专利名称：多载波正交频分复用超宽带通信系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及宽带RF通信系统，具体地涉及超宽带(UWB)通信系统。
自从2002年2月，在FCC报告和法令02-48规定的条件下，超宽带信号在美国已经合法化了。简而言之，在从3.1GHz到10.7GHz的频带中，UWB信号必须不能以大于-41.2dBm/MHz的功率谱密度被发射。在别处，必须进一步减小功率以保护现有的服务。由于功率限制是以功率谱密度规定的，因此发射功率与带宽成比例，并且因而希望在经济与可行性的约束下占用尽可能多的带宽，从而最大化可能的连续范围。然而，由于日益增长的RF载频路径损失，以及日益增长的半导体装置的噪声特征，最初的兴趣集中在利用从3.1-4.9GHz的频谱。
已经出现了两种竞争的UWB标准提案，一种被标识为Motorola，另一种被标识为称为多频段OFDM联盟(MBOA)的公司联盟。MBOA-OFDM(下文记为“MB-OFDM”)系统大量借鉴了现有用于802.11a和802.11g的无线局域网概念。OFDM信号由128个子载波构成。这些载波占用了528MHz，因此子载波间隔为4.125MHz。由于载波间距为4.125MHz，可以得出OFDM符号长度必然为1/4.125e6＝242.42ns。为了允许符号间干扰，代替更加传统的循环前缀，使用了一种1/4符号长度(60.6ns)的零能量前缀。最后，添加了5个采样(9.47ns)的保护间隔。OFDM符号总体长度为312.5ns。
在128个子载波中，5个子载波在频带边缘被置为空，因此实际占用的带宽仅为507.375MHz(稍宽于强制要求的500MHz)。此外，只有128个子载波中的100个承载信息；其它的是导频、是用户定义的、或为空。100个承载信息的载波携带QPSK调制，从而每个提供2比特，或者每个ODFM符号200比特。因而总信息速率为200/312.5e-9，或640Mbps。经过信道编码后考虑了冗余，最大受保护的数据速率为480Mbps(3/4编码率)。
如上所述，OFDM的一般使用导致占用刚超过500MHz的频谱，这小于在5GHz之下可用的UWB频谱的1/3。由于发射功率与占用带宽成比例，因此不能解决此问题将对可用范围产生严重影响。MB-OFDM规范使用3-频带跳频方案来实现3倍的带宽增长。所采用的方法是按照预定的长度为6的跳频序列，在不同频带发射连续的OFDM符号。这些跳频序列被设计用来最小化不协调的微微网之间的冲突并被称为时频交织(TFI)码。示例的序列包括{1，2，3，1，2，3}，{3，2，1，3，2，1}，{1，1，2，2，3，3}等，其中每个索引代表一个特定的528MHz的频带。
下表显示了从53.3到480Mbps的PHY-SAP数据速率是如何从基本的640Mbps未编码比特率获得的。
三种引入冗余的机制如下1.使用码率为1/3，11/32，1/2，5/8和3/4的卷积编码；2.对IFFT的共轭对称输入，引入一个1/2因子；3.时间扩展，其中可以在不同频率上重复完整的OFDM符号。
在下面的段落中，简要描述了上述三种技术。
卷积编码-使用一个64状态的卷积编码器和3个多项式来产生1/3码率的母码。输出的收缩(puncturing)被用来通过减少冗余来自适应码率。使用不同的收缩模式来获得按照MB-OFDM规范规定的速率。在接收方，在被Viterbi解码器处理之前，通过在收缩的输出比特插入0来执行展开(depuncture)。
对IFFT的共轭对称输入-两个相等并相反的复指数角频率与复共轭系数之和可被显示如下。
