专利名称：无线电通信装置和无线电通信方法
技术领域：
本发明涉及一种无线电通信装置和方法，更具体来说，涉及一种以OFDM为基础的空间多路复用传输方案的无线电通信装置和方法。
背景技术：
一种用于将发送信号分配给多个RF(射频)单元并通过多个天线同时发送相同频率的信号的方法已经作为用于提高无线电通信速率的技术而被提出(例如，见美国专利Nos.6058105和6144711)。在此方法中，相同频率的信号用不同的数字波束发送，以及接收终端接收通过不同路由发送的多路复用信号，并分离它们以解码。
结果，可以根据多路复用信号的数量提高传输速率，而无需展宽用于通信的频带宽度。因而，该方法可以提高频谱效率并且由此提高吞吐量。
另一方面，在其中发送在发送和接收终端之间具有不同传播延迟时间的多个信号的多径信道中，由ISI(符号间干扰)产生的波形失真可能是使通信质量降级的一个显著因素。利用正交频分复用(OFDM)的系统被称为这样的系统，该系统能够在其接收具有不同传播延迟时间的信号时补偿由ISI产生的波形失真。
在OFDM传输方案中，副载波具有不同的信道响应。相应地，如果使用美国专利Nos.6058105和6144711中提出的方法作为OFDM传输方案，则不同的数字波束被用于不同的副载波。在此情况下，在现有技术中，使得所有副载波提供高接收功率的数字波束仅被分配给特定的信号，这不可避免地增加了空间多路复用信号之间的特性差异。因此，具有高的多级调制数量或者高编码速率的信号必需作为空间多路复用信号被分配，并且相应地，需要能够发送和接收这样的信号的高精确度的RF单元。
如上所述，在传统的无线电通信装置中，多路复用信号之间的接收功率存在大的差异。这意谓着，除非对于高接收功率的信号使用高传输速率的调制方案或者编码速率，否则该信号的信道响应不能被充分地利用。相应地，有必要使用一种能够发送和接收高传输速率的信号的精确装置。存在有对于降低无线电通信装置的成本和减少该装置中所结合的集成电路的基片面积的需求。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种用于将数据发送给接收装置的无线电通信装置，包括划分单元，被配置成用于将发送数据划分为第一流和第二流；串并转换单元，被配置成用于使第一流和第二流经过串并转换来获得多个数据信号；调制单元，被配置成用于使用多个副载波将该数据信号调制为相应于第一流和第二流的多个OFDM调制信号；获取单元，被配置成用于获取无线电通信装置和接收装置之间的多个信道响应；计算单元，被配置成用于根据获取的信道响应，计算相应于副载波中包括的第k个(k为自然数)副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)和λ2(k)；权重分配单元，被配置成用于将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的多个权重分配给第一流和第二流，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同；乘法单元，被配置成用于将每个分配的权重乘以相应于第一流和第二流中的每一个的OFDM调制信号，并获取相应于第一流和第二流的第一信号和第二信号；加法单元，被配置成用于相加第一信号和第二信号并获得相加的信号；逆傅里叶变换单元，被配置成用于使该相加的信号经过逆傅里叶变换；以及传输单元，被配置成用于将从逆傅里叶变换单元输出的信号发送给接收装置。
根据本发明的另一个方面，提供了一种用于将数据发送给接收装置的无线电通信装置，包括划分单元，被配置成用于将发送数据划分为至少三个流；串并转换单元，被配置成用于使所述流经过串并转换来获得多个数据信号；调制单元，被配置成用于使用多个副载波将该数据信号调制为相应于所述至少三个流的多个OFDM调制信号；获取单元，被配置成用于获取无线电通信装置和接收装置之间的多个信道响应；计算单元，被配置成用于根据获得的信道响应，计算相应于副载波中所包括的第k个(k是自然数)副载波的信道矩阵的奇异(singular)值λ1(k)，λ2(k)，...，λm(k)(m为不小于3的自然数)；权重分配单元，被配置成用于将相应于奇异值λ1(k)，λ2(k)，...，λm(k)的多个权重分配给流，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同，假设λ1(k)≥λ2(k)≥...≥λm(k)；乘法单元，被配置成用于将每个分配的权重乘以相应于每个流的OFDM调制信号，并获得m个信号；加法单元，被配置成用于相加m个信号并获得相加的信号；逆傅里叶变换单元，被配置成用于使相加的信号经过逆傅里叶变换；以及传输单元，被配置成用于将从逆傅里叶变换单元输出的信号发送给接收装置。
