专利名称：对使用切换分集天线系统的fm iboc接收器的相干跟踪的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线电信号的接收方法和装置，更具体而言，本发明涉及包括切换分集天线系统的这种方法和装置。
背景技术：
iBiquity Digital Corporation公司的HD RadioTM系统被设计以提供数字质量音频，其比现有的模拟广播格式好。HD RadioTM系统允许从当前模拟振幅调制(AM)和频率调制(FM)无线电平滑演变到全数字带内同频(IBOC)系统。该系统在现有的中频(MF)和甚高频(VHF)无线电频带中将数字音频和数据服务从陆地发射器传递到移动的、便携的、和固定的接收器。广播公司可以继续传送模拟AM和FM，同时传送新的、更高质量和鲁棒性更好的数字信号，使他们自己和他们的收听者在保持他们当前频率分配的同时能够从模拟向数字无线电转换。
通过使用复合信号传送带内同频(IBOC)HD RadioTM，其中该复合信号包括广播信道内的多个OFDM子载波和参考子载波。相干解调被用于IBOC HD RadioTM接收器中FM IBOC信号的数字部分。参考子载波的多个作用信道状态信息(CSI)的采集、跟踪、估计以及相干运算已经在美国专利6,549,544中有所描述。美国专利6,549,544中描述的系统被设计用于在具有衰落带宽的FM广播频带(88-108MHz)中运行，以便适应在公路速度的车辆中所使用的接收器。通过使用带宽近似为最大期望多普勒带宽(大概13Hz)的滤波器，估计各种相干跟踪参数。对于固定天线，对跟踪算法的输入信号的相关跟踪统计量被假设以在不大于多普勒带宽的速率上变化。
IBOC HD RadioTM接收器可以与切换分集天线系统结合使用。切换分集天线系统包括通常被放置在车辆前窗或后窗玻璃中的多个天线元件(例如，2到4个)。这些元件被连接到分集切换模块，其中分集切换模块动态地选择一个元件或元件的组合，以提供RF天线信号到接收器。分集切换模块还监控来自接收器的信号，以确定何时切换。典型模块的“盲切换”算法基于来自接收器的平均中频(IF)信号电平而建立切换阈值。当IF信号落在该阈值之下时，切换就盲选择具有产生更好信号预期的替代元件。如果新信号在阈值之上，那么切换保持新元件选择。否则，分集切换模块在最小停留时间之后选择替代元件。随着切换模块不断更新它的阈值，该过程继续进行。这种天线切换分集系统的一个实例在H.Lindenmeier等人的“Diversity Systemfor Receiving Digital Terrestrial and/or Satellite Radio Signals forMotor Vehicles”，美国专利6,633,258B2，2003年10月14日中有所介绍。
分集切换算法操作后面的理论基于各种天线元件的不同瞬时衰落条件。多路径衰落导致在不同时间到达接收天线元件的信号的多射线(多路径)的相加。例如，100MHz的波长大约为10英尺。如果两个信号路径以时间差1个波长或者10毫微秒(10英尺传播差)到达，则信号将同相相加。类似的，如果两条射线以时间差为半个波长而到达天线元件，那么该相加的不同相信号将抵消。在移动的车辆中，该相加或抵消是动态的，其中多普勒带宽通过BW＝fc*s/c来近似(其中fc是载波频率，s是车速，c是光速)。多普勒带宽在通常的公路速度上大约为10Hz。因此，在该实例中，一个天线元件的信号矢量(幅度/相位的复数形式)可以在大约10Hz的速率上变化。然后，参考信号和信道状态的相干跟踪必须适应10Hz带宽，以维持相干信号跟踪。
典型的车辆内天线元件可以经历某种程度的独立瞬时衰落条件(根据元件的间隔和多路径的方向)。例如，一个元件可以是零衰落，而另一元件可以是最大衰落。在具有多个元件的车辆中，很可能一个天线元件将接收足够高的信号，而当前元件正经历衰落(信号抵消)。典型的多元件FM分集天线系统中元件将具有可能某种程度相关、但又足够不相关以获得期望的分集增益从而提高性能的瞬时衰落条件。
实例IBOC HD RadioTM接收器中的相干数字调制解调器被设计以跟踪在车辆速度衰落的信号，其中多普勒带宽＜13Hz。在车辆窗户中使用切换分集天线将在数字信号的相干跟踪中引入突发瞬态，这降低了数字性能。动态天线切换所引起的瞬态不能在先前的接收器调制解调器中被跟踪，这导致了衰退的数字覆盖。
本发明提供了一种相干跟踪方法，其适应切换分集天线系统中的切换瞬态。本发明还提供对自主地与盲切换分集天线系统一起使用的相干跟踪算法的改进。这些相同的改进也能够减轻由于冲击噪声或非高斯噪声-诸如来自相邻FM模拟干扰源的-所引起的降质。此外，包括快速自动增益控制(AGC)的接收器的性能被提高。
发明内容
本发明提供了一种用于相干跟踪包括多个数字调制参考子载波的无线电信号的方法。该方法包括以下步骤接收在参考子载波上传送的码元；组合参考子载波码元与已知的参考序列共轭，以产生多个样值；中值滤波这些样值，以产生滤波后的样值；以及在该多个参考子载波上对每个参考子载波的样值进行平滑处理，以为每个子载波产生相干参考信号估计。
另一方面，本发明包括一种用于相干跟踪包括至少一个数字调制参考载波的无线电信号的接收器。该接收器包括输入端，用于接收无线电信号；以及处理器，用于通过接收在参考子载波上传送的码元、组合参考子载波码元与已知的参考序列共轭以产生多个样值、中值滤波这些样值以产生滤波后的样值、并且在多个参考子载波上对每个参考子载波的样值进行平滑处理以为每个子载波产生相干参考信号估计，从而相干跟踪包括多个数字调制参考子载波的无线电信号。
本发明还包括一种用于相干跟踪包括至少一个数字调制参考载波的无线电信号的方法。其中，该方法包括以下步骤解调参考载波以产生复数相干参考增益，检测影响复数相干参考增益的瞬态，以及调整该瞬态附近的复数相干参考增益以产生调整后的复数相干参考增益。瞬态可以由天线元件中的切换或冲击噪声引起。
本发明还包括一种用于相干跟踪包括至少一个数字调制参考载波的无线电信号的接收器。其中，该接收器包括输入端，用于接收无线电信号；以及处理器，用于解调参考载波以产生复数相干参考增益，用于检测影响复数相干参考增益的瞬态，以及用于调整在瞬态附近的复数相干参考增益以产生调整后的复数相干参考增益。
另一方面，本发明提供一种当噪声在似高斯噪声样值中可以包括似冲击样值时估计无线电信号中码元的噪声方差的方法，其中该方法包括以下步骤将输入样值和相干参考样值相加以产生误差样值，计算误差样值的平方，分离平方后的似高斯噪声样值和平方后的冲击噪声样值，以及非线性滤波误差样值的平方以产生表示长期平均的似高斯噪声方差以及短期冲击噪声方差之和的噪声方差估计。
图1是可以应用本发明的混合波形的频谱示意图。
图2是可以应用本发明的扩展混合波形的频谱示意图。
图3是可以应用本发明的全数字波形的频谱示意图。
图4表示第一种类型的频率分块(Frequency Partition)排序。
图5表示第二种类型的频率分块排序。
图6是下边带参考子载波频谱映射的示意图。
图7是上边带参考子载波频谱映射的示意图。
图8是系统控制处理的框图。
图9是主参考子载波系统控制数据序列的示意图。
图10是差分编码器的框图。
图11是相干参考/CSI功能的高级框图。
图12是相干参考/CSI功能的详细框图。
图13是上主边带参考子载波数据去除的示意图。
图14是主边带参考子载波估计的框图。
图15是次边带参考子载波估计的框图。
图16是主边带噪声方差估计的框图。
图17是次边带噪声方差估计的框图。
图18是参考子载波的CSI加权的框图。
图19是同步权值生成的框图。
图20是主边带的参考子载波插值图解的示意图。
图21是参考子载波插值的框图。
图22是一般切换分集天线系统的功能图。
图23是每100个码元切换的(无噪声)衰落信号的实数和虚数分量图。
图24是在具有10dB SNR的码元200处瞬态附近滤波后的相干参考衰落信号切换的实数和虚数分量图。
图25是表示切换瞬态对噪声估计(20dB SNR)的影响的图。
图26是先前的相干参考和噪声估计的框图。
图27是用于单个参考子载波的相干参考估计的11-抽头FIR滤波器图。
图28是在整个频率(参考子载波)上使用的滤波器图。
图29是滤波器类型对减少相干参考信号的估计误差的影响的图。
图30是对相干参考信号进行11-抽头FIR和中值滤波的比较图。
图31是本发明的参考和噪声估计的框图。
图32是IIR滤波器冲击响应图。
图33是IIR滤波器阶跃响应图。
图34是作为IIR滤波器参数α的函数的减小噪声估计误差的图。
图35是显示多余增益值G*ln(2)对选择多余路径的概率以及增加的平均估计噪声方差的影响的图。
图36是显示切换瞬态对具有原始11-抽头FIR滤波器的噪声估计(10dB SNR)以及α＝1/16的原始IIR噪声估计的影响的图。
图37是显示切换瞬态对具有原始11-抽头FIR滤波器的噪声估计(10dB SNR)和修改为α＝1/8的原始IIR噪声估计的影响的图。
图38是显示当应用噪声方差修改时，切换瞬态对具有原始11-抽头FIR滤波器的噪声估计(10dB SNR)的影响的图。
图39是显示切换瞬态对具有5-抽头中值滤波器的噪声估计(10dB SNR)以及修改为α＝1/8的原始IIR噪声估计的影响的图。
图40是显示当应用噪声方差修改时，切换瞬态对具有5-抽头中值滤波器的噪声估计(10dB SNR)的影响的图。
图41和42是码组误差率的图。
图43是能够根据本发明处理信号的接收器的框图。
图44是显示图43的接收器中所使用的信道状态估计技术的框图。
图45是显示切换瞬态对噪声估计的影响的图。
图46是另一显示切换瞬态对噪声估计的影响的图。
图47是表示相干信道参考信号的产生的功能框图。
图48是显示瞬态检测算法的结果的图。
图49是另一显示瞬态检测算法的结果的图。
图50是显示瞬态附近相干信道增益的校正的功能性框图。
图51是显示噪声方差估计的修改的框图。
图52是显示切换瞬态对噪声估计的影响的图。
具体实施例方式
图1是可以应用本发明的混合FM IBOC波形50的频谱的示意图。波形包括位于广播信道54中央的模拟调制信号52、上边带58中的第一组多个均匀间隔的正交频分复用子载波56、和下边带62中的第二组多个均匀间隔的正交频分复用子载波60。以比模拟调制的载波低的功率电平广播数字调制的子载波，以遵守所要求的信道信号屏蔽。数字调制的子载波被分为多个分块，并且各种子载波被指定为参考子载波。一个频率分块是包括18个数据子载波和1个参考子载波的19个OFDM子载波组。
混合波形包括模拟FM调制信号，加上数字调制主要主子载波。数字信号在混合波形中的模拟FM信号两侧上主要主(PMPrimaryMain)边带中被传送。每个边带的功率电平略低于模拟FM信号中的总功率。模拟信号可以是单声道的也可以是立体声的，并且可以包括辅助通信授权(SCA)信道。
子载波位于均匀间隔的频率位置。子载波位置从-546到+546被标号。在图1所示的波形中，子载波在位置+356到+546以及-356到-546处。该波形将通常在转换到全数字波形之前的初始过渡阶段中被使用。
每个主要主边带由10个频率分块组成，这10个频率分块位于356到545或者-356到-545的子载波中。也包括在主要主边带中的子载波546和-546是附加参考子载波。每个子载波的振幅可以通过振幅比例因子被缩放。
在混合波形中，数字信号在模拟FM信号的任何一侧的主要主(PM)边带中被传送。每个边带的功率电平略低于模拟FM信号中的总功率。模拟信号可以是单声道的或者是立体声的，并且可以包括辅助通信授权(SCA)信道。
图2是可以应用本发明的扩展混合波形的频谱的示意图。在扩展混合波形中，混合边带的带宽可以朝着模拟FM信号扩展，以提高数字容量。被分配到每个主要主边带内缘的附加频谱被称为主扩展(PX)边带。
通过向混合波形中存在的主要主边带添加主扩展边带而创建扩展混合波形，如图2所示。根据服务模式，1个、2个或4个频率分块可以被添加到每个主要主边带的内缘。