1/2[(a+bj)exp(jωt)+(a-bj)exp(-jωt)]]]>=1/2[(a+bj)(cos(ωt)+jsin(ωt))+(a-bj)(cos(ωt)-jsin(ωt))]]]>=1/2[acos(ωt)-bsin(ωt)+j(bcos(ωt)+asin(ωt))+acos(ωt)-bsin(ωt)-j(bcos(ωt)+asin(ωt))]]]>=acos(ωt)-bsin(ωt)]]>=a2+b2cos(ωt+φ);φ=arctan(b,a)]]>因而相应的时序(IFFT的结果)被强制为实数，因为它表示一个余弦波的整数个周期，所述余弦波的幅度与相位分别由|a+bj|和角度(a+jb)定义，正如上述数学恒等式所表明的。
该原理在MB-OFDM发射机中的使用如下。在128点的IFFT中有100个分配的复QPSK符号。最初，只有50个被填充了对应于正频率的QPSK符号，其余50个被拷贝到负频率槽中，但经过复共轭操作。对应于d.c.和±fs/2的FFT槽与其它4个空音调被设置为0。由于FFT的结果被确保完全是实数，可以在发射机中实现硬件简化(只有正交升频的实数部分需要被实现，并且可以消除FFT中的某些算术操作)。
时间扩展-对于数据速率53.3，55，80，106.7，110，160以及200Mbps，执行了一个扩展因子为2的时域扩展操作。所述时域扩展操作包括在两个OFDM符号上发射相同的信息。这样两个OFDM符号在不同的子频带上被传输以获得频率的多样性。例如，如果该装置使用一个时频码[1 2 3 1 2 3]，那么在第一个OFDM符号中的信息在子频带1和2上被重复，第二个OFDM符号中的信息在子频带3和1上被重复，并且第三个OFDM符号中的信息在子频带2和3上被重复。
图1显示了一种已知的MB-OFDM UWB发射机的框图。输入数据首先被扰频(框101)，接着被编码(框103，105)，接着形成数据符号并最终形成OFDM符号(框107，109)。接着频域OFDM符号被变换成基带时域信号(框111，113)并被升频成施加给天线119的RF时域信号(框115，117)。注意在框107(IFFT)中，导频音的插入以及循环前缀和保护间隔的加入，正如前面所解释的。另外注意在框115中，时频码的应用，正如前面所解释的。
图2显示了一种已知的MB-OFDM UWB接收机的框图。所述接收机是一种具有RF前端230的正交接收机，所述前端包括一个I分支210和一个Q分支220。在块240中，执行了一个FFT来将接收的时域信号变换回频域OFDM符号；同时，执行了同步，并且移除了循环前缀。块251负责频域均衡，这可以例如通过将每个复频域信号采样除以相应的频域信道估计来实现。对于最佳结果，随着突发的进行，应该通过跟踪算法(块253)来周期性地更新从前导码中初始获得的载波相位估计。块207，203以及201执行块107，103以及101的逆操作。
在前述的MB-OFDM方法中，虽然在TFI码过程中信号的平均PDS满足FCC要求，随着计算该平均值的时间间隔的缩短，可以论证不能实现严格的符合该需求。因而需要一种能够严格符合规范并保留MB-OFDM方法优点的备选方法。
一般而言，本发明提供了发信号的方法，其中一个OFDM信号连续地占用了一个传输频带的多个子频带，否则所述OFDM信号仅仅占用单个子频带。按照一个实施例，步骤包括产生一个OFDM符号；对所述OFDM符号进行变换来产生一个OFDM信号；对所述OFDM信号进行上采样来产生一个上采样的OFDM信号；向所述上采样的OFDM信号应用一个伪随机码来产生一个编码的OFDM信号；并且对所述编码的OFDM信号进行升频来产生一个射频信号。按照另一个实施例，步骤包括产生一个OFDM符号；对所述OFDM符号进行变换来产生一个OFDM信号；将所述OFDM信号进行升频来产生一个射频信号；其中所述射频信号占用下述子频带中的多个子频带从大概3200MHz到大概3700MHz；从大概3700MHz到大概4200MHz；从大概4200MHz到大概4800MHz。在又一个实施例中，步骤包括产生一个有N个连续相同OFDM符号的序列；对所述OFDM符号进行变换来产生相应的OFDM信号；并且对所述编码的OFDM信号进行升频来产生一个射频信号；其中所述射频信号占用了一个传输频带的N个子频带。