根据本发明的另一个方面，提供了一种用于将数据发送给接收装置的无线电通信装置，包括划分单元，被配置成用于将发送数据划分为至少三个流；串并转换单元，被配置成用于使所述流经过串并转换以获得多个数据信号；调制单元，被配置成用于使用多个副载波将该数据信号调制为相应于所述至少三个流的多个OFDM调制信号；获取单元，被配置成用于获取无线电通信装置和接收装置之间的多个信道响应；计算单元，被配置成根据获取的信道响应计算相应于副载波中包括的第k个(k是自然数)副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)和λ2(k)；权重分配单元，被配置成用于将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的多个权重分配给相应于所述流中的两个流的OFDM调制信号，其中每个权重对于每个流的对应性根据副载波而不同，假设λ1(k)≥λ2(k)；乘法单元，被配置成用于将每个分配的权重乘以相应于每个流的OFDM调制信号，并且获得第一信号和第二信号；加法单元，被配置成用于相加第一信号和第二信号，并且获得相加的信号；逆傅里叶变换单元，被配置成用于使相加的信号经过逆傅里叶变换；以及传输单元，被配置成用于将从逆傅里叶变换单元输出的信号发送给接收装置。
根据本发明的再一个方面，提供了一种在无线电通信装置中使用的用于将数据发送给接收装置的无线电通信方法，包括将发送数据划划分为第一流和第二流；使第一流和第二流经过串并转换来获得多个数据信号；使用多个副载波将数据信号调制为相应于第一流和第二流的多个OFDM调制信号；获取无线电通信装置和接收装置之间的多个信道响应；根据获得的信道响应，计算相应于副载波中包括的第k个(k是自然数)副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)和λ2(k)；相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的多个权重分配给第一流和第二流，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同；将每个分配的权重乘以相应于第一流和第二流中的每一个的OFDM调制信号，并获得第一信号和第二信号；相加第一信号和第二信号，并获得相加的信号；使相加的信号经过逆傅里叶变换；以及将从逆傅里叶变换单元输出的信号发送给接收装置。
图1是说明了根据本发明实施例的无线电通信装置的框图；图2是说明了用于获得图1中出现的编码信号的机器例子的框图；图3是说明了用于获得图1中出现的编码信号的另一机器例子的框图；图4是用于解释由权重矩降乘法器进行的计算的图；图5是说明了结合在接收终端中的用于执行信道响应估计的机器的框图；图6是说明了结合在接收终端中的用于执行信道响应估计的另一机器的框图；图7是说明了第一实施例中权重向量的分配例子的图；图8是说明了第二实施例中权重向量的分配例子的图；图9是说明了第二实施例中权重向量的另一分配例子的图；图10是说明了第三实施例中权重向量的分配例子的图；图11是说明了根据本发明第五实施例的无线电通信装置的框图；图12是说明了图11中出现的每个RF单元中所包括的功率放大器的功率特性例子的图；图13是说明了第六实施例中权重向量的分配例子的图；图14是说明了第六实施例中权重向量的另一分配例子的图；图15是说明了第七实施例中权重向量的分配例子的图；图16是说明了第七实施例中权重向量的另一分配例子的图；图17是说明了第七实施例中权重向量的又一分配例子的图；图18是说明了第七实施例中权重向量的再一分配例子的图；图19是说明了第八实施例中权重向量的分配例子的图；图20是说明了第八实施例中权重向量的另一分配例子的图；以及图21是说明了第十实施例中传输功率的分配例子和权重向量的分配例子的图。
具体实施例方式
参考附图具体地说明根据本发明的实施例的无线电通信装置。
该无线电通信装置和方法可以总体上提高空间多路复用信号的传输速率而无需使用任何精确的装置。
(第一实施例)
首先参考图1说明根据第一实施例的无线电通信装置。图1是说明了一个例子的框图，其中将被多路复用的编码信号的数量是2，并且RF单元的数量是4。