图2是扩展混合FM IBOC波形70的示意图。通过向混合波形中存在的主要主边带添加主扩展边带72、74而创建扩展混合波形。根据服务模式，1个、2个或4个频率分块可以被添加到每个主要主边带的内缘。
扩展混合波形包括模拟FM信号加上数字调制的主要主边带(子载波+356到+546和-356到-546)和一些或所有主扩展子载波(子载波+280到+355和-280到-355)。该波形将通常在转换到全数字波形之前的初始过渡阶段中被使用。
每个主要主边带包括10个频率分块，和跨越子载波356到546或-356到-546的附加参考子载波。上主扩展边带包括子载波337到355(一个频率分块)、318到355(两个频率分块)、或者280到355(四个频率分块)。下主扩展边带包括子载波-337到-355(一个频率分块)、-318到-355(两个频率分块)、或者-280到-355(四个频率分块)。每个子载波的振幅可以通过振幅比例因子被缩放。
图3是可以应用本发明的全数字波形的频谱的示意图。图3是全数字FM IBOC波形80的示意图。通过禁止模拟信号、完全扩展主数字边带82、84的带宽、并且添加模拟信号所空出的频谱中添加低功率的次边带86、88，构建全数字波形。所示实施例中的全数字波形包括子载波位置-546到+546处的数字调制的子载波，而没有模拟FM信号。
除了10个主频率分块，所有四个扩展频率分块存在于全数字波形的每个主边带中。每个次边带还具有10个次要主(SMSecondaryMain)和4个次扩展(SX)频率分块。然而，与主边带不同，次要主频率分块被映射到信道中心附近，而扩展频率分块远离中心。
每个次要边带还支持小的次要保护(SP)区域90、92，包括12个OFDM子载波和参考子载波279到-279。该边带被称为“受保护的”，因为它们位于最不可能受模拟或数字干扰影响的频谱区域中。附加参考子载波被放置在信道的中央(0)。不应用SP区域的频率分块排序，因为SP区域不包括频率分块。
每个次要主边带跨越子载波1到190或-1到-190。上次要扩展边带包括子载波191到266，并且上次要被保护边带包括子载波267到278，加上附加参考子载波279。下次要扩展边带包括子载波-191到-266，下次要被保护边带包括子载波-267到-278，加上附加参考子载波-279。整个全数字频谱的总频率跨度是396,803Hz。每个子载波的振幅可以通过振幅比例因子被缩放。次要边带振幅比例因子可以是用户可选择的。可以选择四个中的任何一个用于次要边带。
所有3个波形类型遵守当前分配的谱辐射屏蔽。通过使用正交频分复用(OFDM)调制数字信号。OFDM是平行调制方案，其中数据流调制大量同时传送的正交子载波。OFDM本质是灵活的，易于允许将逻辑信道映射到不同子载波组。
OFDM子载波被集合到频率分块中。图4是第一类型的频率分块排序的示意图。图5是第二类型的频率分块排序的示意图。每个频率分块由8个数据子载波和1个参考子载波组成，如图4(排序A)和图5(排序B)所示。参考子载波的位置(排序A或B)随着频率分块在频谱中的位置而变化。
在数字音频广播系统的发射器中的协议层执行信号处理。控制和信息信号通过协议栈的各个层，以在广播侧产生IBOC信号。接收器在相应的协议层处理信号。
主程序服务在模拟和数字传送中保持现有模拟无线电节目格式。此外，主程序服务可以包括与音频节目直接相关的数字数据。
协议数据单元(PDU)在对等层(例如，从传送侧的层n到接收侧的层n)之间交换。协议栈的任何层n的基本目的是将发射器的层n+1所提供的PDU传递到接收系统的对等层n+1。层n+1 PDU有效载荷包括层n+1协议控制信息(PCI)和上层(层n+2)PDU。
为了更好地理解这个概念，考虑在传送侧从层n+1到层n的信息流。层n+1 PDU必须如层n服务所指定的那样被封装。该包被称为服务数据单元，即SDU。层n SDU包括层n+1 PDU加上层n SDU控制信息(SCI)。层n+1创建层n SDU并经由层n服务接入点将其发送到层n。
当层n接收SDU时，其获取层n+1 PDU和其自己的协议控制信息(PCI)-这可以包括SCI中所接收的信息，并创建层n PDU。然后，层n PDU被发送到在接收系统的对等层，在那里，随着信息上升到协议层，该过程基本上被反转。因此，每个层提取对等PDU，并将剩余信息以SDU的形式转发到下一层。
层L1表示物理层，其中信息被准备通过天线传送。层L2被耦合到层L1。对于每个频率分块，数据子载波d1到d18传递L2 PDU，而参考子载波传递L1系统控制。子载波从中心频率的0被编号到信道频率分配两端的±546。
除了每个频率分块中驻留的参考子载波，根据服务模式，多至5个附加参考子载波在子载波号码-546、-279、0、279和546处被插入到频谱中。整体效果是参考子载波在整个频谱中的规则分布。为了表示方便，每个参考子载波被分配给一个0到60之间的唯一标识号码。所有下边带参考子载波如图6所示。所有上边带参考子载波如图7所示。这些图显示了参考子载波号码和OFDM子载波号码之间的关系。
图1-3显示了某些关键OFDM子载波的子载波号码以及中心频率。子载波的中心频率通过将子载波号码乘上OFDM子载波间隔Δf而计算得出。子载波0的中心位于0Hz。在本文中，中心频率与射频(RF)分配的信道有关。例如，上主要主边带通过子载波356和546划界，其中心频率分别位于129,361Hz和198,402Hz。主要主边带的频率跨度是69,041Hz(198,402-129,361)。
图8是系统控制处理的框图。系统控制信道(SCCH)通过使用参考子载波中的字段来传送控制和状态信息。此外，从L1上方的层经由主要预留控制数据接口和次要预留控制数据接口控制被指定为“预留”的系统控制数据序列的几个比特。服务模式指示逻辑信道的所有允许的配置。
在上层的指导下，系统控制处理集合并差分编码目标为每个参考子载波的比特序列(系统控制数据序列)，如图8所示。存在多至61个参考子载波，被标号为0...60，分布在整个OFDM频谱中。
如图8所示，系统控制处理经由SCCH接收来自层2的输入。通过使用系统控制输入，系统控制数据序列汇编器100为61个参考子载波的每一个在Tb上建立系统控制比特序列。然后，差分编码器102及时地对每个比特序列进行差分编码。所得到的输出是固定维数32×61的矩阵 的行维数对应于每个Tb的OFDM码元的数量，列维数对应于每个OFDM码元的有效参考子载波的最大数量。矩阵 可用于速率Rb处的OFDM子载波映射。此外，系统控制处理经由SCCH以速率Rb将L1块计数提供到层2。
系统控制数据序列汇编器从层2收集所有系统控制信息，并且与一些层控制信息一起，开发61个32比特系统控制数据序列的矩阵 的行被标为0...31，列被标为0...60。 的每行包含用于每个参考子载波的系统控制数据序列的一个比特(在差分编码之前)，并且在相同的OFDM码元中被传送。行0首先被占据(populate)。 的任何给定列包含用于32个OFDM码元上单个参考子载波的系统控制数据序列。
图9是主要参考子载波系统控制数据序列104的示意图。系统控制数据序列由表示各种系统控制分量的比特字段构成。位于主要边带中的参考子载波具有与位于次要边带中的参考子载波不同的字段。主要参考子载波中的信息仅仅应用于主要服务，而次要参考子载波中的信息仅仅应用于次要服务。主要参考子载波系统控制数据序列如图9所示，并且在表1中定义。比特31到0分别映射到 的行0到31。次要参考子载波以相似的方式定义。
表1主要系统控制数据序列比特映射
图10是差分编码器的框图。由系统控制数据序列汇编器所汇编的、32×61矩阵
的每列中的比特根据图10被差分编码，并且以相同的顺序被输出到矩阵
概念地，该过程可以被看成61个平行差分编码器。对于单独的差分编码器， 的单个列j的比特被依次处理，从i＝0...31。一次将一个系统控制数据序列比特输入到差分编码器。该输入比特与先前存储的输出比特 进行模2相加，以形成最后的输出比特 每次输入比特为1时，所得到的输出比特流反转极性。每个差分编码器的初始状态是0。
通过重复的32比特BPSK定时序列调制参考子载波，其中重复的32比特BPSK定时序列在传送之前被差分编码。参考子载波有几个目的1)采集上子载波含糊的分辨率，2)用于随后相干检测的局部相位参考，3)用于信道状态信息(CSI)估计的局部噪声和/或干扰样值，和4)用于频率和码元跟踪的相位误差信息。BPSK定时序列的差分编码允许在建立剩余子载波所需的相干参考之前检测BPSK定时序列。差分检测模式然后被用于从参考子载波中去除数据调制，从而留下关于参考的局部相位的信息以及噪声或干扰样值。这被用于估计随后软判决解码所需的CSI。
图11是相干参考/CSI功能的高级框图。块同步模式的11个同步比特对于唯一定义每个块的边界是足够的，而不管剩余21个比特的值。BPSK被选择用于参考子载波，因为其比差分检测的QPSK更容忍噪声和信道损害。此外，所有参考子载波上BPSK定时序列的冗余产生鲁棒的参考，即使在最恶劣的干扰和信道条件下。BPSK定时序列中的变量字段(混合/数字、备用、块计数和模式)被奇偶校验以用于两种误差保护，并消除由于差分编码而在每个变量字段结尾处的相位参考变化。相同BPSK定时序列(除了2比特参考子载波ID字段)在所有参考子载波位置上被冗余地传送，并且与块计数字段中所定义的交织器块一致。
相干参考/CSI模块产生用于相干检测数据子载波的相位参考，并且基于当前信道状态适当地加权所得到的软判决。复数加权的软判决然后被缩放、限制并存储在适当的去交织器矩阵中，以输出到比特处理模块。
加权后的软判决的幅度在时间上被平滑处理，以形成一组用于跟踪控制模块的同步权值。此外，完全精确的浮点软判决也被传递到跟踪控制模块，以检测错误码元跟踪条件。
图12是相干参考/CSI功能的详细框图。每个OFDM码元时间时，从相位均衡模块中接收上主要、下主要和次要相位均衡的频域码元。每个码元由许多参考和数据子载波组成。参考子载波被用于产生相干相位参考和CSI权值，这些权值然后被应用到数据子载波，以创建目标为比特处理和跟踪控制的软判决。此外，CSI权值被用于生成用于跟踪控制模块的同步权值。不执行相干参考/CSI模块，直到帧同步/系统控制模块检测到子帧(L1块)边界的位置。
图12的详细框图表示相干参考/CSI模块由7个主功能组件组成参考子载波数据去除110b.参考子载波估计112c.噪声方差估计114d.相干相位参考加权116e.同步权值生成118d.参考子载波插值120g.软判决控制122以下将简短地总结这些功能组件的运行和相互作用。通过使用来自帧同步/系统控制模块的被编码系统控制数据序列，参考子载波数据剥离组件从所接收的OFDM码元中每个相位均衡的参考子载波中剥离数据。从参考子载波中去除调制允许精确估计所接收信号的相位，用于相干检测。
剥离数据的参考子载波然后-在时间上和频率上-被参考子载波估计组件滤波。每个被滤波参考子载波的幅度估计其平均信号功率，而角度提供了被解调OFDM数据子载波的相干检测所需的相干相位参考。
为了优化维特比解码器的性能，每个被解调OFDM子载波的幅度必须被其信噪比的估计加权。该“CSI估计”被相干相位参考加权组件计算和应用。信号功率估计仅仅是每个被滤波参考子载波的幅度，而每个参考子载波的噪声功率估计由噪声方差估计组件提供。相干相位参考加权组件通过他们相应的噪声方差估计来除被滤波的参考子载波，从而形成用于每个参考子载波的CSI加权的相干相位参考。
通过参考子载波插值组件将CSI加权的相干相位参考应用到数据子载波。该组件在参考子载波相干相位参考之间插值，并将插值后的参考应用到相应数据子载波。所得到的浮点软判决被传递到跟踪控制模块，用于错误码元跟踪条件的检测。此外，软判决控制组件缩放和量化浮点软判决，并将它们放置在合适的去交织器矩阵中，以输出到比特处理和BER模块。
同步权值生成组件计算CSI加权的相干相位参考的幅度，在时间上平滑它们，并且将它们传递到跟踪控制，用作同步权值。
主要和次要边带被主功能组件处理。对相干参考/CSI模块的输入是被均衡的码元、被编码的系统控制数据序列、分块组、CSI延迟缓冲信息、同步状态，和系统控制数据。