通过下面结合附图的描述，可以更加全面地理解本发明。在附图中图1是一种已知的MB-OFDM发射机的框图；图2是一种已知的MB-OFDM接收机的框图3是按照本发明的一个实施例的修改的直接序列OFDM发射机的框图；图4是按照本发明一个实施例的使用数字相关器的示范接收机架构的框图；图5是按照本发明一个实施例的使用模拟相关器的示范接收机架构的框图；图6是按照本发明的另一个实施例的修改的MB-OFDM发射机的框图；图7是按照本发明另一个实施例的示范接收机架构的框图；图8是按照本发明又一个实施例的示范接收机架构的框图；图9是按照本发明再一个实施例的示范接收机架构的框图；图10是一个说明图，示例了OFDM符号的平方时间-频率扩展；图11是一个表格，列举了修改的扩展方案的例子；以及图12是一个修改的接收机的框图，所述接收机被用来接收使用平方时间-频率扩展的OFDM信号。
由于FCC规则要求在提议用于UWB发射的频谱中PSD非常低，因此为了最大化发射范围，一种策略是占用尽可能多的带宽来最大化总体发射功率。UWB系统的一个挑战是在不引入过高硬件复杂性的情况下占用非常宽的带宽。本发明解决了这个需求。
下面参考图3，框图显示了按照本发明一个实施例的修改的直接序列OFDM发射机。框301，303，305，307，309，311以及313基本上与图1中对应的框以相同的方式工作。然而，与图1的发射机不同，在图3的发射机中，OFDM符号在框321中以因子N被上采样。接着，在框323和325中上采样信号被乘以一个PN序列。结果，由框313产生的一个基带信号占用了更宽的带宽。这种更大的带宽占用允许消除图1中已知的TFI码。相反，使用一个单频本地振荡器350来将该信号升频到RF。在一个示范实施例中，可以使用一个频率大概为----的本地振荡器。接着，生成的RF信号基本上占用了从大概3200MHz到大概4800MHz的所有带宽。
在图3的发射机中，在IFFT输出上的每个复采样被一个长度为N的码序列代替。发射的码序列的幅度和相位由来自发射机的相应的复采样确定。例如，已知的MB-OFDM UWB提案的长度为3的跳频序列可以被一个长度为4或更长的切片序列代替。
图4中显示了一个接收机的框图，所述接收机用于接收由图3的发射机产生的RF信号。所述接收机的RF前端430基本上与图2的RF前端以相同的方式工作。另外，框340，351和353，以及框307，303和301，基本上与图2中对应的框以相同的方式工作。然而，与图2的接收机不同，图4的接收机在I和Q路径上分别包括数字相关器450I和450Q。这些相关器在构造上组合了n个连续采样，在对PN切片进行求和之前，适当地纠正了各个PN切片的极性。这既导致一个等于接收机中应用的带宽扩展的带宽压缩，又导致一个因子为n的SNR增长。用于相关的PN序列的相位被设置为一个在前导码的末尾预先安排的值，因此通过从这个已知的起始点计数，就可以对发射机和接收机进行同步，而在接收机中不需要搜索算法。
图5显示了使用模拟相关器的一个接收机。
