专利名称：用于多载波系统的信号星座的制作方法
技术领域：
本发明总体上涉及用于多载波数字通信的信号星座以及用于设计这种信号星座的标准。本发明特别涉及基于使统计分布之间的最小Kullback-Leibler距离最大化的信号星座，其可用于，但不必限于快衰落环境和高SNR环境。
背景技术：
频分复用(FDM)是一种在诸如有线或无线系统的单个传输路径上同时传输多个信号的技术。每个信号在其自己的唯一频率范围(称为载波、副载波或副信道)内传播，由数据(文本、声音、视频等)对其进行调制。每个信号是从信号星座映射(传输信号的情况)或映射为信号星座(接收信号的情况)的比特或符号序列。信号星座可以用二维图或三维图上相互分离的多个点来图示，但是星座本身只是以特定方式相互分离的点集。
正交FDM(OFDM)扩频技术将数据分布在间隔为所定义频率的大量载波上。这个间隔提供了OFDM方法的“正交”，并且防止解调器检测到本身频率之外的频率。OFDM的优点是高频谱效率、RF干扰恢复能力，以及较低的多径失真。这点是有用的，因为在通常的陆地无线通信实现中，存在多径信道(也就是，所传输的信号使用不同长度的多个路径到达接收机)。由于相互之间的信号干扰(符号间干扰)(ISI)的多个形式，抽取原始信息就变得困难。离散多音调制和多载波CDMA(MC-CDMA)是其它的多载波技术。已经在用于数字音频和视频广播、无线LAN、非对称DSL和VDSL的标准中规定了多载波调制，这里只列举几个已经应用的无线和有线应用。
OFDM已经成功设置在室内无线LAN和室外广播应用中。OFDM有益地减少了ISI的影响，并且还发现其能够很好地工作在多径衰落信道中。这些和其它优势提供一种多载波传输方法，尤其是OFDM，作为用于未来移动通信系统，例如称为4G(第四代)系统的强壮的候选传输方法。
在频率选择性衰落信道中，每个副载波单独进行衰落。所得的副信道频率函数是频变的，而且也可能是时变的，也就是，信道幅度可能在副载波之间是高度波动的，并且可能在符号到符号之间进行变化。在有利的条件下，可以通过信道可靠地传输大量数据。但是，由于信道在时间上变化，所以通信参数也变化。在变化的条件下，先前的数据速率、编码技术和数据格式可能不再可能。例如，当信道性能恶化时，所传输的数据可能经历过多的损坏，产生不可接受的通信参数，例如过高的误比特率或分组误码率。信道恶化可以是由于多个因素，例如信道中的一般噪声、缺少视线路径、过多的共信道干扰(CCI)、来自特定小区中或相邻特定小区的其他蜂窝用户的干扰、以及多径衰落，其中所接收信号的幅度和相位在时间上变化。
在无线通信中，通常通过传输多个已知导频或者训练符号获得接收机端的信道状态信息(CSI)，以弥补信道恶化。一般地，接收机端的估计算法使用导频或者训练符号，以基于对所传输符号的了解估计未知信道。估计方差取决于噪声方差、要估计的信道分量个数以及导频或训练符号个数(独立测量的个数)。通常，信道测量的个数越多，估计方差将越低。对于衰落系数在多个符号间隔保持近似恒定的慢衰落信道，发射机可以在每个信道实现中发送大量的训练或导频符号，而不会有显著的数据速率损失，并且允许接收机正确地估计衰落系数。在这种情况下，系统设计者可以安全地使用理想的CSI假设，以设计最佳的编码和星座。在这个假设中，假定了现有技术中的信号星座，例如基于使星座点之间的最小欧式距离最大化的常规相移键控(PSK)和正交幅度调制(OAM)。实际上，由于训练序列的长度必然有限，信道估计中总是存在一些误差。但是，现有技术中的通信系统将符号映射为信号星座，例如QAM，这是由假设接收机端对信道状态具有理想的了解而得到的。
在多载波通信系统中，假设接收机端具有理想CSI是非常不适当的。对于衰落系数快速变化以至不允许具有长训练周期的快衰落信道，或者对于需要很长的训练序列以正确地对从发射机到接收机的所有可能信道进行训练的多径系统，在接收机端获得正确的信道估计可能并不总是可能的。
在快衰落信道中，由于信道的快速变化，发送大量训练或导频符号的方法是不可行的，或者由于用在训练上的部分带宽，会导致实际数据速率的显著损失。结果，在高度移动环境中，每个信道实现的测量个数相对地小，而且估计质量会受到下列一种或两种因素的影响·每个信道分量的测量个数非常小，由于加性噪声，会导致较大的估计方差。
·某些信道分量根本未进行估计(例如，多径环境中具有低能量的路径)。这些分量作为估计方差中的加性项出现，其不会在高SNR时消失，并且导致性能曲线中的误差基底。
当由于上述影响而存在信道估计误差时，为理想CSI情况设计的星座不再是最佳的。使用这种现有技术星座通常导致差的性能和高的误差基底，尤其是在快衰落环境和长延时扩展中。
本领域所需的是一种新型的信号星座，其有助于使只能获得信道粗略估计的快衰落信道环境中具有可接受的误差率，尤其用于其中发射机和/或接收机使用多个天线的多信道环境。理想地，本领域的技术进步最好是由一种用于设计这种信号星座的技术进行提供，以有助于进一步的改进。
发明内容
本发明可实现于一个用于在有线或无线多载波系统中进行通信的通信单元中。在本发明的一个方面，通信单元包括存储介质，用于存储信号星座，信号星座可能是查询表或算法的形式。信号星座由多个星座点组成。星座中两个最接近的点定义了到另一个点的最小间隔D，最小间隔D是基于条件概率分布之间的最大化的最小差值的。优选地，间隔D是最大化的最小Kullbeck-Leibler距离。
