中，将输出的范围限制为(0≤SA≤NA)、(0≤SB≤NB)和(0≤IM≤IMAX)，KC是电压转电流转换器15的转换率。
限制器22按比例KA缩放第一差分信号11a，并将其输出限制在零到第一最大值NA的范围内。限制器24按比例KB缩放第二差分信号12a，并将其输出限制在零到第二最大值NB的范围内。限制器26将电压转电流转换器15的输出限制在零到最大电流IMAX的范围内，以在正常负载和满负载情况下设定最小切换周期。一旦反馈电压VFB减少到低于阈值电压VA，那么偏压电流IM根据KA的斜率和NA而减小。且切换周期的关断时间连续增加。当衰减的电源电压(α·VCC)低于限制电压VX时，偏压电流IM根据KB的斜率和NB而增加，且决定切换周期的最大关断时间。
图3说明图2所示的根据本发明的振荡器30的一个实施例。从与非门(NAND gate)35的输出得到脉冲信号VP。在初始状态，施加到电容器CTB的电压为零。比较器31的输出端将逻辑高信号输出到与非门34的输入端。比较器32的输出端将逻辑低信号输出到与非门35的输入端。与非门35的输出端保持逻辑高。与非门34输出逻辑低信号，并驱动非门(NOT gate)33接通开关36。恒定电流源IC开始对电容器CTB充电。当CTB上的电压大于VHB时，与非门34输出高信号以断开开关36，并接通开关37来对电容器CTB放电。晶体管39从流过晶体管38的偏压电流IM镜射放电电流。此放电电流决定VP脉冲信号的关断时间。因此，调节偏压电流IM可实现振荡器30的关断时间调制。通过反馈回路来控制切换周期的接通时间，从而调节电源的输出功率。
晶体管40用于截断振荡器30的偏压电流IM。当切换频率落入声频带时，将接通晶体管40，并阻止偏压电流流入振荡器30。恒定电流源IC决定切换周期的最大接通时间。仅经由增加关断时间的持续时间来增加切换周期可防止磁性组件(例如电感器和变压器)饱和。切换周期的最大接通时间(TON(max))和关断时间(TOFF)，以及PWM信号的切换频率(F)表示如下TON(max)＝[(VHB-VL)×CTB]/IC(4)TOFF＝[(VHB-VL)×CTB)]/IM(5)
F=1TON+TOFF---(6)]]>图4绘示PWM控制器的偏压电流合成器10的实施例，其包含恒定电流源IT，由晶体管71和晶体管73组成的第一电流镜，由晶体管81和晶体管83组成的第二电流镜，由晶体管88和晶体管89组成的第三电流镜，第一缓冲放大器(buffer amplifier)77，第二缓冲放大器87，第一运算放大器(op amp)76，第一电压转电流晶体管75，第二运算放大器(op amp)86，第二电压转电流晶体管85，第一电阻器72(R72)，第二电阻器82(R82)，由第三电阻器91(R91)和第四电阻器92(R92)组成的衰减器，第一开关95，比较器93，第二开关96，参考电阻器RF和非门94。
反馈电压VFB连接到第一运算放大器76的正输入端。阈值电压VA连接到第一缓冲放大器77的正输入端。第一缓冲放大器77的输出端经由第一电阻器72连接到第一运算放大器76的负输入端。第一电压转电流晶体管75的源极连接到第一运算放大器76的负输入端。第一运算放大器76的输出端连接到第一电压转电流晶体管75的栅极，用于形成第一源极跟随电路(source-follow circuit)来驱动第一电阻器72。第一电压转电流晶体管75的漏极连接到镜像晶体管71的漏极。镜像晶体管71的漏极和栅极与镜像晶体管73的栅极连接在一起。镜像晶体管71的源极与镜像晶体管73的源极连接到恒定电流源IT。
限制电压VX连接到第二运算放大器86的正输入端。电源电压VCC经由电阻器91连接到第二缓冲放大器87的正输入端。电阻器92连接在第二缓冲放大器87的正输入端与接地之间。第二缓冲放大器87的输出端经由第二电阻器82连接到第二运算放大器86的负输入端。第二电压转电流晶体管85的源极连接到第二运算放大器86的负输入端。第二运算放大器86的输出端连接到第二电压转电流晶体管85的栅极，以用于形成第二源极跟随电路来驱动第二电阻器82。第二电压转电流晶体管85的漏极连接到镜像晶体管81的漏极。镜像晶体管81的漏极和栅极与镜像晶体管83的栅极连接在一起。镜像晶体管81的源极和镜像晶体管83的源极连接到恒定电流源IT。