被均衡的码元被用于产生相干相位参考和CSI权值，这些权值被应用到数据子载波，以创建输出软判决。每个OFDM码元时间时，从相位均衡模块中获取上主要均衡码元和下主要均衡码元。此外，相位均衡模块还以OFDM码元速率Rs(344.53125Hz)传递次要均衡码元。每个上或下主要码元由267个复数样值组成。每个次要码元由559个复数样值组成。
被编码的系统控制数据序列被用于从均衡码元中的参考子载波中剥离数据。帧同步/系统控制模块传递主要的和次要的被编码系统控制数据序列到相干参考/CSI模块。4个主要和4个次要序列被传递每个参考子载波标识(RSID)值一个。每个序列提供码元速率处的单个值。
虽然所有边带相似地被相干参考/CSI模块中的功能组件处理，但是它们在其上运行的子载波可以随着服务模式而变化。分块组识别给定码元中被占据(populated)的频率分块。其指示哪些主要扩展分块和次要边带可用于处理。每个码元时间时，从解调器执行中得出单个分块组值。
CSI延迟缓冲信息仅仅是22个码元CSI延迟循环缓冲的最后一个元素的地址。该缓冲器将输入均衡码元与它们的相应CSI加权相干相位参考对齐。CSI延迟缓冲信息被用于返转循环缓冲指针。存在两个CSI延迟缓冲信息输入一个用于主要边带，一个用于次要边带。每个输入提供码元速率处的单个值。
同步状态包括2个标志一个来自帧同步/系统控制模块，指示有效的块计数，另一个来自解调器执行，指示输入均衡码元已经被充分地延迟以允许与它们的CSI加权相关相位参考恰当的对齐。这两个同步状态值在每个码元时间时被传递。
由帧同步/系统控制模块所传递的系统控制数据包括主要服务模式、次要服务模式和块计数。服务模式被软判决控制组件用于确定输出软判决的位置和数量。块计数显示当前L1块的索引，并且被软判决控制组件用于确定什么时候软判决能够被指引到合适的去交织器矩阵。这3个系统控制数据值在每个码元时间时被传递。
相干参考/CSI模块的输出是去交织器矩阵，去交织器开始标志，主要完全精确软判决，和同步权值。每个码元时间时，相干参考/CSI模块指引量化的软判决到主要和次要去交织器矩阵。软判决的数量和它们的目的去交织器矩阵由服务模式确定。对于每个L1块，去交织器矩阵中的所有软判决由解调器执行传递到比特处理和BER模块。
参考子载波数据去除组件通过使用来自帧同步/系统控制模块的被编码系统控制数据序列而从输入相位均衡参考子载波中剥离调制。这允许所接收信号的精确相位估计，以用于相干检测。
参考子载波首先被从输入相位均衡子载波中提取。下主要边带包含参考子载波0到14，次要边带包含参考子载波15到45，上主要边带包含参考子载波46到60。
通过将参考子载波数据的复数共轭与来自四个被编码系统控制数据序列中一个的复数数据值相乘，从参考子载波中去除调制。以下等式表示用于每个OFDM码元中每个参考子载波的运算
y＝x*·(1+j)·pn其中y是复数的被剥离参考子载波数据值，x是复数的输入参考子载波数据值，n是被编码系统控制数据序列号(0，1，2或3)，pn是合适的系统控制数据值pn=±12]]>量(1+j)·pn表示不被噪声干扰的两个BPSK星座点。
在每个OFDM码元时间时接收来自每个系统控制数据序列的单个值。通过4个可能的参考子载波ID(RSID)号调制从帧同步/系统控制模块接收的这4个被编码系统控制数据序列。参考子载波数据值与共享相同RSID的系统控制数据值相乘。
在图13中为上主要边带表示参考子载波数据去除操作。其他边带的参考子载波数据去除操作以相似的方式执行。
参考子载波估计组件对数据被剥离的参考子载波在时间和频率上滤波。每个被滤波参考子载波的幅度估计其平均信号功率，而角度估计它的相干相位参考。
数据被剥离的参考子载波首先通过11-抽头时域FIR滤波器。因为每个参考子载波被单独滤波，因此实际有15个并行的滤波器，用于上和下主要边带，以及31个并行滤波器，用于次要边带。然后，通过使用4个3-抽头FIR滤波器的级联，在频率上对所得到的被时间滤波的参考子载波滤波。在到下一级之前，为单个OFDM码元中所有参考子载波执行每一级。为了为外部参考子载波填满滤波器存储器，结束点(由分块组确定)必须被复制。用于主要和次要边带的参考子载波估计处理的详细框图分别在图14和15中表示。
图14是主要边带参考子载波估计的框图。图15是次要边带参考子载波估计的框图。对于OFDM码元中每个参考子载波，时域滤波操作如下y[n]=Σk=010x[n-k]·h[k]]]>其中y[n]是OFDM码元n的输出的被时间滤波的参考子载波，x[n]是OFDM码元n的输入的剥离后的参考子载波，h[k]是FIR滤波器系数数组，k是滤波器总和索引。对于每个OFDM码元，通过顺序执行以下4个等式，所有参考子载波在频率上被滤波a[m]=Σk=02y[m+k-1]·h[k]]]>b[m]=Σk=02a[m+k-1]·h[k]]]>c[m]=Σk=02b[m+k-1]·h[k]]]>d[m]=Σk=02c[m+k-1]·h[k]]]>其中y[m]是输入的被时间滤波的参考子载波，h[k]是FIR滤波器系数数组，k是滤波器求和索引。在上述等式中，m表示参考子载波索引，它的范围对于特定边带是分块组的函数。此外，a[m]，b[m]，c[m]和d[m]分别是FIR滤波器的第一、第二、第三和最后一级的输出。
在频率上的滤波操作中，边带中的第一和最后一个参考子载波分别在每个滤波级的开始和结束处重复，以便填充滤波器存储器，用于滤波第一和最后子载波。对于上主要边带，以下参考子载波作为分块组的函数被复制参考子载波60被复制并被放置在用于所有分块组的额外存储器位置；参考子载波50被复制并被放置在用于分块组“Extend0”的参考子载波49的位置(服务模式MP1)；参考子载波49被复制并被放置在用于分块组“Extend1”的参考子载波48的位置(服务模式MP2)；参考子载波48被复制并被放置到用于分块组“Extend2”的参考子载波47的位置(服务模式MP3)；参考子载波46被复制并被放置在用于分块组“Extend4”的额外存储器位置(服务模式MP4，MP5，MP6和MP7)。其他边带的滤波以相似的方式完成。
噪声方差估计组件为每个参考子载波计算噪声功率估计。该噪声功率估计被相干相位参考加权组件用于通过CSI估计加权被剥离的、被滤波的参考子载波。
来自参考子载波估计组件的被滤波参考子载波(信号)被从它们的相应的被延迟的、被剥离的参考子载波(信号加噪声)中减去，以形成主要和次要边带中每个参考子载波的复数噪声估计(信号加噪声-信号＝噪声)。复数噪声估计的幅度平方然后在频率和时间上被滤波，从而生成每个参考子载波的平均噪声方差估计。
对所有参考子载波噪声值执行幅度平方运算，从而产生噪声方差样值。噪声方差样值然后在频率上被滤波，用于参考子载波估计。频率滤波后的噪声方差估计然后被传递到IIR噪声估计滤波器。总共有15个独立IIR滤波器，用于上和下主要边带；以及31个独立IIR滤波器，用于次要边带(对于每个参考子载波噪声方差样值，一个滤波器)。IIR滤波器是对输入噪声方差样值取平均的统一增益的、双极有损耗积分器。每个OFDM码元时间，它们仅仅执行一次。用于每个参考子载波的估计的平均噪声方差被从滤波器中输出。
用于主要和次要边带的噪声方差估计过程的详细框图分别在图16和17中示出。图16是主要边带噪声方差估计的框图。图17是次要边带噪声方差估计的框图。
OFDM码元n中每个参考子载波的减法和幅度平方运算如下等式所描述z[n]＝|x[n-5]-y[n]|2其中z[n]是噪声方差样值，y[n]是滤波后的参考子载波，x[n-5]是剥离后的参考子载波，其已经被延迟了5个码元以说明参考子载波估计组件中时域FIR滤波器的延迟。
频率上的滤波操作与在参考子载波估计组件中所使用的相同。对于OFDM码元n中每个参考子载波，IIR滤波操作如下σ^2[n]=A·v[n]+B·σ^2[n-1]+C·σ^2[n-2]]]>其中 是OFDM码元n的输出噪声方差估计，v[n]是输入的频率滤波后的噪声方差估计。基于α＝1/16的双极有损耗积分器计算滤波系数A＝α2＝0.00390625B＝2·(1-α)＝1.875C＝-(1-α)2＝-0.87890625相干相位参考加权组件计算CSI权值并将其应用到每个滤波后的参考子载波。这些CSI权值-其估计每个参考子载波的信噪比-最终被应用到每个数据子载波，以改善维特比解码器的性能。因为滤波后的参考子载波的幅度表示信号能量，所以仅仅通过将每个滤波后的参考子载波除以其相应的噪声方差估计来计算和应用CSI权值。所得到的复数参考子载波的幅度是CSI权值，并且角度是相干相位参考。以下将介绍该组件的实施。
滤波后的参考子载波被延迟16个码元，以说明噪声方差估计组件中IIR滤波器的延迟。为了防止除以0，小的偏置首先被加到噪声方差估计中。延迟后的、滤波后的参考子载波然后被它们相应的噪声方差估计的倒数加权，从而生成主要和次要边带中每个参考子载波的CSI加权的相干相位参考。
图18是参考子载波的CSI加权的框图。对于OFDM码元n中每个参考子载波，CSI加权运算如下w[n]=x[n-16]σ^2[n]+ϵ]]>其中w[n]是OFDM码元n的输出的CSI加权后的参考子载波， 是输入噪声方差估计，x[n-16]是输入的延迟后的、滤波后的参考子载波，ε＝10-11是为了防止除以0而添加的偏置。CSI加权运算对于所有边带是相同。
同步权值就是已经在长的时间段上被平均以消除信号衰落影响的CSI权值。跟踪控制模块使用同步权值，以形成用于其码元跟踪环的跟踪校正。
通过计算主要边带中每个CSI加权后的、滤波后的参考子载波的幅度，并使用IIR滤波器对结果进行平滑处理，为每个OFDM码元生成同步权值。总共有30个独立IIR滤波器(每个参考子载波一个)。IIR滤波器是统一增益的、双极有损耗积分器，其在长的持续时间上平均输入CSI权值。每个OFDM码元时间，它们被执行一次。
所有30个同步权值总是被产生，甚至在不占据(populate)扩展边带的服务模式中。这是可接受的，因为扩展子载波的CSI权值(并且由此，同步权值)被自动地最小化，如果它们不存在的话。
图19是同步权值生成的框图。OFDM码元中每个CSI加权后的主要参考子载波的复数幅度计算如下w=xi2+xq2]]>其中xi和xq是输入的CSI加权后的、滤波后的参考子载波的实数和虚数部分，w是相关CSI权值。
对于OFDM码元n中每个主要参考子载波，IIR滤波运算如下y[n]＝A·w[n]+B·y[n-1]+C·y[n-2]其中y[n]是与OFDM码元n中特定参考子载波相关的输出同步权值，w[n]是输入CSI权值。基于α＝1/128的双极有损耗积分器，计算滤波器系数A＝α2＝0.00006103515625B＝2·(1-α)＝1.984375C＝-(1-α)2＝-0.984436035同步权值生成运算仅仅在主要边带上执行。
参考子载波插值组件将CSI加权后的相干相位参考应用到每个数据子载波。通过在参考子载波相干相位参考之间插值，为每个数据子载波生成相干相位参考。所得到的数据子载波相干相位参考然后被乘以相应的数据子载波，以生成相干检测的、CSI加权的复数软判决。
对于主要边带，CSI加权的、滤波后的参考子载波被传送通过具有插值因子19的频域滤波器。该插值滤波器是在所有有效参考子载波中“滑动”的37-抽头FIR。因为其不在时间上滤波，因此插值滤波器仅仅在来自单个OFDM码元的数据上操作。
插值处理首先在每个滤波后的参考之间的位置中插入18个复数0，从而实现插值因子19。此外，在第一参考子载波之前和最后一个参考子载波之后，添加18个零，以恰当地初始化滤波器。FIR滤波器然后在填充0的数据上操作。因为其在频域上“滑动”，所以每次在滤波器中将最多有2个参考(非零输入)。当滤波器的中心在参考上时，滤波器中仅仅有一个参考，并且其与中心抽头对准。在该情况中，滤波器仅仅返回输入参考子载波，这将在以后介绍。
图20是主要边带的参考子载波插值图示的示意图。次要边带的插值滤波以相似的方式执行。
