专利名称：连续相位调制自适应跳频系统的信道质量估计方法
技术领域：
本发明属于通信技术领域，涉及自适应跳频通信系统的信道质量估计，具体说是基于连续相位调制自适应跳频系统的信道质量估计方法，收发双方利用数字信号处理的方式判断信道质量的优劣，自适应地选择优良信道集进行跳频通信，使通信系统保持良好的通信状态。
背景技术：
常规的跳频系统中通信收发双方的跳频图案都是事先约定好的，同步地按照跳频图案进行跳变。随着现代战争中的电子对抗越演越烈，有限的频谱资源导致通信设备之间的相互干扰，在常规跳频的基础上又提出了自适应跳频，它增加了频率自适应控制和功率自适应控制两方面。在常规跳频的基础上，跳频系统拒绝使用那些曾经用过但传输不成功的频点，即实时去除跳频频率集中被干扰的频率点，实现跳频通信频率自适应，并以最小的发射功率获得正常的通信，以达到通信系统良好的抗干扰性，尽可能增加系统的隐蔽性。与传统跳频系统相比，自适应跳频系统的工作灵活性更大、可靠性更好、数传速率更高、保密性更强，特别是具有优良的抗电子干扰及低截获概率/低检测概率特性，不仅适合在各种实战条件下进行可靠的中、远程通信，而且可在其它视距通信手段失效或者频谱完全被堵塞时满足短程应急通信要求。在民用蓝牙系统中，也采用了自适应跳频技术对干扰进行检测并分类，通过编辑跳频算法来避免干扰，把分配变化告知网络中的其他成员，并周期性地维护跳频集。自适应跳频技术对于有效利用频谱资源、防止通信设备之间相互干扰起着十分重要的作用。
自适应跳频的原理方框图如图1所示。它在普通跳频系统的基础上采用若干窄带信道。为了控制传数频率，跳频序列发生器从长度为Na的字母中产生伪随机信号，然后把该频率序列送至频率映象函数表，从而把输入信号变成长度为N的符号字母。最后，把这些符号分别送至跳频器与解跳器。自适应跳频系统在任何时候均只从N个可用频率中选择Na个工作频率，工作频率及其功率电平的选择均由接收机的信道质量分析器，即线路质量分析器完成，然后把该选频信息通过反馈信道反馈给发射机。
自适应跳频通信系统的关键技术是自适应频率跳变技术，该自适应频率跳变直接影响到系统的抗干扰性能。自适应跳频就是要避开跳频频率集中受干扰的坏频点，使信息在全部不受干扰的跳频频率集和可以使用的跳频频率集上传输，从而提高信息传输的质量。为此必须首先判别当前跳频频率集中哪些频点受到干扰，并明确判定受到干扰的频点是否已变成为坏频点；其次，如何用可以使用的好频点来更换这些被判定为坏的频点，并保持跳频过程遍历更新后的跳频频率集中的每一个频点。
自适应跳频的处理过程如图2所示。系统完成同步后，伴随着跳频数传系统同时进入自适应处理过程。在处理过程中，首先要完成干扰频率的检测与估计，接着在信道上重复进行通知与应答过程，以使双方确认干扰频率，只要频率没有全部被干扰，该过程总是能够实现，确认完成后，双方同时删除受干扰频率，并用无干扰频率替代。
自适应频率跳变技术中包含两个关键技术一是信道质量的评估；二是自适应跳频的控制，包括频点的更替、以及频点更替信息的通知和交互。其中信道质量评估是用来确定跳频频率点是否已被干扰及被干扰的程度，从而判定该频率点能否用来进行正常的跳频通信。
常用的信道质量评估可以以误码率、包出错率或接收到的信号强度为依据。误码率方法规定一个门限误码率，当某一跳频信道传送数据的误码率大于门限误码率时，则该信道称为被干扰的信道。误码率的测量是根据跳频帧中预知的特殊比特信号来确定的。为了避免瞬时突发干扰引起的误判决，可以连续多次测量误码率后按一定规则最终确定该跳频信道是否真正不可以使用。在蓝牙系统中采用包出错率作为信道质量评估的依据。接收设备对包损率PLRs(Packet Loss Ratios)、有效载荷的循环冗余编码CRC，混合差错控制HEC，前向纠错码FEC误差等参数进行测量。在测量PLR时，如果PLR超过了系统定义的门限，则宣布此信道为坏信道。从设备测量CRC时，也会自动检测此包的有效载荷的CRC，如果校验码正确，则说明接收正确的包，否则宣布包丢失。从设备也可利用任何空闲的时间周期性地测量全部信道的接收信号强度，以此来确定信道的信号强度是否稍高于正常的背景强度。信号稍强的信道对主设备可能被认为是坏的。