通信单元还包括发射机或接收机中的至少之一。发射机包括映射器，用于将输入到映射器中要传输的信号转换为多个符号，每个符号对应于星座点中的至少一个。发射机还包括导频电路，用于将导频符号添加到要传输的信号输入中，以及调制器，用于依照多载波传输技术调制符号。
接收机包括信道估计器，用于使用所接收符号集的导频符号估计多载波系统的信道；解调器，用于依照多载波传输技术解调所接收符号集的至少一部分，以及解映射器，用于将已解调的符号转换为多个数据信号。单独的每个数据信号或者数据信号组对应于一个星座点。接收机可以在相干间隔内使用Np个导频符号，以估计总共具有L个抽头的多径信道的Nt个抽头，其中选择个数Nt，以使由多载波调制方案定义的频率槽(frequency bin)的估计方差最小。多载波符号短时，接收机可以在相干间隔内使用Np个导频符号，Np小于信道抽头个数L。
优选地，星座的点安排在多个同心圆上，而且一个点可以位于圆的原点。各个圆相对于彼此旋转，使得，一个子集中的星座点和另一个子集中的星座点之间的最小角距离为最大。
在本发明的另一方面，由于信号星座对于不同SNR值进行了优化，所以通信单元包括存储介质，用于存储至少两个信号星座，并且映射器/解映射器取决于信道SNR是高于还是低于门限值来使用一个或者另一个信号星座。
用于在快衰落多载波无线信道上进行通信的移动终端是本发明的另一方面。移动终端包括解调器，用于解调从多载波无线信道接收的信号，信道估计器，用于使用所接收信号中的至少某些导频信号估计多载波无线信道，实现于计算机存储介质上的信号星座，以及实现于计算机存储介质上的计算机代码，用于将所接收信号的符号匹配到信号星座。计算机代码的存储介质可能与实现信号星座的介质相同，也可能不同。规定信号星座中最接近点之间最小间隔距离的等式在下面等式(24)中给出。
优选地，移动终端还包括调制器，用于调制要在多载波无线信道上传输的信号，导频插入块，用于将导频添加到要传输的信号中；以及实现于计算机存储介质上的第二计算机代码，用于将要传输的信号匹配到信号星座进行匹配。
本发明的另一方面是一种在多载波系统中传输信号的方法。本方法包括将要传输的信号映射为信号星座，将导频符号添加到要传输的信号中，以及依照多载波调制技术调制要传输的信号。信号星座定义了多个星座点，使得，两个星座点之间的最小间隔是基于条件概率分布之间的最大化的最小差值的。
图1A是现有技术中N个副载波OFDM调制解调器的高层框图。
图1B是现有技术中Nb个副载波MC-CDMA调制解调器的高层框图。
图2是双径瑞利衰落信道的幅度频率函数的快照图。
图3A是表示对于ITU Vehicular A信道的六路径延时扩展和信道能量的示图。
图3B是表示对图3A的六路径信道进行取样之后的十四抽头信道和抽头能量的示图。
图4A是表示在ITU Vehicular A信道的OFDM符号中插入16个导频时，在5dB SNR上，对于不同的所估计信道抽头个数的估计方差的示图。
图4B是与图4A相似的示图，但是表示的是25dB SNR。
图5A是与图4A相似的示图，但是表示的是八个导频。
图5B是与图4A相似的示图，但是表示的是八个导频和25dB SNR。
图6A-6F是星座图，每个被标记为不同的SNR以对应于表1中的列，该星座图用于一个系统，其中十六个导频对以每秒4,915,200个样本进行取样的Vehicular A信道的八个抽头进行估计。
图7是表示图6A-6F(每个表示单独的每比特的SNR)中星座的误差率与常规16QAM星座的误差率相比较的示图。
图8A-8F是星座图，每个被标记为不同的SNR以对应于表2中的列，该星座图用于一个系统，其中八个导频对以每秒4,915,200个样本进行取样的Vehicular A信道的七个抽头进行估计。
图9是表示图8A-8F(每个表示单独的每比特的SNR)中星座的误差率与常规16QAM星座的误差率相比较的示图，此外还绘出具有六抽头信道估计器的16QAM星座以及图8C和8D星座在所有SNR值上的误差率，其中所有接收机使用如图中所述最小二乘法信道估计器。
图10是与图9相似的示图，但是其中接收机具有一个天线，所有估计器使用七个抽头，而且不同的曲线代表如图中所述不同的检波器(MF或最大似然ML)。
图11A-11F是星座图，每个被标记为不同的SNR以对应于表3中的列，该星座图用于一个系统，其进行上/下取样，具有128个副载波、八个导频，并且对Vehicular A信道的七个抽头进行估计。
图12A是表示图11A-11F中每个星座的原始符号误差率与用于分组Vehicular A信道的16QAM星座相比较的示图。
图12B是与图12A相似的示图，但是表示的是120Km/hr的实际Vehicular A信道。
图13是与图12B相似的示图，但是表示的是对于新星座使用5抽头、6抽头和7抽头估计器的性能比较。
图14是表示对于使用五抽头和七抽头信道估计器的16QAM星座和使用五抽头和七抽头信道估计器的新星座的原始符号误差率的示图，所有都是对于OFDM系统，其在120Km/hr的Vehicular A信道进行上/下取样、具有128个副载波以及八个导频。
具体实施例方式