一旦码元已经被滤波，则参考子载波被从输出中丢弃，从而仅仅留下每个数据子载波的CSI加权后的相干相位参考。插值后的相位参考然后被乘以它们相应的均衡数据子载波，以创建输出软判决。在复数乘法之前，相位均衡的数据子载波必须被恰当地与插值后的相位参考对齐。这通过将相位均衡的数据子载波延迟21个码元而完成。延迟说明由参考子载波时域FIR滤波器(5个码元)和噪声方差估计IIR滤波器(16个码元)所引入的总延迟。
图21是参考子载波插值过程的框图。对于OFDM码元中每个子载波n，插值滤波运算如下y[n]=Σk=0K-1x[n+k-(K-1)2]·h[k]]]>其中 是OFDM子载波 的填零输入，y[n]是OFDM子载波n的插值后的相干相位参考，h[k]是FIR滤波器系数阵列，k是滤波器总和索引。滤波器抽头K的数量，对于次要受保护的边带是25，对于所有其他边带是37。
使用具有对相干检测的QPSK子载波码元的最大比率组合(MRC)的加权的软判决维特比解码，以最小化信道上的损耗。因为由于选择性衰落，干扰和信号电平在子载波(频率)和时间上变化，因此需要及时的CSI，以适应地调整在维特比解码中用作分支度量的软码元的加权。CSI估计技术应该被设计，以适应高达大约13Hz的衰落带宽，以便用于在大约100MHz的FM频带中的最大车速。几微秒的延迟扩散是典型的，虽然在一些环境中已经测量了更大的扩散。从参考子载波中估计相位参考和CSI的技术如图21所示。该CSI权值组合了用于MRC的振幅加权和用于信道相位误差的相位纠正。
图21的CSI恢复技术的运算假设采集和跟踪子载波的频率，和OFDM码元的码元定时。频率和码元定时采集技术利用循环前缀的特征。频率和码元跟踪通过(在子载波上)在时间和频率上观察码元到码元的相位偏移而完成。
在采集了频率和码元定时之后，通过将差分检测的BPSK序列与块同步模式互相关，试图同步到BPSK定时序列的块同步模式。在所有子载波上执行差分检测，假设训练子载波的位置是初始未知的。执行已知块同步模式与每个子载波的检测到的比特的互相关。当检测到块同步模式的所有11个比特匹配时，声明子载波相关。当子载波相关的数量满足或超过阈值标准时(例如，4个子载波相关将19的倍数个子载波相隔)，就建立块同步(和子载波模糊分辨率)。
在块同步建立之后，BPSK定时序列中的变量字段可以被解码。在训练子载波上，在大多数表决的基础上，确定这些可变字段的差分检测的比特，使得当这些子载波或比特中一些被破坏时仍然可能解码。每个调制解调器帧内的16个块被从0连续编号到15。然后，块计数字段的MSB总是被设置为0，因为块计数从不超过15。通过块计数字段的知识而建立调制解调器帧同步。
该信号的相干检测需要相干相位参考。来自BPSK定时序列的解码信息被用于从训练子载波中去除调制，从而留下关于局部相位参考的信息和噪声。参考图26，通过将所接收的训练子载波与同步的、解码后的、并且差分再编码的BPSK定时序列相乘，二进制(±1)定时序列调制首先被从所接收的训练子载波中去除。FIR滤波器被用于在时间上平滑所得到的码元，从而产生局部相位和振幅的复数共轭估计。该值被延迟并与噪声方差倒数的估计相乘。(在适当的时间对准之后)通过从输入码元中减去局部相位和振幅的平滑后的估计、对复数噪声样值进行平方和滤波、然后近似倒数(具有除以零的保护)，估计噪声方差。该CSI权值在相邻训练子载波对之间的18个子载波上被插值。所得到的局部CSI权值然后被用于乘以相应的局部数据承载码元。
11-抽头FIR滤波器被用于估计在每个子载波位置上的复数相干参考α。当信号统计量稳定时，具有更多抽头的更大FIR滤波器将减少估计误差，但是带宽将太小，以至于不能跟踪最大公路速度处信号中的多普勒引起的变化。因此，具有逐渐变小的对称似高斯冲击响应的11-抽头是合适的。使用对称FIR而不是IIR滤波器，因为其线性相位属性，其线性相位属性对滤波器范围上分段线性(近似)信道衰落特征具有零偏置误差。FIR滤波器的平滑后的相干参考信号输出被从延迟的输入样值中减去，以产生瞬时噪声样值。这些噪声样值被平方，并且被IIR滤波器处理，以产生噪声方差σ2的估计。该滤波器具有比FIR滤波器更窄的带宽，以产生噪声方差的一般更精确的估计。在适当采样延迟以匹配滤波器延迟之后，为每个子载波计算码元权值α*/σ2。这些值在每个OFDM码元的子载波上被平滑并被插值，以生成更精确的估计。该权值对于每个OFDM码元和每个子载波是唯一的，为码元提供了局部(时间和频率)估计和权值，形成了用于随后维特比解码器的分支度量。
刚刚描述的系统被设计以向车辆提供固定天线。已经描述了参考子载波的多个作用信道状态信息(CSI)的采集、跟踪、估计，以及相干运算。该系统被设计用于具有衰落带宽的FM广播频带(88-108MHz)中的相干运算，以适应公路速度的车辆。通过使用带宽近似为最大期望多普勒带宽(大约13Hz)的滤波器，估计各种相干跟踪参数。通过固定天线，到跟踪算法的输入信号的相关跟踪统计量被假设在不大于多普勒带宽的速率上变化。然而，在车窗中使用切换分集天线就在数字信号的相干跟踪中引入突发瞬态，这降低了数字性能。这种天线切换分集系统的一个实例在美国专利NO.6,633,258中有所描述。
切换分集天线系统包括多个天线元件(例如2到4个)，通常放置在车辆的前或后窗户的玻璃中。这些元件被连接到分集切换模块，其中分集切换模块动态地选择一个元件或元件的组合，以提供RF天线信号到接收器。图22显示了分集切换配置的功能图。多个元件200，202，204，和206被连接到分集切换模块208。分集切换模块包括用于接收控制信号的输入端210。控制信号与块212中所示的估计阈值相比较，并且控制信号和比较结果被输入到放大器214。切换控制216对应放大器输出，以控制天线切换218。其将一个天线连接到接收器的天线输入端220。
分集切换模块监控来自接收器的信号，以确定何时切换。典型模块的“盲切换”算法基于来自接收器的平均IF信号电平建立切换阈值。当IF信号落在该阈值之下时，切换盲选择具有产生更好信号预期的替代元件。如果新信号在阈值之上，那么切换保持新元件选择；否则，分集切换模块在停留最小时间量之后选择替代元件。随着切换模块不断更新它的阈值，该过程继续进行。
图22是一般切换分集天线系统的功能图。分集切换算法操作后面的理论基于各种天线元件的不同瞬时衰落条件。多路径衰落导致在不同时间到达接收天线元件的信号的多射线(多路径)相加。例如，100MHz处的波长大约为10英尺。如果两个信号路径以时间差1个波长或者10毫微秒(10英尺传播差)到达，那么信号将同相相加。类似的，如果两条射线以时间差半个波长到达天线元件，那么相加后的不同相信号将抵消。在移动车辆中，该相加或抵消是动态的，其中多普勒带宽通过BW＝fc*speed/c来近似(其中fc是载波频率，speed是车速，c是光速)。多普勒带宽在典型公路速度上大约为10Hz。因此，在该实例中，一个天线元件的信号矢量(幅度/相位的复数形式)可以在近似10Hz的速率上变化。然后，参考信号的相干跟踪和信道状态必须适应10Hz带宽，以维持相干信号跟踪。
车辆内的典型天线元件可以经历某种程度的独立瞬时衰落条件(取决于元件的间隔和多路径的方向)。例如，一个元件是零衰落，而另一元件是最大衰落。在具有多个元件的车辆中，很可能替代元件将接收足够高的信号，而当前元件正经历衰落(信号抵消)。多元件FM分集天线系统中的典型元件将具有可能某种程度相关、但足够不相关以实现期望的分集增益从而提高性能的瞬时衰落条件。图23是(无噪声)衰落信号的实数分量226和虚数分量228的图，其中每100个码元就切换天线元件。
对于该例，可以假设分集切换模块的切换时间是在10微秒的数量级，而最大停留时间是10毫秒的数量级。10微秒的切换时间对解调后的FM信号没有听得到的影响，但是因为避免了信号衰落，所以总的FM分集改进可以是充分性的。但是，切换瞬态不利地影响相干跟踪的数字信号。这里的目标是找到相干跟踪方法，其适应切换分集天线系统中的切换瞬态。
问题可以被总结如下。天线模块切换引起相干信号中的阶跃瞬态，而在紧跟着瞬态之前和之后的信号是近似相干的。阶跃瞬态上有限冲击响应(FIR)滤波使估计的相干信道参考α失真，其中估计的相干信道参考α影响等于FIR滤波器长度(11-抽头)的样值范围。相干信道参考中的这个失真增加噪声样值的幅度，噪声样值来自从输入样值中减去该参考。虽然噪声在瞬态附近被提高，但是无限冲击响应(IIR)滤波器在IIR滤波器的范围上展开该噪声峰值。其影响是低估瞬态的紧接相邻中的噪声方差，而在不位于瞬态的直接相邻处中的IIR滤波器的时间范围上过高估计噪声方差。失真的相干信道参考和噪声方差误差都导致数字信号的衰退。
图24是具有10dB SNR的码元200处瞬态附近中滤波后的相干参考衰落信号切换的实数和虚数分量的图。图24显示了在切换阶跃瞬态附近中的估计的相干参考信号。实线230和232是被平滑的复数信道增益值(α)，并显示了11-抽头FIR滤波器的影响，其中参考信号在瞬态附近被歪曲。FIR滤波器具有在切换瞬态的任一侧上的平滑地插值(歪曲)样值的效果。虚线234和236显示了相干信号的更好估计，其中仅仅影响经历瞬态的码元。
图25是显示切换瞬态对噪声估计(20dB SNR)的影响的图。线240是输入到IIR滤波器的噪声样值，线242是滤波后的输出。(被平方的)输入噪声样值可以被显示为瞬态的直接相邻中的增加。这实际上是由于11-抽头FIR滤波器所引起的相干信道参考的失真。虽然IIR输出对应噪声峰值，但是这些峰值被局部地抑制到瞬态，但是其在IIR滤波器的持续时间上扩散。局部噪声方差估计的这些误差导致了降低的数字性能。
解决方法可以总结如下。相干跟踪可以如前面图24所示的、在切换瞬态的两侧中任何一侧上(在时间上)实现。相干估计滤波器不能使用横跨瞬态的信号样值，使得跟踪滤波器可以仅仅使用来自任何一个时间方向的直到瞬态(不包括瞬态)的信号样值。
校正阶跃瞬态误差的一种可以的方法涉及信号瞬态的时间位置的识别。虽然(理论上)应该可以明确地将切换瞬态传递到接收器调制解调器，但是这可能并不实际。更可取的是调制解调器可靠地检测相干跟踪算法中的瞬态。可以在瞬态附近修改相干跟踪算法，以在瞬态的直接相邻中提供近似的相干跟踪，除了发生瞬态的码元。值得注意的是，噪声方差估计中的误差是由于相干信道参考中的误差所引起的。
瞬态检测算法的复杂性以及由于瞬态的错误检测所导致的降质已经促使开发更简单的、产生更好性能的算法。
在平均白高斯噪声(AWGN)信道中，相干信道参考和噪声估计的线性滤波产生接近最佳的效果。线性滤波器的类型以及滤波器的时间范围依赖于衰落统计值，更具体而言，依赖于所关心的参数的自相关函数。对公路速度处的自相关函数进行近似的对称11-抽头FIR滤波器在原始设计中被选择作为减小估计误差(方差)和估计灵敏性之间的合理折中，以跟踪衰落中的参数。IIR滤波器被用于估计噪声方差，因为线性相位不是具有噪声的问题。通过使用适应选择性衰落环境(频率自相关)的有效频率范围而在频率中子载波上进一步滤波，增强这两个估计滤波器。这些滤波器在AWGN信道上产生好的结果，衰落，并假设合理的慢的自动增益控制(AGC)函数，其应该比衰落动态慢。图26是相干参考和噪声估计的框图。
一些汽车接收器使用分集切换天线和更快的AGC。相干参考和噪声估计滤波器不再适合于这些应用。此外，来自第一相邻FM信号的干扰不是AWGN，并且具有更似脉冲的特征，因此可以通过适当地修改估计滤波器技术来获得某种改进。瞬态检测和随后的相干参考调整可以和噪声估计的修改一起被用于解决这个问题。
众所周知的是，中值滤波，而不是线性(FIR或IIR)滤波，是减小估计噪声的方法，同时保留估计参数中的阶跃变化并且还减小冲击噪声的影响。该中值滤波能够方便地替代瞬态检测和相干参考调整。下面将分析并介绍中值滤波器的一些重要特征，以说明其适合于接收器系统。
中值滤波器的一个重要特征是相干参考和噪声的估计误差方差的减小。该减小与原始滤波器相比较，并进一步与Cramer-Rao边界相比较，其中Cramer-Rao边界是任何(线性的或非线性的)给定数量的样值(滤波器抽头)的滤波器的最低可能估计误差。对于这种情况，估计误差只用于AWGN噪声。
首先分析被用于估计相干参考信号的原始11-抽头FIR滤波器。11个滤波器抽头被归一化，使得它们的和是1，从而产生dc增益1。图27是用于单个参考子载波的相干参考估计的11-抽头FIR滤波器的图。