在图4和图5的系统中，在扩展增益和OFDM符号的长度选择上可以进行折中。如果发射机中IFFT输出的带宽足够宽，以致在没有进一步扩展的情况下就成为一个UWB信号(即＞500MHz)，那么通过在发射机中冻结PN序列就可以简单地获得一个OFDM低效运行模式。这种类型的操作对于距离很近的多个微微网很有用。在链路距离不是问题的情况下，诸如在有些无线USB的情况下，也可以使用FDMA模式。在其它情况下，考虑使用更长的OFDM符号(占用低于500MHz的带宽)可能会更加有利，所述更长的OFDM符号通过使用更长的扩展码来补偿。这种类型的操作可能更加有吸引力，特别在低数据速率模式的情况下。例如，不是使用长度为312.5ns的OFDM符号以及大小为4的扩展因子，而可以使用625ns的OFDM符号长度以及大小为8的扩展因子。
图4和5的系统的一个优点是与图1和2的系统相比，FFT的复杂性保持不变。在理想的系统中，发射机中的扩展过程以及接收机中的去扩展过程应该使得采样不会改变。这种方法的本质缺点在于在多径信道中，可能需要多个相关器来收集并组合足够的能量来获得期望的性能。事实上，任何超过一个“切片”周期长度的延迟扩展都将被PN序列扰频并作为噪声出现在后续OFDM处理中。因此在实际系统中，必须使用一组相关器，同时向其输出施加由估计的信道抽头加权的复共轭所定义的复抽头加权。相同的过程被用在常规的包括为UWB提议的CDMA接收机，并且众所周知为RAKE接收机。
不是在基带处理过程中采取措施来占用较宽的带宽，可以在升频过程中采取措施。一种方法是利用DAC的混叠行为。参考图1，框113典型地包括或跟随有一个抗混叠滤波器。在期望占用一个指定带宽的地方，可以对抗混叠滤波器进行修改来通过该带宽中的混叠分量。一种更加直接的方法是将基带信号与连续存在的梳状载波进行混合。图6中显示了这种发射机的一个框图。与图1的发射机相比，其中框115产生了一个TFI码，在图6中，使用了一个多音发生器615。结果，相同的OFDM符号被拷贝到每个其频率由所述多音发生器生成的子频带。
考虑不同复杂度和成本的解决方案，可以使用许多接收机选项来接收图6的发射机产生的信号。参考图7，一种选项是仅仅接收一个子频带，例如选择给出最佳前导码接收的那个子频带。该方法可被描述为选择多样性。与图2的接收机相比，在图7的接收机中，不会发生预定义的跳频。FFT的复杂度保持不变。此外，能够以这种方式来避免其中一个子频带中的窄带干扰。
参考图8，另外一个选项是将来自模拟前端中不同子频带的重复OFDM符号(不相干地)组合在一起，有效地将不同子频带折叠成单个子频带。这可以通过允许将不同图象彼此堆叠，或者通过为每个所需的降频提供一个显式的混频器或L0，或者通过两者的结合来实现。在这种方法中，所有发射能量都可被恢复，但是所获得的信噪比要比子频带被相干组合所获得的信噪比低。
参考图9，另一个选项是在FFT之后相干地组合重复的OFDM符号。在框960中执行这种相干组合。在这种方法中，可以使用组合子频带的最大比例，其中相加性组合之前，每个子频带被乘以对应于子频带的估计抽头加权的复共轭。所述宽带接收机必须能够支持2或3倍单个子频带采样率的基带采样率(例如528MHz的2或3倍)。相应的FFT尺寸为单个子频带尺寸的2或3倍(例如，256点或384点)。一般而言，如图9中所指示的1.低通滤波器211，221的带宽为单个子频带所需带宽的N倍。
2.A/D转换器213，223的采样率为单个子频带所需采样率的N倍。
3.FFT的尺寸为单个子频带所需尺寸的N倍。
当所有三个子频带都被使用时，图9的安排有效地将扩展增益增至三倍，即所述信号几个不同版本的相干组合，每个版本都遭受不相关噪声，使得SNR被提高与所组合的信号拷贝数量相同的比例(扩展增益)。然而，这种提高是以更大复杂性为代价的，尤其是当考虑到FFT尺寸时。
为了减小这种复杂性，可以使用时间-频率扩展的组合。参考包括图10a，图10b以及图10c的图10，示例了时间-频率扩展。图10a显示了无扩展的情况。每次使用单个子频带，并且每个发射的OFDM符号都不同。在图10b中，使用了2x扩展。在同一次，相同的OFDM符号在两个不同的子频带中被发射。在每个子频带中，特定的OFDM符号被连续发射两次。在图10c中，使用3x扩展。在同一次，相同的OFDM符号在三个不同的子频带中被发射。在每个子频带中，特定的OFDM符号被连续地发射三次。注意，一个特定OFDM符号被连续发射的次数与每次使用的子频带数量相同。因此，这种类型的扩展可以被称为平方时间-频率扩展。