另外也可采用发射探测信号的方法估计信道质量。在发送端，探测信号经快速傅里叶逆变换IFFT、数/模变换D/A、低通滤波后，送入信道机发送出去，在接收端对接收到的信号进行快速傅立叶变换FFT，估算出信噪比，多径时延和多普勒频移等参数，利用这些估算参数，并依据一定的准则，可筛选出最佳工作频率。这种实时信道估值技术，在未进行数据通信期间，利用探测信号进行信道参数的估算；在传送数据信息期间，可直接利用数据通信的信号波形对上列参数进行估算，并选出最佳工作频率作为跳频通信频率，从而构成信道自适应跳频。这种体制的跳频，跳速不是追求的关键目标，而是要求在好信道上驻留，从而提高通信质量。这种方法虽然有一定的实用性，但是间隔发送的探测信号一方面在信道特性衰落较快时不能很好地跟踪其变化，性能较差，另一方面也造成了额外的系统开销，因此，限制了它的应用。
上述信道质量估计方法均是利用数据当中的已知码元或是采用发送探测信号的形式，给系统带来了额外的开销。训练序列占用了很大带宽，降低了频谱利用率。另外，训练序列是每隔一定时间周期发送，若信道是时变的，则该方法无法及时准确地检测信道状况。在快跳频通信系统中，由于受到跳速和数据传输效率的限制，同时在传输数据的过程中要完成解调译码以及实时更新可用频率表等一系列任务，因此希望有一种计算量小，无需训练序列的信道质量估计算法。而且已有的一些基于信号特征分析、模式识别的信道质量估计算法仅适用于线性调制信号。在现有的超短波V段电台中，信道为非线性的，采用的调制体制也是非线性的调制方式，例如FSK，CPM等。因而，对于采用非线性连续相位调制CPM的跳频通信系统，如何在跳频同步建立后的通信过程中有效判别当前信道受干扰的程度，仍是一个尚未解决的问题。
发明的内容本发明的目的是提供一种连续相位调制的自适应跳频系统的信道质量估计方法，以解决采用CPM体制的自适应跳频通信系统在跳频同步建立后的通信过程中，能够有效判别当前信道受干扰程度的问题。
实现本发明的目的的技术方案是将采用CPM体制的跳频通信系统的信道质量估计问题，转化为在通信过程中CPM调制信号受其它信号干扰程度的度量估计问题。由于代表最大似然判决准则的平方欧氏距离中包含有接收信号与发送信号的相位差，利用该相位差可以衡量接收信号与发送信号的相似程度，因此在给出平均相位距离的定义后，就可以提出一种基于平均相位距离的信道质量检测方法。由于CPM信号的符号判决本质上还是在发送CPM信号的相位网格图上寻找与接收信号具有最小距离的路径，或者可以理解为在调制信号集中寻找与接收信号相关值最大或最相似的符号，因此采用CPM信号的信道质量估计算法应该是按照平方欧氏距离最小的准则尽可能正确地解调CPM信号的解调器。假定忽略一切不理想因素，到达接收机的信号未被噪声及其它信号干扰，那么可以认为到达接收机的CPM信号即发送的CPM信号，在发送CPM信号的相位网格图上搜索到的与接收信号最接近的路径距离应为0；而如果到达接收机的信号是噪声和其它不具有CPM信号特征的干扰信号，或者到达接收机的信号是被噪声、其它信号干扰的CPM信号，那么在发送CPM信号的相位网格图上搜索到的与接收信号最接近的路径距离肯定不为0，而且往往较大，因为此时的接收信号受到干扰影响已经不具备CPM信号的特征，不同于发送信号集合。这样信道估计方法可以在解调CPM信号的同时，试图统计接收信号与发送CPM信号的平均相位距离，该平均相位距离用以表示发送CPM信号存在与否或受干扰大小的程度，即如果经过一段时间，比如一跳的间隔的统计，发现接收信号与发送CPM信号的平均相位距离均持续增大并最终超过某一门限，则认为信道质量差而不能在该频率上通信，否则认为信道质量好，该频率是可用频率。
根据上述原理，本发明首先给出CPM信号平方欧氏距离的定义，发送信号si(t)和接收信号sj(t)之间的平方欧氏距离d2ij为d2ij=∫0NT[si(t)-sj(t)]2dt]]>=∫0NTsi2(t)dt+∫0NTs2j(t)dt-2∫0NTsi(t)sj(t)dt]]>=2NEs-EsT∫0NTcos(ωct+φ(t;Ii))cos(ωct+φ(t;Ij))dt]]>=EsT∫0NT{1-cos[φ(t;Ii)-φ(t;Ij)]}dt...(1)]]>上式中，T为符号间隔，Es为符号能量，N为观测的符号间隔，Ii和Ij分别是与信号si(t)和sj(t)相对应的信息序列，φ(t；Ii)和φ(t；Ij)分别是信号si(t)和sj(t)的相位函数。