接下来描述用于在参考子载波上平滑估计的滤波器。该滤波器具有9个抽头(有效的)，这9个抽头被归一化，使得它们的和是1，从而产生dc增益1。在上或下数字边带最末端的子载波附近的滤波不是精确的，这是因为端点处滤波器范围的截取。该滤波器在图28中被定义。图28显示在参考子载波频率上所使用的滤波器的图。
接下来，比较估计误差的减小。假设AWGN破坏一个常数参数，滤波器输出样值的方差与输入样值的方差之比率等于归一化滤波器系数的平方和，var_reduction=Σncoefn2.]]>11-抽头FIR滤波器的方差减小是0.127，或者大约-9dB。相似的，9-抽头FIR滤波器在频率上的减小是0.196，或者大约为-7dB。这些滤波器的误差减小性能可以与中值滤波器和Cramer-Rao边界相比较。
σα,output2≥-1E{∂2ln[p(r/α)]∂α2}]]>对于被AWGN破坏的常数(在具有N-抽头的滤波器范围上)参数α的样值，对数似然性函数(log-likelihood function)是∂ln[p(r/α)]∂α=Nσ2(α^-α),]]>而所得到的AWGN中常数参数的Cramer-Rao边界被简化为
σα,output2≥σ2N]]>于是，具有N个抽头的滤波器的理论最小方差就是输入方差除以抽头数量。这将建议，最小方差估计可以通过相等的(均一的)抽头权值而获得；然而，这在衰落上并不能很好的执行。图29是滤波器类型对相干参考信号的估计误差的减小的影响的图。
虽然中值滤波器在误差方差方面相对于AWGN中的Cramer-Rao边界增加大约2dB，但是实际的钟形FIR滤波器提供与相同数量抽头的中值滤波器更相近的性能。对于噪声分布-其比高斯噪声更重尾(heavy-tailed)或似冲击的，中值滤波器性能增加，而线性滤波器性能是相同的。例如，对于拉普拉斯噪声，中值滤波器性能比具有相等抽头的线性滤波器在减小误差方差方面好3dB。当然，用于该新情况的Cramer-Rao边界不再遇到统一抽头的FIR滤波器。
可以通过计算在检测每个码元期间在实际码元噪声方差上的附加噪声(估计误差方差)，估计由于这些滤波器所导致的AWGN中的性能降低。9-抽头频率宽度滤波器与时间中中值滤波的11-抽头FIR无关地被使用。9-抽头频率滤波器不影响由于切换所引起的阶跃响应(时间上)。原始11-抽头FIR滤波器以及7-抽头和5-抽头中值滤波器的损耗如表2所示。
表2滤波器损耗
图30是在相干参考信号上11-抽头FIR与中值滤波的比较图。虽然通过使用中值滤波器，期望AWGN性能中小的损耗，但是从图30中明显看出对于天线切换的提高的阶跃响应。注意，阶跃响应被显著地提高，而不需要瞬态检测。新相干参考和噪声估计处理的功能图如图31所示，其中11-抽头FIR滤波器被替换为5-抽头中值滤波器。
接下来将简要描述图31的功能和算法。这里所示过程的目的是提供相干信道复数增益的估计(“a”值)以及噪声或干扰的估计。这些估计在时间和频率(子载波位置)中是局部的，以适应移动环境-诸如运动汽车-中的动态选择性衰落信道体验。从参考子载波码元中获得这些估计，其中参考子载波码元已经被如前所述地从所接收的解调后的信号中剥离，并且在线250上作为Sr，n复数值被输入。用于调制这些码元的数据是已知的，并且通过第一共轭乘法运算(由乘法器252表示)被从这些码元中除去，以在线254上产生瞬时复数信道增益值a2r，n。时间上的后续中值滤波256减小噪声，同时保持由于天线切换所导致的阶跃变化，以在线258上产生中间值a1r，n。这些中间值在参考子载波上(在频率中)被进一步滤波(平滑)，如块260所示，以产生最后的复数信道增益值ar，n。这些ar，n增益值后来在该算法之外被使用，以便以对于QAM码元解调常用的方法处理(均衡并提供分支度量信息)用于数据承载码元的信号星座。
该处理的下个步骤是估计与这些复数信道增益值相关的噪声。通过从(恰当延迟的)有噪声的相应输入样值a2r，n-1中减去ar，n-2值而估计瞬时噪声样值，如加法点262所示。如块264所示，从这些复数噪声样值中计算出幅度平方的值，以在线266上产生瞬时噪声方差估计varn-2。这些瞬时噪声方差样值是局部(时间和频率)噪声的很差的估计，并且需要处理和滤波，以产生有用的噪声方差估计。虽然更简单的时间和频率滤波将通常被用于减小这些瞬时噪声方差估计的误差，但是该类滤波将有效地适应由于衰落、AGC动作以及由天线切换所产生的阶跃改变所导致的变化噪声。因此，中值滤波器268被用于在时间上对这些瞬时方差样值滤波，以产生样值varfltn-16，而传统(线性IIR或FIR滤波器270)滤波被用于在频率(子载波)上进一步平滑，以便以与上面复数信道增益估计相似的方式产生最后的方差估计σ2r，n-16。提供附加的前向馈送路径272，以捕捉由于天线切换而出现的相对大的噪声脉冲。当这些值(如块274所示，被因子0.5缩放)超过中值滤波后的估计时，这些大的值被块276中所示的选择最大函数选择用于输出到频率平滑滤波器。然后，这些值在参考子载波上被平滑，如块278所示。这在后续形成分支度量中是重要的，该形成利用大噪声脉冲的知识。
刚刚描述的对相干参考估计的算法改进的分析和模拟表现出对于被分析和模拟的情况足够好的工作。这些情况包括平坦的和选择性的衰落信道，其具有与公路速度一致的多普勒带宽，并且噪声低到0dBSNR。然而，应该考虑其他信道条件，诸如冲击噪声，或没有被新相干参考处理完全抑制的残余瞬态效果。在这种情况下，被调整的相干参考值x是恰当的；然而，噪声方差估计将被破坏。噪声脉冲对发生脉冲的码元可能是高的，但是IIR滤波器将在脉冲瞬间抑制该噪声估计，并将噪声估计扩散在IIR滤波器的冲击响应时间上。在该情况中优选的是，在与IIR路径(具有合适延迟匹配)平行地前向馈送高噪声样值。对于噪声脉冲比IIR滤波器输出显著更高的码元，该噪声脉冲应该被用于为那些码元确定估计的噪声方差。当前向馈送路径被用于这些噪声脉冲时，用于这些样值的进入IIR滤波的能量应该被减小，使得局部噪声峰值不在IIR滤波器的范围上扩散。很容易想到该过程的多种变体，用于处理噪声方差估计中的噪声峰值。
噪声方差估过程被修改以改进具有切换瞬态的性能并适应更快的AGC。原始噪声估计使用双极IIR滤波器，其参数a＝1/16(不要与具有下标的复数信道增益的“ar，n”值表示混淆)。该滤波器的冲击响应的峰值位于8个样值(码元)的延迟，虽然衰落尾更长，使阶跃延迟更接近16个样值(码元)。图32显示新修改改变IIR滤波器参数a＝1/8。对于噪声估计的其他修改包括将频率滤波从在IIR滤波器之前移动到IIR滤波器之后。IIR滤波器之前还有7-抽头中值滤波器，并包括过噪声前向馈送路径。这两个新的添加被设计以更好地适应切换瞬态和似冲击噪声，同时适应接收器的前端或IF部分中更快的AGC函数。
在线性IIR滤波和在频率上(参考子载波)滤波之前，7-抽头中值滤波器被用于预处理噪声平方的样值。在这种情况下，由于噪声平方样值的不对称概率密度函数(pdf)特征，中值滤波器产生方差的偏置的估计。该偏置可以被调整，用于噪声估计过程中随后的运算。特别地，到中值滤波器的每个输入样值x被假设包括一对(复数)零均值高斯噪声样值的平方之和，其中x＝v2+w2。噪声样值u和v的高斯pdf为p(u)=p(v)=exp{-v2/2σ2}σ2π;p(u,v)=exp{-(u2+v2)/2σ2}2πσ2;]]>x的累积分布函数可以通过变量的变化以及积分而获得，如下P(x)=∫∫u2+v2≤1p(u,v)·du·dv=1-exp{-x/2σ2}]]>然后，从P(x)的微分中获得x的功率密度函数(pdf)。
p(x)=exp{-x/2σ2}2σ2;forx≥0]]>噪声方差被定义为x的均值。
σx2=12σ2∫0∞x·exp{-x/2σ2}dx=2σ2]]>可以通过在以下等式中求解medx获得x的中值12σ2∫0medxexp{-x/2σ2}dx=12σ2∫medx∞exp{-x/2σ2}dx]]>exp{-x/2σ2}|0medx=exp{-x/2σ2}|medx∞]]>exp{-medx/2σ2}-1＝-exp{medx/2σ2}exp{-medx/2σ2}＝1/2；or-medx/2σ2＝ln(1/2)medx＝2σ2·ln(2)中值的估计偏置因子为中值和均值的比。
med_bias=medxσx2=2σ2·ln(2)2σ2=ln(2)≅0.693]]>因此，中值通过因子ln(2)而过低估计高斯噪声方差。当在噪声方差估计过程中被用于替换平均估计时，应该考虑该偏置。
如果被提供给维特比解码器的所有码元的所有噪声估计被相同因子缩放，则由于中值偏置因子所引起的噪声估计的缩放通常不是问题。然而，前向馈送过噪声估计路径是缩放很要紧的一个例子。此外，在形成分支度量中的非线性(例如，固定点量化和溢出)也可以有影响。
以下将讨论方差估计过程中减小IIR滤波器的时间常数的影响。双极IIR滤波器的每个输出样值yn是新输入样值xn和前2个输入的函数。
yn＝a2·xn+2·(1-a)·yn-1-(1-a)2·yn-2滤波器表达式具有dc增益1，并且其冲击响应(时间)依赖于参数α。冲击响应(模式)的峰值发生在群延迟时间的一半处，其中群延迟是阶跃响应时间的更明显表示。均值和模延迟可以被计算作为参数α的函数。对于α＝1/16和α＝1/8的IIR滤波器的冲击和阶跃响应如图32和图33所示。图32是IIR滤波器的冲击响应图。图33是IIR滤波器的阶跃响应图。
滤波器的有效延迟至少应该是模延迟，但是小于群延迟。当在形成分支度量中应用噪声估计时，应该适当地补偿该延迟。
group_delay=mean_delay=2·(1a-1)]]>mode_delay=1a-1]]>高斯噪声抑制能力可以以与FIR滤波器-其中从输入到输出的噪声估计的方差减小等于归一化滤波器系数的平方和(dc增益＝1)-相似的方式估计。注意，该方差减小与噪声方差的估计的误差方差相关联，而不是与噪声功率的方差减小相关联。对于IIR滤波器，该计算在滤波器冲击响应的z变换上更方便地执行，取大N的极限接近连续频谱，然后应用Parseval定理。IIR滤波器的z变换为H(n)=a21-2·(1-a)·e-j·2·π·n/N+(1-a)2·e-j·4·π·n/N,]]>其幅度为|H(n)|=a22-2·a+a2-2·(1-a)·cos(2π·n/N)]]>从输入到输出样值的方差减小因子可以被计算为variance_reduction_factor=limN→∞{1N·Σn=0N-1|H(n)|2}]]>
在极限中，总和可以被积分为variance_reduction_factor=12·π·∫02πa22-2·a+a2-2·(1-a)·cos(φ)dφ]]>然后，方差减小因子作为积分后IIR滤波器参数α的函数而被获得。
variance_reduction_factor=a·(2·a-2-a2)(a-2)3]]>在图34中，针对参数α，画出了IIR滤波器所实现的AWGN的方差减小。图34是作为IIR滤波器参数α的函数的、噪声估计中误差减小的图。
频率上的滤波提供了AWGN的噪声减小中的另一个7dB。在AWGN平稳信道中，更长IIR时间常数将有利于减小噪声估计误差；然而，在具有切换瞬态和/或更快AGC的非平稳信道中，更短的时间常数更好。对于当前系统，7-抽头中值滤波器之后有α＝1/8的IIR滤波器，这比具有α＝1/16的单个IIR滤波器的原始设计更好。该新滤波导致平稳AWGN信道中的最小降质，同时提供具有快速AGC以及分集天线切换瞬态的衰落中显著改善的性能。所得到的仅仅IIR和频率滤波器的噪声估计误差于是比输入到滤波器的单个噪声样值的方差好大约22dB。这导致了具有大约为滤波器输入噪声方差8％的标准偏离、或者在150个噪声样值上等值平均的噪声方差估计误差。这具有与在AWGN中降低维特比解码器所使用的分支度量约0.33dB相似的效果。级联的7-抽头中值滤波器更进一步减小该误差，虽然其在AWGN中的效果不容易被计算。这与在使用a＝1/16的原始调制解调器中大约0.16dB的降质比较。然而，新噪声估计的动机是用于非AWGN条件。