可以使用软件、硬件或软件和硬件的组合，在多载波系统，例如OFDM系统或多载波码分多址(MC-CDMA)系统的发射机或接收机或者两者中实现本发明。假设将软件实现为定义信号星座点的查询表、算法或者其它程序代码，并对其进行访问以将要传输的信号映射为信号星座或者从信号星座映射所接收的符号。相同的信号星座驻留于发射机22a和接收机22b中的一个或两个中，但是并不需要实现为相同的格式(查询表、算法等)。
图1A表示N个副载波的OFDM调制解调器20框图，在这里也表示为多载波收发机或者多载波系统，仅作为可能使用本发明以产生良好效果的多载波调制解调器的一个示例。在发射机22a端，调制器24接收到来的信号，并且访问存储信号星座的存储介质25，以将要传输的输入信号映射为信号星座的符号。如本领域中所知，信号可在进入调制器24之前，经过前向差错控制器(FEC)和/或比特提取器(未示出)。然后，调制器24发送N个复符号Sn，0≤n≤N-1，这N个符号在串并转换器26中复用到N个副载波上。快速付立叶逆变换(IFFT)块28将N个频域符号转换为N个时域样本sn，0≤n≤N-1，将其应用于并串转换器30，在这之后，块32插入M个循环前缀样本，之后，在受到噪声35损坏的时变色散信道34上进行传输，噪声35在图1A中表示为W。由此，多载波符号在频域中包括N个符号，或者在时域中包括N+M个样本。在接收机22B端，在块36中，从所接收的时域样本中除去循环前缀，并将输出应用于串并转换器38，其输出剩余的数据样本rn，0≤n≤N-1。然后，将所接收的独立符号输入到FFT块40中，以生成所接收的频域数据符号Rn，0≤n≤N-1。然后，将数据符号输入到并串转换器42中，并且然后将所得的符号流应用于解调器44。解调器访问存储介质25，并将已解调的符号流转换为与信号星座无关的信号序列。如本领域中所知，解调器44的信号输出可经过分割器(slicer)/比特插入块和FEC解码器(未示出)。在不偏离本发明较广范围的前提下，到信号星座或由信号星座进行的映射可以可选地出现在系统10中的其它点上。
图1B说明依照可使用本发明的现有技术的MC-CDMA调制解调器120的高层逻辑框图。在发射机122a端，将代表多个用户的要传输的信号输入到调制器124中，调制器124访问存储信号星座的存储介质125，以将要传输的输入信号映射为信号星座的符号。然后，已调制和所映射的符号经过串并转换器126，其中将符号分割为J个流的K个块。使用长度为N的沃尔什-哈达玛编码c0，...cj-1对流S0，0，S0j-1，...Sk-1，j-1进行扩展，然后在加法器127进行加和，以形成单个扩展流S0，...Sk-1。然后，每个扩展流经过第二串并转换器129、交织器131和OFDM调制器(IFFT)133，其中将其分成Nb个频率槽。优选地，在OFDM调制器133中添加循环前缀，以防止符号间干扰(ISI)和信道间干扰(ICI)。然后，这个时域信号经过脉冲整形滤波器137，并且在信道134上进行传输，在信道134上加入有噪声W 135。
在MC-CDMA接收机122b端，信号首先经过优选地与脉冲整形滤波器137匹配的接收滤波器139，以消除带外干扰和噪声。然后，经过滤波的接收信号经过OFDM解调器(FFT)141，然后经过解交织器143和并串转换器142，其输出与发射机122a中加法器127输出的相近似的扩展流。检波器145访问存储介质125，并对每个原始符号或流生成硬判决或软判决输出。
本发明部分涉及信号星座，从而不依赖于所用多载波系统的特定类型，无论是OFDM、MC-CDMA还是其它。
为了说明多载波系统的副信道以及其如何能够从一个变化到另一个，可以考虑具有2048个副载波的OFDM调制解调器和具有20Hz多普勒的简单双径瑞利衰落信道的示例。图2表示衰落信道的幅频函数快照图。可以看出，频率函数在2048个副信道上剧烈变化。
本发明所用的星座设计标准假设，信道是瑞利平坦衰落，而且估计误差是具有零平均值和已知方差的高斯函数。即使在这里所考虑的信道不是平坦衰落的，由于使用多载波方法，在每个频率槽中所见的信道可以近似地认为是平坦衰落信道。而且，衰落过程和加性噪声都假设为是高斯函数型。如下所述，这会产生估计误差的高斯分布。
信道34中的每个副载波具有频率上限和下限，在这里将这两者之间的频带叫做频率槽。相干间隔是T个符号周期，其中将平坦衰落和恒定衰落系数的假设应用于T个连续符号间隔的块，但是衰落系数可在每个新块的开始变为新的独立系数。在频域中均匀插入导频，而且信道估计算法是用于脉冲响应的最大似然(ML)，之后进行付立叶变换，以获得信道频率响应。假设是高斯加性噪声，这会得到最小二乘(LS)估计器。将下列符号定义为N频率槽个数，(未进行上取样情况下的FFT大小)L信道抽头的个数(以取样速率对延时配置进行取样之后)h信道冲激响应(L×1向量)H信道频率响应(N×1向量)WN×NFFT矩阵的前L列(N×L矩阵)X所接收的频域信号(N×1向量)n所接收的具有满足N(0，σ2)分布的i.i.d元素的频域噪声(N×1向量)Np频域中间隔相等的导频符号个数Hp在导频位置的信道频率响应(Np×1向量)WpW中对应于导频位置的行(Np×L矩阵)Xp在导频位置所接收的信号(Np×1向量)np在导频位置所接收的噪声(Np×1向量)Nt所估计抽头的个数ht所估计的信道抽头(Nt×1向量)hr未估计的信道抽头(L-Nt)×1向量)WtW中对应于所估计抽头的列(N×Nt矩阵)WrW中对应于未估计抽头的列(N×L-Nt)矩阵)WptWp中对应于所估计抽头的列(Np×Nt矩阵)WprWp中对应于未估计抽头的列(Np×(L-Nt)矩阵)使用上述符号，给出信道频率响应HH＝Wh＝Wtht+Wrhr(1.)假设导频符号是实数值，而且具有单位功率(也就是1)，得到