定义第k个码元时间间隔内的相位距离为dkφI→ref=Σi=1S|φi(kT,I→p)-φiref(kT,I→ref)|...(2)]]>其中，S为每码元的取样点数， 为接收信号在第k个码元第i样点的相位， 为标准参考信号在第k个码元第i样点的相位，I→ref={I→ref,k-L+1,...,I→ref,k},I→ref,k∈{±1,±3,...,±(2M-1)},]]>L为CPM的相位脉冲长度，M为电平数，当 取遍所有可能取值， 表示发送CPM信号在第k个码元第i样点所有可能的相位取值。
在一个码元时间间隔内，比较所有可能的 找出使相位距离 最小的信息符号序列 I→ref*=argminI→ref[Σi=1S|φi(kT,I→p)-φiref(kT,I→ref)|]...(3)]]>此时的 记为dk_*，即 通常，发射机采用的调制信号为某一标准参数CPM信号，即电平数、调制指数、相位脉冲取定，不包含MSK信号，干扰信号的类型为加性高斯白噪声AWGN、AM类信号、PSK类信号、FSK类信号。对于实际通信情况，将接收信号分为三类一是接收信号为被加性高斯白噪声污染的CPM信号；二是接收信号仅为干扰信号AWGN、AM信号、2FSK信号、2PSK信号或MSK信号；三是接收信号为受干扰信号污染的CPM信号CPM+ASK、CPM+2FSK、CPM+2PSK或CPM+MSK。
本发明的实质是通过对通信过程中标准参考CPM信号受其它信号干扰程度的度量进行估计，即采用对一跳的数据进行统计，其过程如下首先，统计一个码元时间内接收信号的相位 和标准参考信号的相位 其次，统计一个码元时间内接收信号的相位与标准参考信号相位之间的相位距离 然后，在已知所有可能发送信号相位中找出最小的相位距离dk_*，并将一跳所有码元的最小相位距离累加后，取其平均值；最后，将得到的最小相位距离dk_*的平均值与设定的相位距离的门限值进行比较，判断其频点好坏。
上述信道质量估计方法，其中所述的统计一个码元时间内接收信号的相位 是在接收机接收到一跳N个码元后，按照下式计算接收信号r(t)第k个码元第i样点的相位，即φi(kT,I→p)=arctanimag(ri(kT))real(ri(kT)),k=1,...,N;i=1,...,S]]>式中ri(kT)为接收信号r(t)第k个码元的第i样点。
上述信道质量估计方法，其中所述的统计标准参考信号相位 是取发送信息符号 所有可能的取值，按下式计算一个码元间隔所有可能的标准参考信号第i样点的相位，即φiref(kT,I→ref)=2πhΣl=k-L+1kI→ref,lq((k+i/S-l)T),i=1,...,S]]>式中h为调制指数，q(t)为相位脉冲。
上述信道质量估计方法，其中所述的统计一个码元时间内接收信号的相位与标准参考信号相位之间的相位距离 是按照下式进行dkφI→ref=Σi=1S|φi(kT,I→p)-φiref(kT,I→ref)|]]>式中，S为每码元的取样点数 为接收信号在第k个码元第i样点的相位 为标准参考信号在第k个码元第i样点所有可能的相位取值I→ref={I→ref,k-L+1,...,I→ref,k},I→ref,k∈{±1,±3,...,±(2M-1)}]]>上述信道质量估计方法，其中所述在已知所有可能发送信号相位中找出最小的相位距离dk_*，是在一个码元时间间隔内，比较所有可能的发送信息符号 找出使相位距离 最小的信息符号序列 即I→ref*=argI→refmin[Σi=1S|φi(kT,I→p)-φiref(kT,I→ref)|]]]>此时的 记为最小相位距离dk_*，即 上述信道质量估计方法，其中所述的将dk_*的平均值与相位距离的门限值进行比较，判断其频点好坏，是根据最小相位距离dk_*的平均值是否超过设定的相位距离门限值而确定，即如果最小相位距离dk_*的平均值超过设定的门限值，则认为这时输入信号干扰较大，其频点的信干比较小，该频点为坏频点；否则认为干扰较小，该频点为好频点。