在纯AWGN信道中，最适宜接收器将不选择前向馈送过噪声路径，并且最适宜噪声滤波器将是线性的(例如IIR或FIR)，且跨越长的时间段。过噪声路径被提供，仅仅用于处理似冲击噪声，或者由于切换瞬态所引起的相干参考误差，等等。在这些情况中，过噪声路径减轻了大噪声突发脉冲的偶然影响，而不污染IIR滤波器所提供的更长期方差估计。前向馈送过噪声路径被G*ln(2)缩放，并且噪声输入样值的片断将超过平均值并且被噪声估计路径中的“选择最大输入”函数选择。如果缩放比例小，那么过噪声路径将被更不频繁地选择，并且AWGN情况中的损耗将被最小化。过路径被选择的概率与过样值超过平均值的概率近似相等(假设精确的平均滤波器)。
prob(excess·G>mean)=12σ2∫2σ2/G∞exp{-x/2σ2}·dx=e-1/G]]>由于选择过路径而引起的噪声估计方差(单位是dB)的平均增加因子可以被计算如下ratio_dB(G)=10·log(G·e-1/G∫2∞x·e-x/2·dx+(1-e-1/G))]]>=10·log(1+e-1/G·(8·Ge-1))]]>图35是表示过增益值G*ln(2)对选择过路径的概率以及增加的平均估计噪声方差的影响的图。值G*ln(2)＝0.5被经验地确定为对于过噪声增益的合理折中值。该值产生AWGN情况中最小的损耗，但是在使由于切换瞬态所引起的损耗最小化中还是有效的。此外，具有快速AGC和/或第一相邻FM干扰的性能被提高。
这些修改对剩余相干估计误差和噪声方差估计的影响如图36到40所示。图36是表示切换瞬态对具有原始11-抽头FIR滤波器的噪声估计(10dB SNR)和具有α＝1/16的原始IIR噪声估计的影响的图。图37是表示切换瞬态对具有原始11-抽头FIR滤波器的噪声估计(10dB SNR)和修改为α＝1/8的IIR噪声估计的影响的图。图38是表示当应用噪声方差修改时切换瞬态对具有原始11-抽头FIR滤波器的噪声估计(10dB SNR)的影响的图。图39是表示切换瞬态对具有5-抽头中值滤波器的噪声估计(10dB SNR)和被修改为α＝1/8的IIR噪声估计的影响的图。图40是表示当应用噪声方差修改时切换瞬态对具有5-抽头中值滤波器的噪声估计(10dB SNR)的影响的图。
引入各种修改的成分，以获得图37到40中的图，其中图40是所有修改的最后结果。图36表示原始调制解调器关于相干参考噪声和噪声估计误差的性能。该图显示了在噪声估计中没有被捕捉到的瞬态切换噪声的相对高的值。由于IIR滤波器平滑，噪声峰值被低估，并且峰值附近的估计被过高估计。
图37显示了通过减小IIR滤波器时间常数而获得的小的改善。图38显示了噪声估计中的显著提高，虽然实际瞬态噪声仍然很高。图39显示了通过使用5-抽头中值滤波器在相干参考噪声瞬态中的显著改进，虽然噪声估计没有捕捉瞬态峰值。
图40显示了导致相干参考噪声减小的所有改进，同时噪声估计捕捉短的瞬态持续时间。虽然噪声方差估计在图中可能看上去是某种程度的有噪声的，但是参数的这个选择产生测试情景的范围上最好的性能折中。
本发明提供了改进，以便为HD RadioTM系统的FM混合模式适应FM切换分集天线系统所遇到的切换瞬态。这些改进包括相干跟踪和噪声方差估计算法的修改。在平坦且选择性的衰落中以典型公路速度和Raleigh衰落来分析和模拟新算法。模拟显示了好的相干跟踪性能和噪声估计。通过快速AGC、天线分集切换、第一相邻FM干扰和极端选择性衰落环境，该改进产生了明显更好的性能。
新参考接收器软件(被修改以处理天线分集切换)的实验室测试已经完成。最后的版本显示出在一些关键衰落和干扰环境中提供可接受的性能增益。图41定量地显示了SRF衰落中的性能，而图42显示了UF衰落中的性能。
图43是能够执行根据本发明的信号处理的无线电接收器314的框图。HD RadioTM信号在天线316上被接收。带通预选滤波器318通过感兴趣的频带，包括频率fc上的期望信号，但拒绝(fc-2fif)上的图像信号(对于下边带注入本地振荡器)。低噪声放大器320放大信号。被放大的信号在混和器322中与在线324上由可调本地振荡器326所提供的本地振荡器信号flo混合。这在线328上创建和(fc+flo)和差(fc-flo)信号。中频滤波器330通过中频信号fif，并衰减所关注的被调制信号带宽之外的频率。模数转换器332通过使用时钟信号fs而工作，以在线334上以速率fs产生数字样值。数字下变频转换器336频移、滤波并抽取信号，以在线338和340上产生更低样值速率同相和正交信号。数字信号处理器342然后提供附加信号处理，包括上述相干跟踪，以便为输出设备346在线344上产生输出信号。
从参考子载波中估计相位参考和CSI的另一种技术如图44所示。如图44所示，由参考子载波所携带的复数训练码元在线348上被输入，取码元的复数共轭，如块350所示。乘法器354将复数共轭与线352上的已知训练序列相乘。这通过将所接收的训练子载波与同步的、解码后的、并且差分再编码后的BPSK定时序列相乘，从所接收的训练子载波中去除二进制(±1)定时序列调制。线356上所得到的码元被有限冲击响应(FIR)滤波器358处理，以在时间上平滑所得到的码元，从而在线360上产生局部相位和振幅的复数共轭估计。该值被时间延迟362延迟，并被乘法器366将其与线364上的噪声方差倒数的估计相乘。通过(在由延迟168所提供的适当时间对准之后)在加法点370上从输入码元中减去线360上的局部相位和振幅的平滑后的估计，估计噪声方差。然后，如块372所示，对结果求平方，并如块374所示，对复数噪声样值滤波。如块376所示，近似倒数(具有除以零保护)。在相邻训练子载波对之间18个子载波上插值该CSI权值，如块378所示，以在线380上产生所得到的局部CSI权值。当在线382上所接收的相应局部数据承载码元已经被恰当地延迟-如块384所示-之后，CSI权值然后被用于乘以在线382上所接收的相应局部数据承载码元。然后，乘法器386在线388上产生软判决输出。
在图44中，携带训练码元的线被标为T，携带数据的线被标为D。此外，滤波器374包括延迟delay≥1β,whereβ=116]]>并且yn，m＝2·(1-β)·yn-1，m-(1-β)2·yn-2，m+β2·xn，m这些表达式与具有时间常数β的双极IIR滤波器相关联。IIR滤波器从输入样值“x”和先前的输出样值中计算平滑后的输出样值“y”。
CSI权值组合了用于最大比率组合(MRC)的振幅加权和用于信道相位误差的相位校正。该CSI权值在时间和频率上是动态的，并且为每个QPSK码元估计该CSI权值。
CSIweight=α^*σ2]]>其中 是信道增益的复数共轭的估计，σ2是噪声方差的估计。
图44的CSI恢复技术的操作假设子载波频率的采集和跟踪，以及OFDM码元的码元定时。频率和码元定时采集技术利用了循环前缀的特征。频率和码元跟踪是通过观察(在整个子载波上)从一个码元到另一个码元在时间和频率上的相位偏移而完成的。
在采集频率和码元定时之后，通过将差分检测的BPSK序列与块同步模式互相关，试图同步到BPSK定时序列的块同步模式。在所有子载波上执行差分检测，假设训练子载波的位置初始时是未知的。执行已知块同步模式与每个子载波的检测比特的互相关。当检测到块同步模式的所有11个比特的匹配时，声明子载波相关。当子载波相关的数量满足或超过阈值标准时(例如4个子载波相关隔开19的倍数个子载波)，建立块同步(和子载波模糊分辨率)。
在建立块同步之后，BPSK定时序列中的变量字段可以被解码。在训练子载波上基于多数表决而确定这些变量字段的差分检测的比特，使得当这些载波或比特中一些被破坏时，仍然可以解码。每个调制解调器帧内的16个块被从0到15连续编号。于是，块计数字段的最高有效位(MSB)总是被设置为0，因为块计数从不超过15。通过块计数字段的知识，建立调制解调器帧同步。
该信号的相干检测需要相干相位参考。来自BPSK定时序列的被解码信息被用于从训练子载波中去除调制，从而留下关于局部相位参考和噪声的信息。参考图44，通过将所接收的训练子载波乘以同步的、解码后的、差分再编码后的BPSK定时序列，首先从所接收的训练子载波中去除二进制(±1)定时序列调制。FIR滤波器被用于在时间上平滑所得到的码元，从而产生局部相位和振幅的复数共轭估计。该值被延迟，并被乘以噪声方差的倒数的估计。通过(在适当的时间对准之后)从输入码元中减去局部相位和振幅的平滑后的估计、平方和滤波复数噪声样值、然后近似倒数(具有除以零保护)，估计噪声方差。在相邻训练子载波对之间18个子载波上插值该CSI权值。所得到的局部CSI权值然后被用于乘以相应的局部数据承载码元。
在一个实施例中，图44中的低通滤波器358是11-抽头FIR滤波器。11-抽头FIR滤波器被用于为每个码元时间动态地估计在每个参考子载波位置上的复数相干参考增益α。在时间上通过11-抽头FIR滤波器的滤波以及随后在子载波上的滤波被执行，以在时间和频率上计算每个QPSK码元位置的相干参考增益α的局部估计。当信号统计值稳定时，具有更多抽头的更大FIR滤波器将减小估计误差，但是带宽将太小以至于不能在最大公路速度处跟踪信号中的多普勒引起的变化。因此，具有渐缩的对称似高斯冲击响应的11个抽头是合适的。使用对称FIR，而不使用IIR滤波器，这是因为其线性相位特征，其中其线性相位特征在滤波器的范围上对于分段线性(近似)信道衰落特征具有零偏置误差。从延迟后的输入样值中减去FIR滤波器的平滑后的相干参考信号输出，以产生瞬时噪声样值。这些噪声样值被平方，并被IIR滤波器374处理，以产生噪声方差σ2的估计。该滤波器具有比FIR滤波器窄的带宽，以产生一般更精确的噪声方差估计。在合适的样值延迟以匹配滤波器延迟之后，为每个子载波计算码元权值α*/σ2。这些值被平滑，并且在每个OFDM码元的子载波上被插值，以产生更精确的估计。该权值对于每个OFDM码元是唯一的，并且每个子载波为码元提供局部(时间和频率)估计和权值，为随后的维特比解码器形成分支度量。
图44中的系统被设计，以适应具有固定天线的车辆。参考子载波的多个作用信道状态信息(CSI)的采集、跟踪和估计，以及相干运算已经被描述。该系统被设计用于具有衰落带宽的FM广播频带(88-108MHz)中的相干运算，以适应公路速度的车辆。通过使用带宽近似为最大期望多普勒带宽(大概为13Hz)的滤波器，估计各种相干跟踪参数。通过固定天线，对跟踪算法的输入信号的有关跟踪统计量被假设在不大于多普勒带宽的速率上变化。
IBOC HD无线电接收器也可以和切换分集天线系统结合使用。然而，切换分集天线的使用在数字信号的相干跟踪中引入了突发瞬态，这降低了数字性能。
正如这里所使用的，QPSK码元的“复数相干参考增益(α)(因为其是动态的，所以依赖于时间/频率位置)被定义为α。其是复数项，包括实数分量和虚数分量，代表与之相关的码元的增益和相位。通过所述处理和滤波，估计该值。“复数相干信道参考信号xn”是在任一个OFDM码元时间上所有参考子载波上的α的复数值。
对于这个实例，可以假设，分集切换模块的切换时间是10微秒数量级，而最小停留时间是10毫秒数量级。10微秒的切换时间对解调后的FM信号没有听得到的影响，但是由于避免了信号衰落，所以总的FM分集改进可以是充分的。然而，切换瞬态不利地影响相干跟踪的数字信号。如图23所示，天线模块切换引起了相干信号中的阶跃瞬态，而直接在瞬态之前和之后的信号是近似相干的。在阶跃瞬态上的FIR滤波歪曲了估计的相干信道参考α(如图44所示)，影响了等于FIR长度(11-抽头)的样值范围。相干信道参考中的失真增加了噪声样值的幅度，其中噪声样值来自从输入样值中减去该参考。虽然噪声在瞬态附近被提高，但是IIR滤波器在IIR滤波器范围上展开该噪声峰值。其影响是低估了瞬态的直接相邻处的噪声方差，而高估了不在瞬态直接相邻处的IIR滤波器时间范围上的噪声方差。失真的相干信道参考和噪声方差误差都导致数字信号的衰退。本发明提供了一种相干跟踪方法，其适应切换分集天线系统中的切换瞬态。