Xp＝Hp+np＝Wph+np＝Wprht+Wprhr+np(2.)下面分别对于三种不同的例子，得到信道估计误差的方差σE21)每个相干间隔内的导频符号个数等于或大于信道抽头的个数，而且在发射机/接收机端不进行上/下取样；2)每个相干间隔内的导频符号个数小于信道抽头的个数，而且在发射机/接收机端不进行上/下取样；以及3)在发射机/接收机端使用脉冲整形滤波器进行上/下取样。
情况1Np≥L在这种情况下，给出(在所估计的信道抽头处)信道冲激响应的最大似然(ML)估计h^t=(WptHWpt)-1WptHXp---(3.)]]>如果导频在频域中是等间隔的，则WptHWpt=NpINt,]]>在这里假设快速付立叶变换(FFT)矩阵不是归一化的(也就是每个输入具有一个单位标准)。因此h^t=1NpWptHXp---(4.)]]>将付立叶变换应用于等式(4.)得到所估计的信道频率响应H^=Wth^t=1NpWtWptHXp---(5.)]]>再利用导频是均匀插入到频域的事实以及Np≥L，则WpHWp=NpIL---(6.)]]>以及WptHWpr=ONt×(L-Nt)---(7.)]]>将等式(6.)和(7.)代入等式(5.)，得到
H^=Wtht+1NpWtWptHnp=H+H~---(8.)]]>其中H~=-Wrhr+1NpWtWptHnp---(9.)]]>是估计误差。不失一般性地，假设信道中所估计抽头是前Nt个抽头。同时假设，信道抽头是独立的复高斯随机变量且其平均值为零，第l个抽头的方差为Pl，而且与加性噪声无关，则估计误差的协方差矩阵为 由于每个W的元素具有一个单位标准，给出每个频率槽的估计方差σE2=Σt=NtL-1Pl+σ2NtNp(11.)]]>等式(11.)说明估计方差包括两项。第一项是由于信道中未估计的抽头产生的，第二项是由于加性噪声产生的。如果Nt≥L，则第一项消失，且估计方差随着噪声方差和所估计抽头个数线性增长，并随着导频个数线性下降。在这种情况下，所估计抽头个数的最佳值是L。如果Nt＜L，则存在折衷，增加的Nt降低了第一项，但是却增加了第二项。在这种情况下的最佳Nt值取决于噪声方差以及信道的延时配置(Pl值)。在高SNR(小σ2值)时，第二项非常小，且估计方差主要由未估计抽头的作用控制。因此，有利的是，估计所有的信道抽头。但是，在低SNR时，可能通过估计较少的抽头获得较小的方差。无论如何，对于固定的Nt，估计更强壮的抽头将产生更小的方差。同时可从等式(11.)看出，如果估计所有的信道抽头，则当SNR趋近于无穷时，估计方差将趋近于零。
作为一个示例，考虑ITU Vehicular A信道，以每秒4,915,200取样进行取样(是1xEV-DV标准的码片速率的四倍)。图3A表示这个信道的原始延时配置，图3B表示同一信道的所取样的延时配置。在这个取样之后，初始6路径信道(图3A)变成14抽头信道(图3B)。即使大于96％的信道能量位于其前6个抽头中，而且接近98％的信道能量位于前7个抽头中，但是如下面所示，甚至由于未估计第6或第7个抽头以上的抽头而引起的小(2-4％)估计误差也会导致显著的性能恶化，而且误差基底有原始符号误差的1％之高。
图4A-4B表示上述信道中的多载波系统的估计方差，图4A表示的是SNR＝5dB，图4B表示的是SNR＝25dB。在这两种例子下，将16个导频均匀插入到正交频分复用(OFDM)符号中。已经假设，OFDM符号长度和移动速度使得信道在一个OFDM符号期间保持近似恒定。对于图4A所示的5dB SNR情况，所估计抽头的最佳个数是6，而对于图4B所示的25dB SNR情况，最佳个数是14，是信道抽头的总个数。(对于图4B，所估计抽头个数为14、15和16时的估计方差数值分别为2.8×10-3、3.0×10-3和3.2×10-3，证实了第14个抽头以上的方差增加，而这可能不能由图4B单独证明)。
情况2Np＜L在高速移动(大的多普勒扩展)情况下，有利地，传输较短的OFDM符号(也就是使用较宽的副载波)，使得，衰落系数在一个OFDM符号期间保持近似恒定(相对多普勒很小并且可忽略不计)。使用短OFDM符号意味着每信道实现中使用较少数量的导频。考虑较高的移动速度，或者对于宽带系统，合理地，相干间隔将下降，使得导频个数小于信道抽头的实际个数。由于为了获得有意义的估计，测量个数必须至少等于希望估计的变量的个数，所以在这种情况下Nt的最大值是Np，并且不可能估计所有信道抽头。如下所述，在这种情况下，剩余的未估计抽头导致性能曲线中不可避免的误差基底。
假设Np＜L导致宽Wp矩阵(列多于行)。结果，应用于上述第一情况的等式(6.)和(7)对这个第二情况不再有效。等式(7)用下列等式代替
其中，f(π)=Npexp(-j2πNp0n)---(13.)]]>p0是OFDM符号中第一导频的索引。