上述信道质量估计方法，其中所述的设定相位距离的门限值，是将接收信号为标准参考CPM信号在可通信信噪比临界点时的平均相位距离作为门限值。如果系统采用不同参数的标准参考CPM信号，就需要对不同参数的标准参考CPM信号设置门限值。这些不同参数的标准参考CPM信号的门限值被保存在跳频通信机中。当通信双方采用其中一种调制参数时，统计不同频点上的平均相位距离后，查表对照相应的门限值就可以判断该频点的受干扰程度，即信干比了。
本发明具有如下特点1.本发明可以在一跳中利用未知数据估计信道质量，无需训练码元。
2.本发明只需在一定时间内统计平均相位距离即可，计算量小，便于DSP或FPGA实现。
3.本发明是非递推结构，只统计一定码元的平均相位距离，一个或几个码元统计误差不会波及后面的码元，收敛性好。
4.仿真表明，本发明的方法对于采用CPM体制的自适应跳频通信系统，可以在跳频同步建立后的通信过程中，能够有效判别当前信道受干扰程度的问题。
图1是自适应跳频原理方框2是频率自适应处理过程图3是本发明的信道质量估计流程4是本发明对4CPM1RC信号在不同信噪比下与标准CPM信号的平均相位距离仿真5是本发明对加性白高斯噪声与标准CPM信号的平均相位距离仿真6是本发明对AM单频信号与标准CPM信号的平均相位距离仿真7是本发明对2FSK信号在不同码率下与标准CPM信号的平均相位距离仿真8是本发明对2PSK信号在不同码率下与标准CPM信号的平均相位距离仿真9是本发明对MSK信号在不同码率下与标准CPM信号的平均相位距离仿真10是本发明对混有2ASK类干扰信号的CPM信号与标准CPM信号的平均相位距离仿真11是本发明对混有2FSK类干扰信号的CPM信号与标准CPM信号的平均相位距离仿真12本发明对混有2PSK类干扰信号的CPM信号与标准CPM信号的平均相位距离仿真13是本发明对混有MSK类干扰信号的CPM信号与标准CPM信号的平均相位距离仿真图具体实施方式
以下参照附图对本发明的信道质量估计过程和效果仿真作进一步详细描述。
本实施例采用标准参考CPM信号为四进制、调制指数为0.25、脉冲响应为持续一个符号的升余弦脉冲、波特率为24KBd的信号。根据接收信号为标准参考CPM信号在可通信信噪比临界点时的平均相位距离作为门限值的设定规则，规定高斯白噪声信道下误比特率小于10-2时的信噪比为可通信信噪比，对于四进制、调制指数为0.25、脉冲响应为持续一个符号的升余弦脉冲的标准参考信号，其误比特率为10-2采用差分解调所对应的比特信噪比为8dB，该信噪比相应的平均相位距离值为0.8，故0.8就是该标准参考CPM信号的门限值。按照一跳数据9个码元，每码元5点采样，该接收信号是方差为0.1的加性高斯白噪声，则对信道质量估计的实现过程如图3所示，即第一步接收机在建立跳频同步的基础之上收到一跳数据9个码元，共45个样点，用复数表示0.0001-0.0029i，0.0013-0.0054i，0.0026-0.0078i，0.0040-0.0105i，0.0055-0.0134i，0.0071-0.0164i，0.0087-0.0194i，0.0104-0.0225i，0.0121-0.0255i，0.0138-0.0285i，0.0154-0.0314i，0.0170-0.0341i，0.0184-0.0368i，0.0197-0.0392i，0.0208-0.0413i，0.0217-0.0429i 0.0226-0.0445i，0.0232-0.0456i，0.0237-0.0464i，0.0239-0.0468i，0.0241-0.0467i，0.0240-0.0461i，0.0237-0.0452i，0.0232-0.0438i，0.0225-0.0422i，0.0215-0.0403i，0.0204-0.0380i，0.0190-0.0354i，0.0176-0.0325i，0.0160-0.0296i，0.0143-0.0264i，0.0124-0.0231i，0.0105-0.0196i，0.0085-0.0162i 