镜像晶体管73和镜像晶体管83的漏极连接在一起并输出偏压电流IM。在第一运算放大器76中，反馈电压VFB减去阈值电压VA后产生第一输出，此第一输出输入到第一电压转电流晶体管75的栅极且被转换为第一电流I1。第一电流镜镜射第一电流I1并经由镜像晶体管73的漏极输出电流IFB。限制电压VX减去经由衰减器衰减的电源电压VCC后以产生第二输出，此第二输出连接到第二电压转电流晶体管85的栅极并被转换为第二电流I2。第二电流镜镜射第二电流I2并通过镜像晶体管83的漏极输出电流IVCC。电流IFB与电流IVCC合而形成偏压电流IM。当反馈电压VFB较低而电源电压VCC较高时，偏压电流IM线性减小，并延长图2中所示的振荡器30的振荡周期的关断时间。相反，当反馈电压VFB较高和/或电源电压VCC较低时，IM逐渐增加。
IFB＝[(VFB-VA)/R72]×MA(7)IVCC＝[(VX-α·VCC)/R82]×MB(8)IM＝IFB+IVCC(9)在以上等式中，将IM的范围限制为(0≤IM≤IT)，MA为第一电流镜的转换率，MB为第二电流镜的转换率，α等于[R92/(R91+R92)]。PWM信号的最小关断时间由恒定电流源IT决定，如等式(5)和(7)至(9)中所示。
第三电流镜由镜像晶体管88和镜像晶体管89组成。镜像晶体管88的栅极连接到镜像晶体管71的栅极。镜像晶体管89的栅极连接到镜像晶体管8 1的栅极。镜像晶体管88的源极和镜像晶体管89的源极连接到恒定电流源IT。镜像晶体管88的漏极和镜像晶体管89的漏极连接在一起以输出与偏压电流IM的变化成比例的参考电流IF。
图4中所示的控制电路28包含比较器93、第一开关95、第二开关96、参考电阻器RF和非门94。参考电阻器RF连接到比较器93的负输入端。比较器93的输出端连接到第二开关96的控制端子和非门94的输入端子。非门94的输出端子连接到第一开关95的控制端子。第一入口电压VT1连接到第一开关95的输入端子。第二入口电压VT2连接到第二开关96的输入端子。第一开关95和第二开关96的输出端共同连接到比较器93的正输入端子。在正常负载情况下，比较器93的输出为逻辑低电压。非门94转换此逻辑低电压，并产生逻辑高电压以接通第一开关95，此使得第一入口电压VT1连接到比较器93的正输入端子。第一入口电压VT1定义切换频率落入声频带中的阈值。一旦在轻负载和无负载情况下切换频率减小并落入声频时，参考电流IF将随着偏压电流IM的减小成比例地减小。参考电阻器RF将参考电流IF转换为比较器93负输入端子的参考电压VF。一旦电压VF低于第一入口电压VT1比较器就将输出逻辑高关断(OFF)信号，其断开第一开关95并接通第二开关96。此OFF信号连接到图3中所示的晶体管40的栅极。晶体管40的源极连接到接地。晶体管40的漏极连接到镜像晶体管38的漏极。逻辑高OFF信号接通晶体管40并截断振荡器的偏压电流。图2中所示的振荡器30的振荡在没有偏压电流IM时将停止。当负载增加而使反馈电压VFB增加或电源电压VCC减小时，参考电流IF将与偏压电流IM成比例地增加。第二入口电压VT2定义阈值以重新启始振荡器30的振荡。一旦参考电压VF高于第二入口电压VT2比较器93将输出逻辑低电压以断开晶体管40和第二开关96。非门94反转低逻辑电压以接通第一开关95，并再次使第一入口电压VT1连接到比较器93的正输入端子。逻辑低OFF信号使偏压电流IM再次流入振荡器30中。因此，振荡器30将根据负载情况的变化而重新开始振荡。
如以上所述，本发明的包含自适应关断时间调制的PWM控制器可在轻负载和无负载情况下减少电源的功率消耗。另外，在轻负载和无负载情况下当PWM频率落入声频带中时，通过控制电路的控制将大幅地减少噪声。
所属领域的技术人员将了解，在不违背本发明的范围或精神的情况下可对本发明的结构作出各种修改和改变。鉴于以上所述，希望本发明涵盖落入以上权利要求及其等效物的范围内的本发明的修改和改变。
权利要求