参考图11，显示了与现有MB-OFDM提案相兼容的修改的扩展方案的例子。对于从53.3Mbp/s到200Mbp/s的数据速率，现有的MB-OFDM提案提供了等于2的时间扩展因子(TSF)。对于这些数据速率，通过引入相应的等于2的频率扩展因子，可以实现平方时间-频率扩展。对于从53.3Mbp/s到106.7Mbp/s的数据速率，通过将TSF从2增加到3，同时将码率从1/3改变到1/2，也有可能实现等于3的频率扩展因子。这些变化的实际结果是维护相同的数据速率。
使用平方时间-频率扩展，有可能连续地占用2个或3个子频带而不增加信号处理需求。参考图12的框图，显示了用于使用NxN时间-频率扩展来接收信号的接收机的一部分。复采样I，Q被缓冲进一个N-级缓冲器1210。所述N-级缓冲器为所有子频带存储等价的N个连续的相同OFDM符号。接着执行了一个完全叠加操作(1221)，将N个连续的OFDM符号组合成单个OFDM符号。由于信号的数值缩放不会改变信息内容，特别由于所采用的调制是QPSK并且仅对相位值敏感，所以加法就足够了。迄今，正如图9中的情形，所需FFT的尺寸是现有MB-OFDM提案所需尺寸的N倍。在这点上，在框1223中，使用频率抽样(一种已知的的信号处理技术)来使数据形成为N个组1230，每组数据的尺寸使得所需的FFT与现有提案中所需的相同。接着，使用序列器1241来允许相同的FFT硬件1243以时间有序的方式执行N(1x)FFT。对于每N个OFDM符号周期，新的序列器输入变得可用。对于每一个OFDM符号周期，序列器为一个1xFFT输出数据。
本领域中的普通技术人员应当理解在不背离本发明的精神或本质的情况下，本发明能够以其它特定形式实现。因此，在所有方面，本说明书都被认为是示例性的热不是限制性的。本发明的范围由附加权利要求指出而不是由前面的说明指出，并且来自权利要求含义与范围之内的任何变化都被包含在其中。
权利要求
1.一种发信号方法，包括产生一个OFDM符号(609)；对所述OFDM符号进行变换来产生一个OFDM信号(611)；并且对所述OFDM信号进行处理(615，617)来产生一个射频信号，所述射频信号占用了从大概3200MHz到大概10300MHz的传输频带内的多个子频带，每个子频带具有大概500MHz的带宽。
2.权利要求1所述的方法，其中对OFDM信号进行处理包括对所述OFDM信号进行上采样来产生一个上采样的OFDM信号；向所述上采样的OFDM信号施加一个伪随机码来产生一个编码的OFDM信号；并且对所述编码的OFDM信号进行升频来产生一个射频信号。
3.权利要求1所述的方法，其中所述射频信号占用了下述子频带中的多个子频带从大概3200MHz到大概3700MHz的第一子频带；从大概4000MHz到大概4200MHz的第二子频带；以及从大概4200MHz到大概4800MHz的第三子频带。
4.权利要求1所述的方法，其中对所述OFDM信号进行处理包括对所述OFDM信号进行升频来产生一个射频信号；其中所述射频信号占用下述子频带中的多个子频带从大概3200MHz到大概3700MHz的第一子频带；从大概4000MHz到大概4200MHz的第二子频带；以及大概从大概4200MHz到大概4800MHz的第三子频带。
5.权利要求1所述的方法，包括产生一个有N个连续相同的OFDM符号的序列；以及对所述OFDM符号进行变换来产生相应的OFDM信号；其中对所述OFDM信号进行处理包括对所述编码的OFDM信号进行升频来产生一个射频信号，所述射频信号占用了所述传输频带的多个子频带。