0.0065-0.0127i，0.0045-0.0092i，0.0025-0.0059i，0.0007-0.0026i，-0.0012+0.0005i，-0.0031+0.0036i，-0.0048+0.0065i，-0.0064+0.0091i，-0.0078+0.0115i，-0.0091+0.0137i，-0.0101+0.0155i(i为虚数单位)，根据φi(kT,I→p)=arctanimag(ri(kT))real(ri(kT))]]>计算得到接收信号白噪声的每个样点的相位值，式中ri(kT)为接收信号r(t)第k个码元的第i样点，imag(·)为取信号实部，real(·)为取信号虚部，arctan为反正切。用此式算得的每个样点的相位值用弧度可表示为-1.5207，-1.3259，-1.2466，-1.2035，-1.1779，-1.1594，-1.1476，-1.1383，-1.1279，-1.1199，-1.1143，-1.1088，-1.1065，-1.1054，-1.1043，-1.1029，-1.1011，-1.1003，-1.0991，-1.0977，-1.0939，-1.0909，-1.0881，-1.0834，-1.0813，-1.0810，-1.0789，-1.0776，-1.0760，-1.0749，-1.0751，-1.0774，-1.0786，-1.0871，-1.0993，-1.1142，-1.1628，-1.3246，2.7135，2.2753，2.2031，2.1833，2.1689，2.1567，2.1462，为方便计算，将每个码元起始相位归一化为0，用r(t)第k个码元第i样点(k＝1，...，N；i＝1，...S)的相位值减去第k个码元第1个样点的相位值，得到归一化处理后的接收信号相位0.2018，0.2873，0.3295，0.3550，0.3741，0.0130，0.0244，0.0345，0.0424，0.0474，0.0065，0.0077，0.0097，0.0106，0.0123，0.0016，0.0023，0.0039，0.0039，0.0081，0.0036，0.0065，0.0107，0.0134，0.0137，0.0026，0.0025，0.0062，0.0055，0.0063，-0.0038，-0.0046，-0.0132，-0.0234，-0.0415，-0.0541，-0.1919，-2.4205，-2.8856，-2.9604；第二步计算所有可能的标准参考相位信号 I→ref={I→ref,k},I→ref,k∈{±1,±3},]]>根据φlref(kT,I→ref)=π2I→ref,kq(iT/5),i=1,...5]]>q(iT/5)=i10-14πsin(2πi5),]]>得到φ1ref(kT,-3)=-0.2356,φ2ref(kT,-3)=-0.9425,φ3ref(kT,-3)=-1.8850,φ4ref(kT,-3)=-2.5918,]]>φ5ref(kT,-3)=-2.5918,]]>φ1ref(kT,-1)=-0.0785,φ2ref(kT,-1)=-0.3142,φ3ref(kT,-1)=-0.6283,φ4ref(kT,-1)=]]>-0.8639,φ5ref(kT,-1)=-0.8639,]]>φ1ref(kT,1)=0.0785,φ2ref(kT,1)=0.3142,φ3ref(kT,1)=0.6283,φ4ref(kT,1)=0.8639]]>φ5ref(kT,1)=0.8639,]]>φ1ref(kT,3)=0.2356,φ2ref(kT,3)=0.9425,φ3ref(kT,3)=1.8850,φ4ref(kT,3)=2.5918,]]>φ5ref(kT,3)=2.5918;]]>第三步根据dkφI→ref=Σi=1S|φi(kT,I→p)-φiref(kT,I→ref)|]]>计算第k个码元与所有可能参考信号之间的相位距离，保存最小的相位距离dk_*，d1φ-3=9.7944,d1φ-1=4.2966