1.一种具有用于节省功率和减少噪声的调制器的脉冲宽度调制(PWM)控制器，包括一偏压电流合成器，其具有四个输入端子和两个输出端子，其中所述偏压电流合成器的一第一输出端子产生一偏压电流以决定一PWM切换周期的一关断时间，且所述偏压电流合成器的一第二输出端子输出一参考电流；一振荡器，其具有两个输入端子，其中所述振荡器的一第一输入端子连接到所述偏压电流合成器的所述第一输出端子以产生用于PWM切换的一脉冲信号，所述脉冲信号的一接通时间为常数且所述脉冲信号的一关断时间随着所述偏压电流减小而增加，所述振荡器的一第二输入端子用于启用/停用所述振荡器；一控制电路，其具有一输入端子和一输出端子，其中所述控制电路的所述输入端子连接到所述参考电流，所述参考电流取自所述偏压电流合成器的所述第二输出端子，所述控制电路的所述输出端子连接到所述振荡器的所述第二输入端子；一RS触发器，其用于产生接通—接通-断开信号，其中所述RS触发器由所述脉冲信号设定，并由一反馈控制所重置；一与门，其具有用于输出一PWM信号的两个输入端子，其中所述与门的一第一输入端子连接到所述脉冲信号，且所述与门的一第二输入端子连接到所述接通-断开信号；一反馈电压，其连接到所述偏压电流合成器的一第一输入端，其中所述反馈电压取自于电源供应器的电压反馈回路，用以控制所述PWM信号的所述接通时间并调节电源供应器的输出；阈值电压，其连接到所述偏压电流合成器的一第二输入端，以决定轻负载情况下的电平；一限制电压，其连接到所述偏压电流合成器的一第三输入端以决定低电源电压的电平，其中当PWM切换频率在所述轻负载以及无负载情况下减小时，所述限制电压在每个PWM切换周期中改变，此影响所述偏压电流产生可变的PWM切换频率；以及一电源电压，其连接到所述偏压电流合成器的一第四输入端，其中所述电源电压是所述PWM控制器的电源电压，其中所述偏压电流是所述反馈电压、所述阈值电压、所述电源电压以及所述限制电压的函数，使得在所述反馈电压低于所述阈值电压时，所述偏压电流随着所述反馈电压的减小而开始减小，且如果所述电源电压低于所述限制电压，所述偏压电流将随着所述电源电压的减小而开始增加。
2.根据权利要求1所述的PWM控制器，其中所述偏压电流合成器包括一第一加法器，其操作地将所述反馈电压减去所述阈值电压；一衰减器，其用于衰减所述电源电压；一第二加法器，其操作地将所述限制电压减去所述衰减器的输出；一第一限制器，其用于将所述第一加法器的一输出按比例缩放并限制为一第一差分信号，其中所述第一差分信号的幅值在零至一第一最大值的范围内，其中所述第一最大值决定所述偏压电流随着所述反馈电压的变化而改变的斜率；一第二限制器，其用于将所述第二加法器的一输出按比例缩放并限制为一第二差分信号，其中所述第二差分信号的幅值在零至一第二最大值的范围内，其中所述第二最大值决定所述偏压电流随着所述电源电压的变化而改变的斜率；一第三加法器，其将所述第一差分信号与所述第二差分信号相加；一电压转电流转换器，其将所述第三加法器的一输出转换为一电压转电流的电流；以及一第三限制器，其用于限制所述电压转电流的电流，以产生所述参考电流和所述偏压电流，其中所述偏压电流的幅值在零至一电流最大值的范围内，其中所述电流最大值决定所述PWM切换周期的最小关断时间。
3.根据权利要求1所述的PWM控制器，其中所述偏压电流合成器包括一第一运算放大器，其具有一正输入端子、一负输入端子以及一输出端子，其中所述第一运算放大器的所述正输入端连接到所述反馈电压；一第一缓冲放大器，其具有一正输入端子、一负输入端子以及一输出端子，其中所述第一缓冲放大器的所述负输入端子连接到其所述输出端，且所述第一缓冲放大器的所述正输入端子连接到所述阈值电压；一第一电压转电流晶体管，其具有一栅极、一源极以及一漏极，其中所述第一电压转电流晶体管之所述栅极由所述第一运算放大器的所述输出端子驱动，且所述第一电压转电流晶体管的所述源极连接到所述第一运算放大器的所述负输入端子，从而形成一第一源极跟随电路；一第一电阻器，其连接在所述第一缓冲放大器的所述输出与所述第一电压转电流晶体管的所述源极之间，其中所述反馈电压经由所述第一电阻器减去所述阈值电压，而产生一第一电流；一衰减器；一第二运算放大器，其具有一正输入端子、一负输入端子以及一输出端子，其中所述第二运算放大器的所述正输入端子连接到所述限制电压；一第二缓冲放大器，其具有一正输入端子、一负输入端子以及一输出端子，其中所述第二缓冲放大器的所述负输入端子连接到其所述输出端子，且所述第二缓冲放大器的所述正输入端子经由所述衰