图45是表示切换瞬态对噪声估计(20dB SNR)的影响的图。线438是输入到IIR滤波器的噪声样值，线440是滤波后的输出。输入噪声样值(平方后的)可以看出在瞬态的直接相邻处增加。这实际上是因为由11-抽头FIR滤波器所产生的相干信道参考的失真而引起的。虽然，IIR输出响应噪声峰值，但是这些峰值被局部抑制到瞬态，而在IIR滤波器的持续时间上扩散。局部噪声方差估计中的这些误差导致降低数字性能。
图46是表示根据本发明已经固定相干参考的情况下切换瞬态对噪声估计(20dB SNR)的影响的图。线442是到IIR滤波器的输入，线444是滤波后的输出。图46显示了与图45相同的情景。然而，根据本发明校正了相干信道参考。在IIR滤波或噪声方差估计中没有改变任何事情。
可以在图24所示的切换瞬态的任何一侧上(在时间上)实现相干跟踪。图47是表示产生相干参考信号的功能框图。来自多个参考子载波的解调后的复数码元在线450，452和454上被输入。在混合器458、460和462中，这些复数码元与已知参考序列共轭456组合，以从参考子载波码元中去除数据。FIR滤波器464、466和468滤波每个复数子载波增益值，以减小噪声。FIR滤波器可以是例如7-抽头滤波器。块470表示，子载波增益值在参考子载波上被平滑，以进一步减小估计中的噪声。这在线472，474和476上产生每个子载波的相干信道参考增益。这些相干信道参考增益在加法点478上相加，以在线480上产生复合的相干信道参考信号xn。
相干估计滤波器不能使用横跨瞬态的信号样值，使得跟踪滤波器可以仅仅使用来自任何时间方向的直到瞬态(不包括瞬态)的信号样值。信号瞬态的时间位置必须被确定。虽然(理论上)应该可以明确地将切换瞬态传递到接收器调制解调器，但是这一般不实际。更可取的是调制解调器在相干跟踪算法中可靠地检测瞬态。可以在瞬态附近修改相干跟踪算法，以提供瞬态直接相邻处的近似相干跟踪，除了发生瞬态的码元。值得注意的是，噪声方差估计中的误差是由于相干信道参考中的误差引起的。因此，如果相干信道参考是精确的，则不需要修改噪声方差估计。
由于天线元件的切换所引起的阶跃瞬态的“盲”检测是需要的。检测的“盲”方面是指这样一种方法，其中算法观察解调后的调制解调器码元，并且不直接知道在分集切换模式中所初始化的切换时间。该方法涉及在OFDM码元速率处(即，在一个例子中大约为344.5OFDM码元/秒)处理平滑后的相干参考信号跟踪样值(复数的滤波后的值α)，其在图47以及本说明书中被标为x。复数信道增益值α在所有参考子载波上被聚合，以便为每个OFDM码元产生一个复合的复数值x。
假设瞬态(其可以是大约30微秒的持续时间)比码元时间短的多，并且该瞬态在仅仅一个码元期间发生。在瞬态任何一侧上的码元不被瞬态显著破坏，并且可以被用于相干跟踪和估计中。然而，距离瞬态为FIR范围的一半(例如，对于11-抽头FIR滤波器，5个样值，或者对于7-抽头FIR滤波器，3个样值)的码元被滤波影响，以估计相干参考。这清楚地显示在图24中，该图显示了x(实线)的复数的实数和虚数分量，其中FIR滤波器实际上被从11-抽头减小到7-抽头，以使瞬态影响的范围最小化。将FIR滤波器减小到7-抽头的影响是略微减小噪声上的滤波器增益，但是改善了瞬态响应。
图46显示了在瞬态的±3个码元内相干跟踪的失真，其中对于α，相干参考正从瞬态前值过渡到瞬态后值。检测瞬态的方法涉及在其中要检测瞬态的正讨论的码元的任何一侧上假设检验x的样值。换句话说，如果要在码元位置n检测瞬态，则观察样值xn-1和xn+1。为每个连续的码元位置继续该假设检验，并且进一步假设，通过随后被调整的信号处理算法中的适当延迟，过去的和未来的样值x的观察是可用的。还假设，当xn-1和xn+1的值充分不同时，检测瞬态。对于该差别的几种形式的检测已经在衰落信道中被分析、模拟，并且被比较。复数值的简单差值(xn-1-xn+1)或者该差的幅度|xn-1-xn+1|不足以定位瞬态，因为该差值在那个时刻被信号的幅度缩放，并且不表示差值的峰值。然而，在已经检测峰值以测试是否出现瞬态之后，该差值可以被它的幅度相反地缩放。虽然各种形式的检测标准可以是有效的，但是在该例中使用幅度的平方而不是幅度，以避免平方根计算。随后的检测瞬态位置的3步算法已经显示出在噪声衰落信道中是有效的，并且相对容易计算样值序列xn。
diffsqn＝|xn+1-xn-1|2 det_transientn=1;ifdiffsqn|xn+1|2+|xn-1|2>thres0;otherwise]]>因为峰值和瞬态表达式涉及x的未来值，因此方便地在后两个表达式之前一个样值处计算diffsq。thres的典型值是0.05。瞬态检测输出的例子如图48和49所示。图48显示了对于800个OFDM码元，瞬态检测算法的结果。图49显示了在码元200附近的瞬态检测算法的结果。这些图显示了滤波后的信道相干参考α的实数值484和虚数值482，以及表示被检测瞬态处脉冲486的瞬态检测结果。图49放大了码元200附近的范围。注意，瞬态不是在码元600处被检测的，因为阈值对瞬态上的小差值不敏感，其中该瞬态上的小差值对于性能具有最小的影响。然而，该阈值的值在向下大约0dB SNR处很好工作。
现在，瞬态可以被可靠地检测，下一步是在瞬态的直接相邻处调整相干参考样值α。相对简单的解决方法是忽略包括检测到瞬态的码元的接近瞬态的α的值。这些值被不受FIR滤波器影响的α的最接近值替换(对于7-抽头FIR滤波器，从瞬态4个样值)。其结果如图24虚线所示。在检测到的瞬态附近的序列的例子如表3所示。表3表示当在码元位置n检测到瞬态时α的输入值以及α的校正输出值。输入样值被确定顺序为码元。但是α的校正输出序列被调整，以使由于先前所述的FIR滤波器所带来的失真最小化。
表3.在码元位置n处所检测的瞬态附近的(每个参考子载波的)复数信道增益α的校正
具有适当逻辑的简单算法和用于x个样值范围的缓冲器可以被用于获得表3的结果。如下对于7-抽头FIR滤波器，该运算用于α。当在当前码元之前3个码元内检测到瞬态时(例如，n-3到n-1)，则使用瞬态之前4个码元的α值(αn-4)而不使用当前值α。相似的，如果在后面3个码元内检测到瞬态(即，n+1到n+3)，则使用瞬态之后第4个码元的α值(αn+4)，而不使用当前值α。如果当前码元是被检测的瞬态的位置(例如，n)，则使用瞬态两侧上±4个码元的αof样值的平均值(αn-4+αn+4)/2。否则，使用当前输入值α(例如n-5到n-4，以及n+4到n+5)。当然，该算法的细节可以被调整，以适应不同FIR滤波器范围。图50显示了表示被检测瞬态附近相干信道增益值α的校正的功能图。在图50中，在线500、502和504上输入每个子载波的未校正相干信道增益。这些输入在加法点506上被加和，以便在线508上产生复合的相干信道参考。瞬态检测器510检测复合相干信道参考中的瞬态。未校正的相干信道增益然后在检测到的瞬态附近被调整，如块512所示。这在线514、516和518上生成每个参考子载波的校正后的相干信道增益。
对算法改进的分析和模拟显示出对于所分析和模拟的情况能足够好的工作。这些情况包括多普勒带宽与功率速度一致并且噪声低到0dB SNR的、平坦的、选择性的衰落信道。例如，似冲击噪声可以导致瞬态的误检测。在这种情况下，调整后的相干参考值x是合适的。然而，噪声方差估计将被破坏。噪声脉冲对于发生脉冲的码元非常高，但是IIR滤波器将在冲击时刻抑制该噪声估计，并且在IIR滤波器的冲击响应时间上扩散噪声估计。在该情况下，优选的是与IIR路径平行地前向馈送高噪声样值(具有适当的延迟匹配)。对于噪声脉冲比IIR滤波器输出明显高的码元，该噪声脉冲应该被用于确定那些码元的估计噪声方差。当前向馈送路径被用于这些噪声脉冲时，对于这些样值的到IIR滤波器的能量应该被减小，使得局部噪声峰值不在IIR滤波器的范围上扩散。容易想到该过程的多种变体，用于处理噪声方差估计中的噪声峰值。为了适应似冲击噪声而对噪声方差估计的一个这种修改被表示在图51中。在图51中，每个参考样值的输入在线520上被提供，并且在加法器522中与参考样值αn相加。噪声方差样值在参考子载波上被滤波，以减小估计误差，如块524所示。滤波后的方差样值然后被用于计算噪声方差，如块526所示。这在线528上产生方差var0n(其中var0n＝min(2*varIIRn-1+ε，varn))，并且在线530上产生var1n(其中var1n＝max(0.0.5*varn-varIIRn-1))。var0n的方差然后在块532中被滤波，并且var1n被延迟，如块534所示。滤波后的var0n和延迟后的var1n在加法器536中相加，以便在线538上产生噪声方差估计输出。滤波器532的输出varIIRn在线540上被反馈到块524。
为天线切换所描述的瞬态检测方法也适用于冲击噪声。与其中瞬态噪声值碰巧很小的瞬态切换情况不同，冲击噪声可以很大。同样，有时没有检测到切换瞬态，这导致α的值是错误的(虽然很小)，但是在附近(±3码元)中导致提高的噪声，与冲击噪声具有相似的影响。在似冲击噪声的这些情况下，噪声方差估计滤波器在许多码元(例如64个)上平滑冲击噪声值，使得冲击时刻的噪声被低估，而由于噪声样值的拖尾效应，在±32个OFDM码元中的噪声被过高估计。这导致被馈送到维特比解码器的软码元的降质。因此，该调整可以被加到噪声方差估计，以改善这些似冲击噪声情况的性能。新噪声方差估计包括长期似高斯噪声方差和短期似冲击噪声方差的和。
参考图51，var0值是输入到IIR滤波器的标准噪声方差样值，用于随后对噪声方差估计的估计。var样值被分类，以表示标准的似高斯平方噪声样值(var0)，和似冲击平方噪声样值(var1)。IIR滤波器估计标准高斯噪声的方差，而未滤波的延迟路径前向馈送冲击噪声方差样值。当噪声样值var在当前IIR滤波器输出的合理范围内时，var0的值被设置为var，并且var1＝0。当噪声值不寻常的高(与当前滤波器输出比较)时，那么很可能是似冲击噪声样值，其不应该进入长期滤波器。在这种情况下，var0的值被限制，而一些过值被放置在项var1中。var1的值被适当的延迟，以匹配IIR滤波器延迟。结果是，冲击噪声样值在合适的时刻被适当地估计，并且该噪声不在许多样值上扩散，如图52所示的，并且改善图46中的结果，其中冲击噪声在码元600附近被捕捉。
图52是表示当应用噪声方差修改时切换瞬态对噪声估计(20dBSNR)的影响的图。线550是码元的噪声方差，而线552是滤波后的输出。注意，通过码元600的直接相邻处的提高的噪声方差，适当地调整码元位置600处的丢失的瞬态。
本发明还提供一种当噪声可以在大多数似高斯噪声样值中包括一些似冲击样值时估计码元的噪声方差的方法。错误样值平方的非线性滤波-其中非线性滤波技术包括以下步骤计算相干参考值和新码元值之间的误差样值的平方；在标准似高斯噪声样值(平方)被传送通过滤波器(例如，FIR或IIR滤波器)的地方使用非线性滤波技术，以估计似高斯噪声方差，而似冲击噪声样值(平方)被加到(在适当延迟以匹配滤波器延迟之后)滤波器输出，以产生新噪声方差，该新噪声方差表示长期平均似高斯噪声方差和短期冲击噪声方差的和。
本方法可以进一步包括似高斯平方噪声样值和似冲击噪声样值的分类；通过将每个新的输入噪声(平方)样值与滤波器的当前平均噪声方差估计输出的某个倍数(加上常数以适应阶跃瞬态)比较，以确定每个新输入噪声(平方)样值是否是似冲击的；以及如果噪声平方样值没有被确定是似冲击的，则将该值输入到滤波器，以用于估计长期似高斯噪声方差。
本发明提供了对相干跟踪算法的改进，其自主地与盲切换分集天线系统一起使用。这些相同的改进也可以减轻冲击噪声或非高斯噪声-由于诸如来自相邻FM模拟干扰的-所引起的降质。
虽然本发明已经以几个例子的形式描述，但是本领域技术人员应当理解可以进行各种变化而不背离以下权利要求所述的本发明的范围。
权利要求
1.一种用于相干跟踪包括多个数字调制参考子载波的无线电信号的方法，所述方法包括以下步骤接收在所述参考子载波上传送的码元；组合所述参考子载波码元与已知的参考序列共轭，以产生多个样值；中值滤波所述样值，以产生滤波后的样值，以及在所述多个参考子载波上对每个所述参考子载波的样值进行平滑处理，以生成每个所述子载波的相干参考信号估计。