,d1φ1=1.4477,d1φ3=6.6990,]]> d2φ-3=8.4084,d2φ-1=2.9106,d2φ1=2.5872,d2φ3=8.0850,]]> d3φ-3=8.2935,d3φ-1=2.7957,d3φ1=2.7021,d3φ3=8.1999,]]> d4φ-3=8.2665,d4φ-1=2.7688,d4φ1=2.7290,d4φ3=8.2258,]]> d5φ-3=8.2946,d5φ-1=2.7968,d5φ1=2.7010,d5φ3=8.1988,]]> d6φ-3=8.2698,d6φ-1=2.7720,d6φ1=2.7252,d6φ3=8.2235,]]>
d7φ-3=8.1602,d7φ-1=2.6624,d7φ1=2.8354,d7φ3=8.3332,]]> d8φ-3=2.1300,d8φ-1=6.0570,d8φ1=11.2615,d8φ3=16.7593,]]> d9φ-3=8.0039,d9φ-1=2.5061,d9φ1=2.9917,d9φ3=8.4895,]]> 对9个最小相位距离d1_*，...，d9_*求其均值得到平均相位距离为2.2191；第四步根据所得的平均相位距离判断频点的好坏，由于该平均相位距离为2.2191，超过了门限值0.8，因此认为该频点为坏频点。
由于平均相位距离的大小与干扰信号类型、参数，参考CPM信号的参数以及接收机输入信号的信噪比/信干比都有关系，因此通过产生随机数据进行计算机仿真可以建立不同信号类型的平均相位距离图，通过这些平均相位距离图对本发明的效果可作进一步说明。图4～13给出各种信号类型在不同条件下的平均相位距离。
参照图4，当接收信号为发送的标准参考CPM信号，在信噪比为-12dB～22dB时，其平均相位距离为0.3～4.8弧度，当信噪比大于8dB时平均相位距离小于0.8，当信噪比小于8dB时平均相位距离大于0.8。
参照图5，当接收信号为方差0.1～1的加性高斯白噪声时，其平均相位距离为1.9～2.5弧度，均大于0.8弧度。
参照图6，当接收信号为AM信号，在信噪比为0dB、5dB、15dB、20dB下及相对CPM信号载波频偏为-15KHz～15KHz时，除去频偏为2.6～4.6KHz的信号外，其平均相位距离为1～3.4弧度，均大于0.8弧度。
参照图7，当接收信号为2FSK信号，在信噪比为-12dB～22dB及几种码率时，其平均相位距离为1.5～2.5弧度，均大于0.8弧度。
参照图8，当接收信号为2PSK信号，在信噪比为-12dB～18dB及几种码率时，其平均相位距离为1.4～2.8弧度，均大于0.8弧度。
参照图9，当接收信号为MSK信号，在信噪比为-12dB～18dB时，其平均相位距离为1.3～2.4弧度，均大于0.8弧度。
参照图10，当接收信号为CPM+2ASK信号，在信干比为-10dB～20dB时，其平均相位距离为0.2～2弧度，信干比大于8dB时平均相位距离小于0.8，信干比小于8dB时平均相位距离大于0.8。
参照图11，当接收信号为CPM+2FSK信号，在信干比为-10dB～20dB时，其平均相位距离为0.3～3.5弧度，信干比大于8dB时平均相位距离小于0.8，信干比小于8dB时平均相位距离大于0.8。
参照图12，当接收信号为CPM+2PSK信号，在信干比为-10dB～20dB时，其平均相位距离为0.4～4.8弧度，信干比大于8dB时平均相位距离小于1.2，信干比小于8dB时平均相位距离大于1.2。
参照图13，当接收信号为CPM+MSK信号，在信干比为-10dB～20dB时，平均相位距离为0.3～3.4弧度，信干比大于8dB时平均相位距离小于1，信干比小于8dB时平均相位距离大于1。
将比特信噪比为8dB对应的标准参考CPM信号的平均相位距离值0.8作为门限值时，各种信号类型的信道质量与信噪比/信干比、平均相位距离的关系列在下表中。
各种信号类型的信道质量与信噪比/信干比、平均相位距离的关系表