同时代替等式(9.)，下列表达式产生对于第二情况的估计误差H~=(1NpWtWptHWpr-Wr)hr+1NpWtWptHnp---(14.)]]>利用先前对信道系数分布和加性噪声的假设，这个估计误差是零平均值的高斯向量。在这个第二情况中，对于不同频率槽的估计方差与第一情况不同。因此，在所有频率槽上进行平均的平均估计方差是对于第二情况更加准确的表示。所有频率槽上的平均估计方差是σ‾E2=Σl=Ntmod(l,Np)<NtL-12Pl+Σl=Ntmod(l,Np)≥NtL-1Pl+σ2NtNp]]>等式15表示，对于第二情况，估计方差包括三项。前两项是由于未估计抽头引起的，而第三项是由于加性噪声引起的。如下所述，等式15与等式(11.)相似，不同之处在于一些未估计抽头对估计方差产生两次作用。这是因为，在该第二情况下，与第一情况不同，未估计维度在所估计维度的投影不必为零。因此，来自一些未估计维度的值错误地出现在所估计的维度中，这使得它们对于估计误差的作用是一种二次交迭作用(一次是因为未对其进行估计，第二次是因为将其添加到所估计抽头的误差中)。
与第一情况相似，所估计抽头的最佳个数取决于噪声方差以及信道的延时配置(Pl值)。但是，与第一情况不同，不能通过增加信号噪声比来使这个第二情况的估计方差任意小。在高SNR时，等式(15)的第三项变得非常小。还可以通过使Nt＝Np来使第二项为零。但是，总是会存在第一项。在这个第二情况下，可得到的最小估计方差用下列表达式给出σ-E,min2=Σl=NpL-12Pl---(16.)]]>图5A-5B表示图3A-3B的Vehicular A信道中多载波系统在两个不同的SNR值5dB(图5A)和25dB(图5B)的估计方差。在两个例子中，将8个导频均匀插入到OFDM符号中。已经假设，OFDM符号长度和移动速度使得信道在一个OFDM符号期间保持近似恒定。在5dB SNR(图5A)情况下，所估计抽头的最佳个数是3，而在SNR为25dB的情况下，最佳个数是8，这是总导频个数。在25dB(图5B)时，即使SNR相对高，最小估计方差也在0.043左右，其中大部分来自未估计抽头，其作用由等式(16)给出。
情况3使用脉冲整形滤波器进行上/下取样当在发射机22中使用脉冲整形滤波器时，需要在发射机22中对时域信号进行上取样，并在接收机42中对其进行下取样。但是，甚至在初始OFDM符号中使用均匀间隔的导频，也不能保证Wp矩阵的所期望的正交特性。在所有频率槽和导频槽中，由传输脉冲整形滤波器的频率响应构造的对角线矩阵分别用F和Fp表示，并且定义A=Wt(WptHFpHFpWpt)-1WptHFpH---(17.)]]>因此，信道频率响应的估计为H^=AXp=AFpWptht+AFpWprhr+Anp---(18.)]]>其中Xp是在消除接收滤波器影响之后在导频位置所接收的向量。使用等式(1)以及AFpWpt＝Wt的事实，估计误差用下列等式给出H~=(AFpWpr-Wr)hr+Anp---(19.)]]>从等式(19.)，给出每个频率槽的平均估计方差
与上述第一和第二情况相似，估计方差包括来自未估计抽头以及加性噪声的作用。
星座设计标准本发明的一个方面在于描述一种星座设计标准，特别是用于多载波系统的部分相干星座。分别用 和 表示第i个频率槽中的传输信号、接收信号、信道估计和估计误差，所接收信号的条件概率分布表示为p(Xi|Si,H^i)=EH^i{p(Xi|Si,H^i,H~i)}=1πσ2(1+σE2|Si|2)exp{-|Xi-SiH^i|2σ2(1+σE2|Si|2)}]]>最大似然(ML)检波器将使等式(21)的表达式在Si的所有可能值上为最大化，以找到所传输的符号S^i=argmaxpsiec(Xi|Si,H^i)---(22.)]]>其中C是信号星座。
设计标准并不是要使星座点之间的最小Euclidean距离最大化，而是希望使条件概率分布之间的最小距离最大化。优选的方法是使用条件分布之间的Kullback-Leibler(KL)距离作为性能准则来获得设计标准。星座点之间的期望KL距离可用下列公式给出D-(ci||cj)=1+σE2|ci|21+σE2|cj|2-1n(1+σE2|ci|21+σE2|cj|2)-1+1n(1+(1-σE2)|ci-cj|21+σE2|cj|2)---(23.)]]>其中ci和cj是两个不同的星座点。(这里，用噪声方差的倒数来衡量星座，使得星座的平均能量等于信号噪声比SNR)。然后，给出星座设计标准
其中M是星座点总个数(log2M是以b/s/Hz为单位的频谱效率)，Pav是星座的平均功率或者是在这种情况下的SNR值。
即使这个设计标准用于估计误差与信道估计无关的例子(对于这里所用的估计器并非如此)，仍然可使用这个设计标准使所考虑的系统获得显著的性能增益。希望使用与信道估计和估计误差之间相关性有关的信息获得甚至更大的性能增益，以得到新的设计标准，或者对这里所述的标准进行改进。而且，在这里忽略了不同频率槽中估计误差之间的相关性。这是因为将对不同频率槽中(也就是OFDM系统)的数据进行独立的判决，或者将使用频率交织以充分地分离每个符号中涉及的码片(在多载波(MC)-CDMA系统中)，以使相应信道值之间的相关性(从而使估计误差)尽可能地小。