如图所示，第一实施例的无线电通信装置包括串并转换器101和102、调制器103和104、权重矩阵乘法器105、逆傅里叶变换器106至109、并串转换器110至113、GI插入单元114至117、RF单元118至121、发送天线122至125、权重矩阵产生单元126和权重控制单元127。进一步地，图1的例子中，将被多路复用的编码信号的数量是2，以及所述两个编码信号1和2被OFDM调制，然后由权重矩阵乘法器105进行加权处理，并且被分配给多个RF单元。
串并转换器101和102将输入的编码信号1和2分配给副载波。串并转换器101和102将该输入的编码信号转换为与用于OFDM调制的数据副载波数量相同的并行信号。例如，如果OFDM数据副载波的数量是100，则每个串并转换器的输出的数量是100。
注意，该编码信号1和2可以采用任何编码方案，例如里德-所罗门(Reed-Solomon)编码、卷积编码、turbo编码或者低密度奇偶校验(LDPC)编码。进一步地，该实施例的编码方案不局限于此。如果接收终端可以根据编码方案来解码信号，则这是足够的。随后参考图2和3说明用于获取编码信号1和2的编码机器例子。
调制器103和104对串并转换器101和102的输出信号(即，并行信号)进行OFDM调制。也就是，调制器103和104以副载波为单位来调制编码信号1和2。用于调制器103和104的调制方案可能是移相键控(PSK)，例如BPSK或者QPSK，或者是正交幅度调制(QAM)，例如16QAM、32QAM、64QAM或者256QAM。而且，该实施例中的调制方案不局限于上述的两种调制方案，而可以是任何其它调制方案。如果作为该实施例的无线电通信装置的目的地的接收终端可以解码该调制方案，则这是足够的。
权重矩阵产生单元126根据发送终端和接收终端之间的信道响应产生权重。权重控制单元127将由权重矩阵产生单元126产生的权重分配给权重矩阵乘法器105。
该权重矩阵乘法器105接收通过以副载波为单位执行调制而获得的调制信号，并将它们乘以由权重控制单元127分配的相应权重，从而累加(多路复用)该信号。图1中的例子中，权重矩阵乘法器105分配相应于四个RF单元118至121的编码信号。权重矩阵乘法器105将相应于RF单元的数量的权重乘以通过以副载波为单位执行调制而获得的信号。稍后参考图4说明权重矩阵乘法器105的乘法运算。
逆傅里叶变换器106至109将权重矩阵乘法器105的输出信号进行逆傅里叶变换。此时，逆傅里叶变换可以是逆快速傅里叶变换(IFFT)或者逆离散傅里叶变换(IDFT)。
并串转换器110至113将逆傅里叶变换器106至109的输出信号进行并串转换。也就是，并串转换器110至113每个将收到的并行信号转换为时序信号。
GI插入单元114至117给时序信号加上保护时隙(GI)。保护时隙是在OFDM传输方案中通常使用的方案，并不影响本发明实施例中的特性。因此，没有给出对保护时隙的详细说明。
RF单元118至121使用他们各自的数模(D/A)转换器(未示出)将接收信号转换为模拟信号，然后使用他们各自的频率转换器(未示出)将模拟信号转换为RF信号，并经由功率放大器(PA)(未示出)将它们输出给发送天线122至125。由于RF单元118至121是通用的单元并且没有特别的功能，所以不对它们进行具体说明。发送天线122至125可以是任何类型的。如果他们可以用所需的频率来发送信号，则这是足够的。
如上所述，该实施例的无线电通信装置以副载波为单位使用不同的权重发送调制信号。结果，每个调制信号用不同的定向数字波束进行发送。因此，无线电通信装置可以根据用于传输的权重显著地改变传输特性。如果最佳权重根据发送和接收终端之间的信道响应而被确定，则本实施例中的无线电通信装置可以使用该最佳权重执行传输。稍后参考图5和6说明信道响应的估计。
现在参考图2和3，说明如何产生编码信号1和2。
输入至串并转换器101和102的编码信号1和2由图2(或者图3)所示的信号分配器201(或者302)、编码单元202和203(或者301)以及交织器204和205(或者303，304)获取。
编码单元中所用的编码方案例如是里德-所罗门编码、卷积编码、turbo编码或者LDPC编码。编码信号1和2通过将单个数据流编码成代码而获得。如图2所示，数据流可以被信号分配器201分成两个，然后被两个编码单元202和203编码。替换地，如图3所示，数据流可以首先由编码单元301编码，然后由信号分配器302分成两个。如果产生两个编码信号，则这是足够的。此外，为防止突发错误，交织器204和205置换(permute)编码信号，从而按照接收终端已知的顺序来改变信号顺序。注意，交织器204和205可以用相同的规则或者不同的规则置换信号。如果接收终端知晓该规则，则这是足够的。