上表表明当信噪比大于8dB时，接收信号为标准参考CPM信号的平均相位距离小于0.8弧度；而接收信号为其它类型的信号AWGN、AM(除去频率为2.6～4.6KHz的情况)、2FSK、2PSK、MSK的平均相位距离均大于0.8弧度；对于接收信号为CPM+ASK，CPM+2FSK，CPM+2PSK，CPM+MSK形式的干扰信号，信干比大于8dB时的平均相位距离小于0.8弧度。可见除过高信噪比下频偏为2.6～4.6KHz的AM信号外，本发明的方法能够判断出信道受干扰的程度。
本发明只需要知道发送端CPM信号的调制参数，可以用在一跳中无需训练码元的情况下，这一特点特别适用于快跳频通信系统同步建立后的情况。
权利要求
1.一种连续相位调制自适应跳频系统的信道质量估计方法，是通过对通信过程中标准参考CPM信号受其它信号干扰程度的度量进行估计，其过程如下首先，统计一个码元时间内接收信号的相位 和标准参考信号的相位φiref(kT,I→ref);]]>其次，统计一个码元时间内接收信号的相位与标准参考信号相位之间的相位距离dkφI→ref:]]>然后，在已知所有可能发送信号相位中找出最小的相位距离dk_*，并将一跳所有码元的最小相位距离累加后，取其平均值；最后，将得到的最小相位距离dk_*的平均值与设定的相位距离门限值进行比较，判断其频点好坏。
2.根据权利要求1所述的信道质量估计方法，其中所述的统计一个码元时间内接收信号的相位 是在接收机接收到一跳N个码元后，按照下式计算接收信号r(t)第k个码元第i样点的相位，即φi(kT,I→p)=arctanimag(ri(kT))real(ri(kT)),k=1,...,N;i=1,...S]]>式中ri(kT)为接收信号r(t)第k个码元的第i样点S为每码元的取样点数。
3.根据权利要求1所述的信道质量估计方法，其中所述的统计标准参考信号相位 是取发送信息符号 所有可能的取值，按下式计算一个码元间隔所有可能的标准参考信号第i样点的相位，即φiref(kT,I→ref)=2πhΣl=k-L+1kI→ref,lq((k+i/S-l)T),i=1,...S]]>式中h为调制指数，q(t)为相位脉冲。
4.根据权利要求1所述的信道质量估计方法，其中所述的统计一个码元时间内接收信号的相位与标准参考信号相位之间的相位距离 是按照下式进行dkφI→ref=Σi=1S|φi(kT,I→p)-φiref(kT,I→ref)|]]>式中，S为每码元的取样点数 为接收信号在第k个码元第i样点的相位 为标准参考信号在第k个码元第i样点所有可能的相位取值I→ref={I→ref,k-L+1,...,I→ref,k},I→ref,k∈{±1,±3,···,±(2M-1)}.]]>
5.根据权利要求1所述的信道质量估计方法，其中所述在已知所有可能发送信号相位中找出最小的相位距离dk_*，是在一个码元时间间隔内，比较所有可能的发送信息符号 找出使相位距离 最小的信息符号序列 即I→ref*=argI→refmin[Σi=1S|φi(kT,I→p)-φiref(kT,I→ref)|]]]>此时的 记为最小相位距离dk_*，即
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述的设定平均相位距离的门限值，是将接收信号为标准参考CPM信号在可通信信噪比临界点时的平均相位距离作为门限值。
7.根据权利要求1所述的方法，其中所述的将dk_*的平均值与平均相位距离的门限值进行比较，判断其频点好坏，是根据最小相位距离dk_*的平均值是否超过设定的相位距离门限值而确定，即如果最小相位距离dk_*的平均值超过该设定的门限值，则认为这时输入信号干扰较大，其频点的信干比较小，该频点为坏频点；否则认为干扰较小，该频点为好频点。
全文摘要
本发明公开了一种连续相位调制自适应跳频系统的信道质量估计方法。该方法是通过在通信过程中标准参考CPM调制信号受其它信号干扰程度的度量进行信道质量估计，其过程为首先，统计一个码元时间内接收信号的相位φ
文档编号H04B1/713GK1750523SQ20051009622
公开日2006年3月22日 申请日期2005年10月21日 优先权日2005年10月21日
发明者孙锦华, 金勇 , 李建东, 金力军, 吴小钧 申请人:西安电子科技大学