优选地，对本发明的星座使用多层圆周结构。但是，允许组成星座的圆周子集进行旋转，以便获得甚至更佳的距离特性。相邻子集之间角度偏移的最佳值基于那些子集中星座点的个数(也就是使两个子集之间的最小角距离最大化)。例如，如果两个相邻的子集分别具有3个和4个点，则这两个子集之间的最佳相对角度偏移是15°。
用于多载波系统的部分相干星座下面描述为取样速率为每秒4,915,200个样本(是1xEV-DV标准码片速率的四倍)的图3A中Vehicular A信道中的多载波系统设计的星座。我们考虑三种情况，对应于上述三种情况(Np≥L；Np＞L；以及上/下取样)。
对于第一情况，多载波系统具有十六个导频，插入到每个OFDM符号中，而且对Vehicular A信道的前八个抽头进行估计。这个系统在不同SNR值的估计方差在下面表1中给出。注意，在这种情况下，所估计抽头的最佳个数不必在所有SNR值上都等于8。如上所述，在高SNR时，有益的是估计信道的所有抽头。对于中等的SNR值来说，八个抽头是最佳的，选择八个抽头以使所估计抽头个数在SNR的整个范围内是恒定的。
表1当16个导频对Vehicular A信道的8个抽头进行估计时的估计方差和最小距离接下来，基于表1中的估计误差和SNR的值设计部分相干星座。所得星座示于图6A-6F中，并且表示，当SNR增加时，外层变得离得更远。这是因为，在高SNR值处估计方差退化效应变得更加显著，而且对于固定的估计方差值，为较高SNR设计的星座比为较低SNR设计的星座更接近于非相干星座。为了进行比较，在上述表1中示出了常规16QAM星座和新星座中星座点之间的最小KL距离。
使用图6A作为在这里所用术语的一个示例，星座图52上的每个圆代表一个星座点。初始点54位于图的原点(x＝0，y＝0)。可从其它星座(图6C、6D)中看出，并非依照本发明的每个信号星座都定义一个初始点54。除了初始点(如果存在的话)之外，每个其它星座点位于共同定义以原点为中心的圆周的点子集之内。例如，第一点子集56排列在最接近于原点处。第二点子集58与第一子集56相邻，并且将其进行旋转以使相邻子集56、58中的两个最近点之间的最小角距离最大化。以另一种方式表述，假设由原点和第一子集56的第一点62定义第一直线60(非星座的一部分)。同时假设由原点和第二子集58的第二点66定义第二直线64(非星座的一部分)，其中第一点62和第二点66彼此相邻。第一直线60和第二直线64之间的角度68得到第一子集56的目标点(可能是也可能不是第一点62)和第二子集58中与该目标点最接近的点(可能是也可能不是第二点66)之间最小角距离的最大或最大化的值。当子集56、58相对彼此恰当地旋转时，角度68的变化(也就是第二子集58相对于第一子集56的进一步旋转)将使第一子集56中某点和第二子集58中某点之间的角距离减少，使得其距离小于最大化的最小角距离。子集相对于彼此的旋转通过使相邻子集的各点之间的最小角距离最大化来确定。子集相互之间的间隔(例如，每个子集的直径)通过使相邻子集的各点之间(以及所有星座点之间)的最小条件概率分布距离(例如，KL距离)最大化来确定。
在具有256个副载波并且扩展因子为4的MC-CDMA系统中使用图6A-6F中的星座。使用一个发射天线和两个接收天线，而且信道是与ITU VehicularA具有相同延时配置的分组衰落信道。假设取样速率为每秒4,915,200个样本，且不进行上取样。接收机是迫零信道消除接收机，其后是匹配滤波器。图7表示对于这个系统的原始符号误差率的仿真结果和使用常规16QAM星座的仿真结果。如在图7中所示，与常规16QAM星座相比，图6的星座显示由于多径而引起的误差基底下降了多于75％，尤其是在较大的SNR值上获得显著的性能增益。
如上所述，在高速移动环境中，将需要使用较短的OFDM符号以降低多普勒扩展的退化效应。为了使导频开销保持恒定，应当对于较短的OFDM符号使用较少的导频个数。在对Vehicular A信道中前七个抽头进行估计时，使用具有128个副载波、每个OFDM符号中有8个导频的多载波系统，对其中抽头个数超过导频个数的上述第二情况进行仿真。不同SNR值处的估计方差在下面表2中给出。在这种情况下，所估计抽头的最佳个数对于所考虑的整个SNR范围实际上是七。表2中SNR值是每比特的SNR，而图5A-5B中的SNR值是每符号的SNR。
表2当8个导频对Vehicular A信道的7个抽头进行估计时的估计方差和最小距离基于估计方差的表2中的值设计的部分相干星座在图8A-8F中表示。与图6A-6F相似，由于与上述相同的原因，在高SNR值时，外层星座变得离得更远。为了进行比较，常规16QAM星座和新星座中星座点之间的最小KL距离也在表2中表示。
图8A-8F中星座在具有128副载波以及由每个OFDM符号中的八个导频对Vehicular A信道中七个抽头进行估计的MC-CDMA系统中的仿真结果在图9中表示，其中图8A-8F中新星座性能与使用常规16QAM星座的系统进行比较。这个系统的其它参数与用于图7的参数相同。为了说明所估计抽头的个数对性能的影响，图9还包括对于使用16QAM星座和六个所估计抽头的系统的曲线。通过估计信道抽头的正确个数(通过使等式(15)中的表达式在Nt上最小化)，以及使用为相应估计方差设计的部分相干星座，与常规QAM星座相比，误差基底下降了多于一个数量级。