6.一种无线电通信系统，包括用于处理通信信号的装置，所述通信信号占用了大概1500MHz的传输频带内的多个子频带，每个子频带具有大概500MHz的带宽；以及用于处理OFDM符号的装置，包括至少下述其中之一用于对一个OFDM符号进行变换来产生一个OFDM信号的反变换装置(311)；用于对所述OFDM信号进行处理来产生一个射频信号的所述用于处理信号的装置；以及用于对一个OFDM信号进行变换来产生一个OFDM符号的正变换装置(440)，所述用于处理信号的装置对一个基带信号进行处理来产生OFDM信号。
7.权利要求6所述的设备，其中所述射频信号占用了下述子频带中的多个子频带从大概3200MHz到大概3700MHz的第一子频带；从大概4000MHz到大概4200MHz的第二子频带；以及从大概4200MHz到大概4800MHz的第三子频带。
8.权利要求6所述的设备，包括用于对一个OFDM信号进行变换来产生一个OFDM符号的正变换装置；对一个基带信号进行处理来产生OFDM信号的所述用于处理信号的装置；以及用于选择多个子频带的子集并且接收在该子频带的子集内的射频信号来产生基带信号的装置。
9.权利要求6所述的设备，包括用于对一个OFDM信号进行变换来产生一个OFDM符号的正变换装置，用于对一个基带信号进行处理来产生OFDM信号的所述用于处理信号的装置；以及用于接收在多个子频带内的射频信号并且不相干地组合来自多个子频带的信号来产生基带信号的装置。
10.权利要求6所述的装置，包括用于对一个OFDM信号进行变换来产生一个OFDM符号的正变换装置，用于对一个基带信号进行处理来产生OFDM信号的所述用于处理信号的装置；以及用于对在多个子频带内的射频信号进行采样来产生基带信号的装置，与用于对在单个子频带内的射频信号进行采样的采样率相比，使用了相对较高的采样率；其中由正变换装置变换的所述OFDM信号是一个复数值的列向量，与表示单个子频带的列向量的尺寸相比，所述列向量具有相对较大的尺寸。
11.权利要求10所述的设备，包括用于将所述列向量分解成多个较小的列向量并且将所述多个较小的列向量在时间上按顺序地施加到所述正变换装置的装置。
12.权利要求11所述的设备，其中较小列向量的数量等于多个子频带的数量。
13.权利要求6所述的设备，包括用于对OFDM符号进行重复的装置，以使得至少在一种工作模式期间，每个OFDM符号作为N个相同OFDM符号序列的部分出现。
14.权利要求13所述的设备，其中N等于多个子带的数量。
全文摘要
一个OFDM信号连续地占用一个传输频带的多个子频带，所述OFDM信号否则仅仅占用一个子频带。步骤可包括产生一个OFDM符号(309)；对所述OFDM符号进行变换来产生一个OFDM信号(311)；对所述OFDM信号进行上采样来产生一个上采样的OFDM信号(321)；向所述上采样的OFDM信号施加一个伪随机码(323)来产生一个编码的OFDM信号；并且对所述编码的OFDM信号进行升频(317)来产生一个射频信号。备选地，步骤可包括将所述OFDM信号进行升频来产生一个射频信号；其中所述射频信号占用下述子频带中的多个子频带从大概3200MHz到大概3700MHz；从大概3700MHz到大概4200MHz；从大概4200MHz到大概4800MHz。在另一个实施例中，步骤可包括产生一个有N个连续相同的OFDM符号的序列。
文档编号H04L5/02GK1860719SQ200480028602
公开日2006年11月8日 申请日期2004年10月1日 优先权日2003年10月1日
发明者C·拉泽尔 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司