2.如权利要求1所述的方法，还包括以下步骤使用多个天线元件以接收所述无线电信号，其中所述天线元件之间的切换引起冲击噪声瞬态。
3.如权利要求1所述的方法，还包括以下步骤使用所述多个样值和所述每个子载波的相干参考信号估计，以产生噪声方差信号；滤波所述噪声方差信号，以产生滤波后的噪声方差信号；在所述噪声方差信号和所述滤波后的噪声方差信号之间选择，以确定被选定的噪声方差信号，以及在所述多个参考子载波上对每个所述参考子载波的所选定的噪声方差信号进行平滑处理，以产生每个所述子载波的信号噪声方差估计。
4.如权利要求3所述的方法，其中所述使用多个样值和每个子载波的相干参考信号估计以生成噪声方差信号的步骤包括以下步骤从所述多个样值中减去所述相干参考信号估计，以产生噪声样值，以及对所述噪声样值的幅度求平方，以产生所述噪声方差信号。
5.如权利要求3所述的方法，其中所述滤波噪声方差信号以产生滤波后的噪声方差信号的步骤包括以下步骤顺序地将所述噪声方差信号传送通过中值滤波器和附加滤波器，以在频率上平滑所述噪声方差信号。
6.如权利要求3所述的方法，其中所述附加滤波器包括无限冲击响应滤波器或有限冲击响应滤波器。
7.如权利要求3所述的方法，还包括以下步骤在所述在噪声方差信号和滤波后的噪声方差信号之间选择以确定被选定的噪声方差信号的步骤之前，缩放所述噪声方差信号。
8.一种用于相干跟踪包括至少一个数字调制参考载波的无线电信号的接收器，所述接收器包括输入端，用于接收所述无线电信号；以及处理器，用于通过接收在所述参考子载波上传送的码元、组合所述参考子载波码元与已知的参考序列共轭以产生多个样值、中值滤波所述样值以产生滤波后的样值、并且在所述多个参考子载波上对每个所述参考子载波的所述样值进行平滑以生成每个所述子载波的相干参考信号估计，从而相干跟踪包括多个数字调制参考子载波的无线电信号。
9.如权利要求8所述的接收器，还包括多个天线元件，用于接收所述无线电信号，其中所述天线元件之间的切换引起冲击噪声瞬态。
10.如权利要求8所述的接收器，其中所述处理器还使用所述多个样值和每个所述子载波的相干参考信号估计，以产生噪声方差信号；滤波所述噪声方差信号，以产生滤波后的噪声方差信号；在所述噪声方差信号和所述滤波后的噪声方差信号之间选择，以确定被选定的噪声方差信号；以及在所述多个参考子载波上对每个所述参考子载波的所选定的噪声方差信号进行平滑处理，以生成每个所述子载波的信号噪声方差估计。
11.如权利要求10所述的接收器，其中所述处理器还从所述多个样值中减去所述相干参考信号估计，以产生噪声样值；以及对所述噪声样值的幅度求平方，以产生所述噪声方差信号。
12.如权利要求10所述的接收器，其中所述处理器顺序地将所述噪声方差信号传送通过中值滤波器和附加滤波器。
13.如权利要求10所述的接收器，其中所述附加滤波器包括无限冲击响应滤波器或有限冲击响应滤波器。
14.如权利要求10所述的接收器，其中所述处理器在在所述噪声方差信号和所述滤波后的噪声方差信号之间选择以确定被选定的噪声方差信号之前，缩放所述噪声方差信号。
15.一种用于相干跟踪包括至少一个数字调制参考载波的无线电信号的方法，所述方法包括以下步骤解调所述参考载波，以产生复数相干参考增益；检测影响所述复数相干参考增益的瞬态，以及在所述瞬态附近调整所述复数相干参考增益，以产生调整后的复数相干参考增益。
16.如权利要求15所述的方法，还包括以下步骤使用多个天线元件以接收所述无线电信号，其中所述瞬态由所述天线元件之间的切换引起。
17.如权利要求15所述的方法，其中所述瞬态是冲击噪声。
18.如权利要求15所述的方法，其中所述在瞬态附近调整复数相干参考增益的步骤包括以下步骤用先前的或未来的复数相干参考增益值代替所述瞬态附近的复数相干参考增益。
19.如权利要求15所述的方法，其中所述在瞬态附近调整复数相干参考增益的步骤包括以下步骤滤波所述复数相干参考增益，以产生平滑后的复数相干参考增益，以及处理所述平滑后的复数相干参考增益，以忽略最接近所述瞬态的复数相干参考增益的值，并且将所述最接近瞬态的复数相干参考增益的值替换成不受滤波器影响的复数相干参考增益的最接近值。
20.如权利要求15所述的方法，其中所述无线电信号包括多个参考子载波，并且其中为每个所述参考子载波调整所述瞬态附近的复数相干参考增益。
21.如权利要求15所述的方法，其中所述检测影响复数相干参考增益的瞬态的步骤包括以下步骤为多个参考子载波处理所述复数相干参考增益，以及在所有所述参考子载波上聚合所述复数相干参考增益，以为每个OFDM码元产生一个复合相干信道参考信号。
22.如权利要求15所述的方法，其中所述检测影响复数相干参考增益的瞬态的步骤包括以下步骤计算多个复合相干信道参考信号的差值的幅度；确定所述幅度是否是局部峰值；以及如果所述幅度是局部峰值，则通过所述差值的幅度之和来反向缩放所述幅度。
23.如权利要求15所述的方法，其中所述检测影响复数相干参考增益的瞬态的步骤包括以下步骤从所述复数相干参考增益中计算样值xn的序列；计算样值xn+1和xn-1之间差值的平方(diffsqn)；如果(diffsqn≥diffsqn-1)或者如果(diffsqn≥diffsqn+1)，则将峰值检测变量(detpeakn)设置为1，否则将所述峰值检测变量设置为0；以及如果 大于预定阈值，就指示瞬态的存在。
24.如权利要求15所述的方法，其中所述在瞬态附近调整复数相干参考增益的步骤包括以下步骤忽略接近所述瞬态的复数相干参考增益的值(α)，其中所述接近瞬态的复数相干参考增益包括检测到瞬态的码元；以及将所忽略的值α替换为不受用于估计α的滤波器影响的α的最接近值。
25.如权利要求15所述的方法，其中所述在瞬态附近调整复数相干参考增益的步骤包括以下步骤如果在当前码元之前3个码元内检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α)，则使用所述瞬态之前4个码元的α(αn-4)的值，而不使用α的当前值；如果在后面3个码元中检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α)，则使用所述瞬态之后4个码元的α(αn+4)的值，而不使用α的当前值；如果所述复数相干参考增益的被破坏值(α)位于当前检测到的码元的位置，则使用所述瞬态两侧上±4个码元的样值的α平均值(αn-4+αn+4)/2；以及如果没有检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α)，则使用α的当前输入值。
26.一种用于相干跟踪包括至少一个数字调制参考载波的无线电信号的接收器，所述接收器包括输入端，用于接收所述无线电信号；以及处理器，用于解调所述参考载波以产生复数相干参考增益，用于检测影响所述复数相干参考增益的瞬态，并用于在所述瞬态附近调整所述复数相干参考增益以产生调整后的复数相干参考增益。
27.如权利要求26所述的接收器，还包括被耦合到所述输入端的多个天线元件，其中所述瞬态是由在所述天线元件之间的切换而引起。
28.如权利要求26所述的接收器，其中所述瞬态是冲击噪声。
29.如权利要求26所述的接收器，其中所述处理器用先前的或未来的复数相干参考增益值替换所述瞬态附近的复数相干参考增益。
30.如权利要求26所述的接收器，其中所述处理器滤波所述复数相干参考增益以产生平滑后的复数相干参考增益，以及处理所述平滑后的复数相干参考增益以忽略最接近所述瞬态的复数相干参考增益的值，并将所述最接近瞬态的复数相干参考增益的值替换成不受滤波器影响的复数相干参考增益的最接近值。
31.如权利要求26所述的接收器，其中所述无线电信号包括多个参考子载波，并且其中为每个所述参考子载波调整所述瞬态附近的复数相干参考增益。
32.如权利要求26所述的接收器，其中所述处理器为多个参考子载波处理所述复数相干参考增益，并在所有所述参考子载波上聚合所述复数相干参考增益以为每个OFDM码元产生一个复合相干信道参考信号。
33.如权利要求26所述的接收器，其中所述处理器计算多个复合相干信道参考信号的差值的幅度；确定所述幅度是否是局部峰值；以及如果所述幅度是局部峰值，则通过所述差值的幅度之和来反向缩放所述幅度。
34.如权利要求26所述的接收器，其中所述处理器接收样值xn的序列；计算样值xn+1和xn-1之间的差值的平方(diffsqn)；如果(diffsqn≥diffsqn-1)或者如果(diffsqn≥diffsqn+1)，则将峰值检测变量(detpeakn)设置为1，否则将所述峰值检测变量设置为0；以及，如果 大于预定阈值，则表示瞬态存在
35.如权利要求26所述的接收器，其中所述处理器忽略接近所述瞬态的、包括检测到所述瞬态的码元的复数相干参考增益的值(α)；以及将所忽略的值α替换为不受用于估计α的滤波器影响的α的最接近值。
36.如权利要求26所述的接收器，其中如果在当前码元之前3个码元内检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α)，则使用所述瞬态之前4个码元的α的值(αn-4)，而不使用α的当前值；如果在后面3个码元中检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α)，则使用所述瞬态之后4个码元的α值(αn+4)，而不使用α的当前值；如果所述复数相干参考增益的被破坏值(α)位于当前检测到的码元的位置，则使用所述瞬态两侧上±4个码元的样值的α平均值(αn-4+αn+4)/2；以及如果没有检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α)，则使用α的当前输入值。
37.一种用于相干跟踪包括至少一个数字调制参考载波的无线电信号的接收器，所述接收器包括输入端，用于接收所述无线电信号；以及用于解调所述参考载波以产生复数相干参考增益、用于检测影响所述复数相干参考增益的瞬态、并用于在所述瞬态附近调整所述复数相干参考增益以产生调整后的复数相干参考增益的装置。
38.如权利要求37所述的接收器，还包括被耦合到所述输入端的多个天线元件，其中所述天线元件之间的切换引起所述瞬态。
39.如权利要求37所述的接收器，其中所述瞬态是冲击噪声。
40.一种当噪声可以在似高斯噪声样值中包括似冲击样值时估计无线电信号中码元的噪声方差的方法，所述方法包括以下步骤将输入样值和相干参考样值相加，以产生误差样值；计算所述误差样值的平方；分离平方后的似高斯噪声样值和平方后的冲击噪声样值；以及非线性滤波所述误差样值的平方，以产生表示长期平均的似高斯噪声方差与短期冲击噪声方差之和的噪声方差估计。
41.如权利要求40所述的方法，包括以下步骤通过比较所述样值与当前平均噪声方差估计的倍数，确定每个平方噪声样值是否是似冲击的；以及如果所述平方噪声样值不被确定是似冲击的，则将所述平方噪声样值输入到滤波器，以用于估计所述长期平均的似高斯噪声方差；以及如果所述噪声样值被确定是似冲击的，则减小所述平方噪声样值到所述滤波器中，以防止所述长期似高斯噪声方差估计的过高估计。
42.如权利要求40所述的方法，包括以下步骤创建包括所述减小后的平方噪声样值一部分的过噪声值；和将所述过噪声值添加到所述似高斯噪声方差估计，以产生表示所述长期平均似高斯噪声方差和所述短期冲击噪声方差之和的复合噪声方差。
全文摘要
本发明涉及一种用于相干跟踪包括多个数字调制参考子载波的无线电信号的方法。该方法包括以下步骤接收在参考子载波上传送的码元；组合该参考子载波码元与已知的参考序列共轭以便产生多个样值；中值滤波这些样值进行以便产生被滤波的样值，以及在多个参考子载波上为每个参考子载波平滑这些样值以便为每个子载波产生相干参考信号估计。本发明还提供了一种用于相干跟踪包括至少一个数字调制参考载波的无线电信号的接收器。
文档编号H04B7/08GK1883175SQ200480034032
公开日2006年12月20日 申请日期2004年11月12日 优先权日2003年11月18日
发明者布里安·W·克罗艾格, 保罗·J·皮耶拉, 杰夫里·S·巴尔德 申请人:艾比奎蒂数字公司