由于在不同的SNR值上使用不同的星座可能不是非常现实，图9还包括通过选择为15dB和20dB设计的星座，并且在整个SNR范围内使用它们而得到的符号误差率曲线。如所期望的，为15dB设计的新星座(标记为“新(15dB)”)具有与低SNR值的最佳曲线非常接近的性能，但是与高SNR的曲线不吻合，而为20dB设计的星座(标记为“新(20dB)”)显示出与高SNR值的最佳性能接近，而在低SNR值的性能有轻微的退化。因此，依据实际系统SNR的实际范围，可以选择给出那个范围内接近最佳性能的信号星座。
如果使用不同个数的接收天线或不同类型的检波器(例如，最大似然ML)，可以获得相似的性能增益。图10表示使用一个接收天线以及具有匹配滤波器(MF)和ML检波器的接收机的示例。但是，增加接收天线的个数通常会增加常规星座和新星座之间性能的差距。原因就是，星座点之间的KL距离随着接收天线的个数而线性增加，从而，常规星座和新星座最小距离之间的差值也随着接收天线个数的增加而增加。
对于上述第三情况，其中使用脉冲整形滤波器，仿真包括在发射机22端以4个样本/芯片的速率的上取样，以及在接收机42端的下取样。系统的其它参数与上述示例相同。从等式(20)得到对于这种系统在不同SNR值的估计方差，在下面表3中表示。
表3对于进行上/下取样、具有128副载波、8个导频以及对VehicularA信道的7个抽头进行估计的多载波系统的估计方差和最小距离为估计方差的上述表3中的上述值设计的部分相干星座示于图11A-11F中。为了进行比较，在上述表3中还表示常规16QAM星座和新星座中星座点之间的最小KL距离。
图12A-12B中的示图在分组Vehicular A信道(图12A)以及在120Km/h的实际Vehicular A信道(图12B)中对上述星座与常规16QAM星座的性能进行比较。在两种例子中，与常规QAM星座相比，通过使用新星座可获得显著的性能改善。而且，由于多普勒扩展，图14B中实际信道的误差基底更高于图12A中分组信道的误差基底(注意纵坐标)。
此外，图13表示在120Km/h的实际Vehicular A信道中对稍微较少个数的信道抽头进行估计可产生更好的性能，而在分组信道中并非如此。图13只反映了新星座。
上述具体观察到的性能增益并不限于MC-CDMA系统。在单纯的OFDM系统中，同样可获得相似的增益。图13表示在具有7抽头和5抽头估计器的OFDM系统中对常规16QAM星座和新星座之间的性能比较。系统其它参数与上述示例中的那些参数相似。对于7抽头和5抽头估计器来说，新星座可比16QAM调制获得实质性的性能增益。与图13的数据相似，在实际Vehicular A信道中，与7抽头估计器相比，使用5-抽头估计器产生更好的性能，但对于分组信道并非如此。
总之，估计方差用于将用于多载波系统的部分相干信号星座的设计标准与基于导频的估计相分离。证实这些新星座在MC-CDMA和OFDM系统中都比常规QAM星座获得更显著的性能改善。当每个信道实现的测量个数小于信道参数个数时，性能改善甚至在具有大延时扩展的快衰落信道中更加显著。在多载波系统中使用这些新星座可以降低由于多径而引起的误差基底，差不多可降低一个数量级。
本发明尤其可用于诸如蜂窝电话的移动终端广泛使用的无线通信系统中。本发明也有利地用于使用视线或波导传输介质的有线系统、短射程的无线系统(例如蓝牙)和光网络，或者在任何适当的传输介质上使用多载波系统的任何其它应用。
虽然目前针对所要求的发明的一个优选实施方式进行说明和描述，本领域中练的技术人员可了解，可能会存在多种变化和修改。例如，OFDM和MC-CDMA已经作为多载波调制方案或多载波系统的示例使用，但是本发明的星座对于任何多载波系统同样有效。所附权利要求书旨在涵盖落入所要求发明的精神和范围内的所有那些变化和修改。
权利要求
1.一种通信单元，包括存储介质，用于存储信号星座，该信号星座包括多个星座点，其中用于定义彼此之间最小间隔的两个星座点，间隔一个距离D，该距离D基于条件概率分布之间的最大化的最小差值；以及发射机或接收机中的至少一个，其中该发射机包括映射器，用于将输入信号转换为多个数据符号，每个数据符号对应于该星座点中的至少一个星座点，还包括导频电路，用于将导频符号添加到该数据符号中，以及调制器，用于依照多载波传输技术调制数据符号，以及其中该接收机包括信道估计器，用于使用所接收符号集中的导频符号对多载波系统的信道进行估计，还包括解调器，用于依照多载波传输技术解调所接收符号集的至少一部分，以及解映射器，用于将已解调的符号转换为多个数据信号，每个数据信号单独或数据信号的组合对应于一个星座点。
2.根据权利要求1所述的通信网络，其中该多载波传输技术是正交频分复用(OFDM)或多载波码分多址(MC-CDMA)中的一个。
3.根据权利要求1所述的通信单元，其中该距离D是最大化的最小差值，由下列等式给出maxC={ci,···,cM}mini≠jD(ci||cj),]]>1MΣi=1M|ci|2≤Pav]]>其中i和j是整数索引，C是信号星座，ci和cj是星座点，M是星座中星座点的总数，以及Pav是星座功率、信号功率与噪声功率比、比特能量与噪声功率谱密度的比值或者符号能量与噪声功率谱密度的比值中的一个。
4.根据权利要求1所述的通信单元，其中该多个星座点中每个位于至少两个点子集中的一个之内，以及其中该至少两个点子集中的每个绘于图上时形成同心圆。