参考图4，给出了对从图1的权重矩阵乘法器105输出的信号的描述。图4显示了仅与第k个(k是自然数)副载波相关的情况，该副载波用于由权重矩阵乘法器105进行的权重计算。
这里假定从调制器103输出的第k个副载波的调制信号为s1(k)，并且从调制器104输出的第k个副载波的调制信号为s2(k)。由于调制信号由四个RF单元118至121处理并通过四个发送天线122至125发送，所以如图4所示，每个调制信号被四个权重相乘。结果，从权重矩阵乘法器105输出至逆傅里叶变换器n(n＝1，2，3，4)的信号xn(k)的由下式给出xn(k)＝w1.n(k)·s1(k)+w2.n(k)·s2(k)…(1)相应地，相应于第k个副载波并且具有逆傅里叶变换器106至109的输出信号作为元素的发送信号向量是由下式给出的x(k)=x1(k),x2(k),x3(k),x4(k)T]]>=w1(k)·s1(k)+w2(k)·s2(k)]]>=w1(k),w2(k)s1(k)s2(k)]]>=w(k)s1(k)s2(k)···(2)]]>在上面等式中，w(k)为权重矩阵，w1(k)和w2(k)是权重向量，并由下式给出
w1(k)＝[w1，1(k)，w1，2(k)，w1，3(k)，w1，4(k)]T…(3-1)w2(k)＝[w2，1(k)，w2，2(k)，w2，3(k)，w2，4(k)]T…(3-2)其中T表示转置。权重矩阵乘法器105输出xn(k)至逆傅里叶变换器n。参考图5和6，在说明用于获取信道响应的方法之后立即说明用于确定权重的方法。
现在参考图5，说明了结合在用于发送信道响应给本实施例中的无线电通信装置的接收终端中的信道响应估计单元的例子。
用于发送由接收终端估计的信道响应给无线电通信装置的方法作为用于发送信道响应给无线电通信装置的方法之一被示范性地说明。通常，在无线电通信中，用于信道响应估计的已知的信号是连同数据信号一起发送的，因此接收终端可以利用已知信号估计信道响应。
如图5所示，用于将信道响应发送给本实施例的无线电通信装置的接收终端包括接收天线501和502、RF单元503和504、GI去除单元505和506、串并转换器507和508、FFT单元509和510以及信道响应估计单元511。
RF单元503和504分别将经由接收天线501和502收到的信号转换为数字信号。每个RF单元503和504都是通用的RF单元，其包括低噪放大器、频率转换器、滤波器和模数(A/D)转换器，因此不具体地说明。
GI去除单元505和506分别从作为RF单元503和504的输出信号的数字信号中消除保护时隙。
串并转换器507和508将去除了保护时隙的数字信号或者时序信号转换为并行信号。
FFT单元509和510将并行信号转换为频域信号。FFT单元可以由DET替换。如果他们可以将时域信号转换为频域信号，则这是足够的。
信道响应估计单元511根据FFT单元509和510的输出信号估计信道响应。这将具体说明。
这里假定由接收天线m和接收终端的RF单元m收到的并由相应FFT单元转换为频域信号的第k个副载波信号是ym(k)。在此情况中，包括由RF单元503和504作为元素接收的信号的接收矢量y(k)由下式给出
y(k)＝[y1(k)，y2(k)]T＝H(k)x(k)+n(k)…(4)其中n(k)为噪声向量，表示结合在接收终端中的RF单元的相应于第k个副载波的噪声。进一步地，等式(4)中，结合在接收终端中的RF单元的数量被设置为2。然而，RF单元的数量不局限于2。如果接收终端可以接收从无线电通信装置发送的多路复用信号，则这是足够的。
等式(4)中的H(k)是相应于第k个副载波并作为元素使用发送和接收终端之间响应的信道矩阵。该信道矩阵的维数是(结合在接收终端中的RF单元的数量)×(结合在无线电通信装置中RF单元的数量)。图1和5中的例子中，如同在等式(2)和(4)中表示的那样，结合在无线电通信装置中的RF单元(118至121)的数量是4，而结合在接收终端中的RF单元(503和504)的数量是2。因此，信道矩阵是一个(2×4)的矩阵。