减器连接到所述电源电压；一第二电压转电流晶体管，其具有一栅极、一源极以及一漏极，其中所述第二电压转电流晶体管的所述栅极由所述第二运算放大器的所述输出来驱动，且所述第二电压转电流晶体管的所述源极连接到所述第二运算放大器的所述负输入端，从而形成一第二源极跟随电路；一第二电阻器，其连接在所述第二缓冲放大器的所述输出端子与所述第二电压转电流晶体管的所述源极之间，其中所述限制电压经由第二电阻器减去所述衰减器衰减的所述电源电压，而产生一第二电流；一第一输入晶体管，其具有一栅极、一源极以及一漏极；一第一输出晶体管，其具有一栅极、一源极以及一漏极，其中所述第一输入晶体管的所述源极和所述第一输出晶体管的所述源极连接在一起，其中所述第一电压转电流晶体管的所述漏极、所述第一输入晶体管的所述漏极、所述第一输入晶体管的所述栅极以及所述第一输出晶体管的所述栅极连接在一起以形成一第一镜像放大器，其中所述第一电流驱动所述第一镜像放大器以产生一镜射的回授电流；一第二输入晶体管，其具有一栅极、一源极以及一漏极；一第二输出晶体管，其具有一栅极、一源极以及一漏极，其中所述第二输入晶体管的所述源极和所述第二输出晶体管的所述源极连接在一起，其中所述第二电压转电流晶体管的所述漏极、所述第二输入晶体管的所述漏极、所述第二输入晶体管的所述栅极以及所述第二输出晶体管的所述栅极连接在一起以形成一第二镜像放大器，其中所述第二电流驱动所述第二镜像放大器以产生一镜射的电源电流；一第三输出晶体管，其具有一栅极、一源极以及一漏极，其中所述第三输出晶体管的所述栅极连接到所述第一输入晶体管的所述栅极，所述第三输出晶体管的所述源极连接到所述第一输入晶体管的所述源极；一第四输出晶体管，其具有一栅极、一源极以及一漏极，其中所述第四输出晶体管的所述栅极连接到所述第二输入晶体管的所述栅极，所述第四输出晶体管的所述源极连接到所述第二输入晶体管的所述源极，所述第四晶体管的所述漏极和所述第三晶体管的所述漏极连接在一起以产生所述参考电流；以及一限制电流源，其连接到所述第一输入晶体管的所述源极、所述第一输出晶体管的所述源极、所述第二输入晶体管的所述源极、所述第二输出晶体管的所述源极、所述第三输出晶体管的所述源极以及所述第四输出晶体管的所述源极，用于限制所述偏压电流的最大输出电流，其中所述第一输出晶体管的所述漏极和所述第二输出晶体管的所述漏极连接在一起，以对所述镜射的回授电流与所述镜射的电源电流求和并产生所述偏压电流。
4.根据权利要求1所述的PWM控制器，其中所述控制电路包括一第一开关，其具有一输入端子、一输出端子以及一控制端子；一第二开关，其具有一输入端子、一输出端子以及一控制端子；一参考电阻器，其用于将所述参考电流转换为一参考电压；一非门，其具有连接到所述第一开关的所述控制端子的一输出端子，以及一输入端子；以及一比较器，其具有一负输入端子、一正输入端子以及一输出端子，其中所述比较器的所述负输入端子连接到所述参考电阻器，所述比较器的所述正输入端子连接到所述第一开关和所述第二开关的所述输出端子，所述比较器的所述输出端子连接到所述非门的所述输入端子以及所述第二开关的所述控制端子，且所述输出端子用以启用和停用所述振荡器的振荡。
全文摘要
本发明提供一种PWM控制器的调制器，用于在轻负载和无负载情况下节省功率并减少噪声。最大接通时间保持为常数，且PWM控制器中振荡器的偏压电流经调制以实现关断时间调制。偏压电流是电源电压和来自于电压反馈回路的反馈电压的函数。阈值电压定义轻负载的电平。限制电压定义电源电压的低电平。偏压电流合成器产生偏压电流。减小偏压电流会增加切换周期的关断时间。一旦反馈电压减小到低于阈值电压，偏压电流就线性减小，且切换周期的关断时间逐渐增加。当电源电压低于限制电压时，偏压电流增加并决定切换周期的最大关断时间。保持最大接通时间为常数且仅经由增加关断时间来增加切换周期可防止磁性组件(例如电感器和变压器)的饱和。另外，当PWM频率可能落入声频带中时，控制电路停用振荡器，因此在轻负载和无负载情况下可极大地减少噪声。
文档编号H02M3/28GK1938924SQ200480042724
公开日2007年3月28日 申请日期2004年4月13日 优先权日2004年4月13日
发明者杨大勇, 陈秋麟, 林振宇 申请人:崇贸科技股份有限公司