5.根据权利要求4所述的通信单元，其中该至少两个点子集彼此相邻，以及其中该至少两个点子集中的一个相对于该至少两个点子集中的另一个进行旋转，使得由图的原点和该至少两个子集中的一个子集的点定义的第一直线不经过该至少两个子集中另一个子集的点。
6.根据权利要求5所述的通信单元，其中该第一直线和由原点和该至少两个子集中另一个子集的点定义的第二直线之间的角度定义一个角度，其产生该至少两个子集中一个子集的点与该至少两个子集中另一个子集的最接近点之间的最大化的最小角距离。
7.根据权利要求1所述的通信单元，其中该多个星座点中的每个星座点，除了初始点之外，位于至少两个点子集的其中一个子集之内，以及其中该至少两个点子集中的每个子集绘于图上时形成同心圆，以及其中初始点位于同心圆的中心。
8.根据权利要求7所述的通信单元，其中该至少两个点子集彼此相邻，以及其中该至少两个点子集的其中一个子集相对于该至少两个点子集中的另一个子集进行旋转，使得由初始点和该至少两个子集中一个子集的点定义的第一直线也不经过该至少两个子集中另一个子集的点。
9.根据权利要求8所述的通信单元，其中该第一直线与由初始点和该至少两个子集中另一个子集的点定义的第二直线之间的角度定义一个角度，其产生该至少两个子集中一个子集的点与至该少两个子集中另一个子集的最接近点之间的最大化的最小角距离。
10.根据权利要求1所述的通信单元，其中该导频符号在频域中是等间隔的。
11.根据权利要求1所述的通信单元，其中该接收机在相干间隔内使用Np个导频符号，以估计总共具有L个抽头的多径信道的Nt个抽头，其中选择个数Nt，以使多载波调制方案所定义的频率槽内的估计方差最小化。
12.根据权利要求11所述的通信单元，其中Np＜L。
13.一种用于在无线多载波系统中进行通信的通信单元，包括存储介质，用于存储第一信号星座和第二信号星座，其中该第一信号星座包括多个第一星座点，其中两个最接近的第一星座点定义彼此之间最小间隔距离D，该最小间隔距离D基于条件概率分布之间的最大化的最小差值，以及其中该第一信号星座用于当信号功率与噪声功率比、比特能量与噪声功率谱密度的比值或符号能量与噪声功率谱密度的比值中的一个超过门限值时，在无线多载波系统上进行通信；其中该第二信号星座包括多个第二星座点，其中两个最接近的第二星座点定义彼此之间最小间隔距离D，该最小间隔距离D基于条件概率分布之间的最大化的最小差值，以及其中该第二信号星座用于当信号功率与噪声功率比、比特能量与噪声功率谱密度的比值或符号能量与噪声功率谱密度的比值中的一个低于门限值时，在无线多载波系统上进行通信；以及下面的至少一个调制器，用于依照多载波调制技术调制要传输的信号，以及映射器，用于将要传输的信号映射为该第一或第二信号星座中的一个星座，或者解制器，用于依照多载波调制技术解调所接收的信号，以及解映射器，用于由该第一或第二信号星座中一个星座映射所接收的信号。
14.一种用于在快衰落多载波无线信道中进行通信的移动终端，包括解调器，用于解调从多载波无线信道中接收的信号；信道估计器，用于使用所接收信号中的至少某些导频信号估计该多载波无线信道；信号星座，实现于计算机存储介质中，该信号星座包括多个星座点，其显示的最小间隔D由下式给出maxC={ci,···,cM}mini≠jD(ci||cj),]]>1MΣi=1M|ci|2≤Pav]]>其中i和j是整数索引，C是信号星座，ci和cj是星座点，M是星座中星座点总数，以及Pav是星座功率、信号功率与噪声功率比、比特能量与噪声功率谱密度的比值或者符号能量与噪声功率谱密度的比值中的一个；以及计算机代码，实现于计算机存储介质中，用于将所接收信号的符号匹配到信号星座。
15.根据权利要求14所述的移动终端，进一步包括调制器，用于调制要在该多载波无线信道上传输的信号；导频插入块，用于将导频添加到该要传输的信号中；以及第二计算机代码，实现于计算机存储介质中，用于将该要传输的信号匹配到信号星座。
16.根据权利要求14所述的移动终端，其中该多载波无线信道由正交频分复用(OFDM)或多载波码分多址(MC-CDMA)中的一个定义。
17.一种在多载波系统中传输信号的方法，包括将要传输的信号映射为信号星座，该信号星座定义多个星座点，两个星座点之间的最小间隔基于条件概率分布之间的最大化的最小差值；将导频符号添加到该要传输的信号中，用于辅助信道估计；以及依照多载波调制技术调制该要传输的信号。
全文摘要
一种用于有线或无线多载波通信系统的信号星座，例如使用OFDM或MC－CDMA的系统，通过使诸如Kullbeck－Leibler(KL)距离的条件概率分布之间的距离最大化，具有彼此分隔的各点。优选地，星座点排列于同心圆上，具有位于原点的点或者没有位于原点的点，其中相邻的圆进行旋转，以使相邻圆上各点之间的角距离最大化。接收机使用插入到所传输信号中的导频符号以估计多载波系统的信道。不同星座表示对于不同信号噪声比以及对于用于估计信道的不同抽头个数的最佳性能，尤其是在每个OFDM或MC－CDMA符号中的导频个数小于信道抽头个数的快衰落环境中。
文档编号H04L27/12GK1826782SQ200480017820
公开日2006年8月30日 申请日期2004年6月22日 优先权日2003年6月25日
发明者莫哈梅德·杰伯·博兰, 普拉博德·瓦施奈伊, 若尔马·利勒贝格 申请人:诺基亚公司