通常，在无线电通信中，如果信道响应矩阵H(k)是未知的，则接收信号就不能被解码。因此无线电通信装置发送接收终端已知的信号作为用于信道响应估计的等式(4)中所包括的传输信号x(k)。信道响应估计单元511可以从获得的信号y(k)和x(k)估计信道响应矩阵H(k)。
参考图6，说明了与图5中的不同的信道响应估计器，其用于估计脉冲响应并且对脉冲响应执行傅里叶变换，并结合在发送信道响应给所述实施例的无线电通信装置的接收终端里。
图6所示的接收终端包括接收天线501和502、RF单元503和504、脉冲响应估计单元601和602、以及FFT单元507和508。图6中，类似于图5中的元素是由相应的附图标记表示的，由此并没有对其进行说明。
脉冲响应估计单元601和602接收数字信号作为RF单元503和504的输出信号，并从该数字信号估计脉冲响应。FFT单元509和510对脉冲响应进行傅里叶变换来获取信道响应。即使在图6的情况下，FFT单元被用于执行傅里叶变换，但是任何不同于FFT单元的方案也可以被采用。如果可以将时域信号转换为频域信号，则这是足够的。
图6的配置中，如同图5的情况一样，利用从无线电通信装置发送的已知信号进行脉冲响应的估计。另外，例如，脉冲响应估计单元601和602采用最小平方法或者最小均方误差(MMSE)法作为用于根据已知信号估计脉冲响应的方案。因为这些方法不是本发明的实施例中必不可少的，所以没有对其进行详细说明。还有，该估计方案不局限于最小平方法或者最小均方法，任何可以执行脉冲响应估计的方案都可以被采用。
如参考图5和6所述的那样，信道响应通过把由接收终端获得的信道响应发送给无线电通信装置而被发送给无线电通信装置。通常，在除广播以外的无线电通信中，所述实施例中的无线电通信装置和接收终端可以彼此相互访问。也就是，终端中的一个在某个时间发送信号给另一个，而在另一时间从另一个中接收信号。因此，接收终端可以将估计的信道响应发送给无线电通信装置。因此，接收终端馈送估计信道响应回到无线电通信装置，借此无线电通信装置可以获取信道响应。
进一步地，如上所述，通常，无线电通信装置和接收终端彼此相互访问，因此前者有时接收到从后者发送的信号。在此情况中，从接收终端到无线电通信装置的信道的响应可以通过参考图5和6所描述的方法，利用用于与已知信号相关的信道响应估计的已知信号来进行估计。如果使用相同的频率用于通信，则从接收终端到无线电通信装置的信道的响应与从无线电通信装置到接收终端的信道的响应基本上相同。因此，用于传输的信道响应可以由接收过程中估计的信道响应来估计。
如上所述，在无线电通信装置中，用于获取信道响应的若干方法是可能的。本实施例的无线电通信装置可以采用任何一种方法。
现在说明用于利用权重矩阵乘法器105并且根据如上所述获取的信道响应来确定权重的方法。权重矩阵产生单元126确定权重。
已知相应于图1中的无线电通信装置的权重向量w1(k)和w2(k)可以通过对信道矩阵执行奇异值分(SVD)而被优化。使用SVD，信道矩阵H(k)可以由下式(5)表示
H(k)=U(k)D(k)V(k)H]]>=u1(k),u2(k)diagλ1,λ2v1(k)Hv2(k)H]]>=λ1u1(k)v1(k)H+λ2u2(k)v2(k)H···(5)]]>其中H表示复共轭转置， 是对角矩阵，u1(k)和u2(k)是具有与接收终端的RF单元数量相同的元素的向量，以及v1(k)和v2(k)是具有与无线电通信装置的RF单元数量相同的元素的向量。这些向量是满足以下等式(6-1)和(6-2)的正交矢量vi(k)Hvj(k)=δij···(6-1)]]>ui(k)Huj(k)=δij···(6-2)]]>其中δij是由以下等式(7)表示的克罗内克(Kronecker)的增量δij=1(i=j)0(i≠j)···(7)]]>无线电通信装置使用v1(k)和v2(k)作为权重向量并且发送它们以便发送信号。如果v1(k)(w1(k)＝v1(k))用作发送信号s1(k)，并且v2(k)(w2(k)＝v2(k))用作发送信号s2(k)，则由等式(4)表示的接收信号可以由以下等式(8)表示y(k)＝λ1(k)u1(k)s1(k)+λ2(k)u2(k)s2(k)+n(k)…(8)由于u1(k)和u2(k)是正交的(参考等式(6))，因此s1(k)和s2(k)可以通过将u1(k)H和u2(k)H乘以接收信号y(k)来提取，如同以下等式(9-1)和(9-2)表示的那样s1(k)≈u1(k)H·y(k)/λ1(k)···(9-1)]]>s2(k)≈u2(k)H·y(k)/λ2(k)···(9-2)]]>除上述方法之外，用于乘以信道响应矩阵的广义逆矩阵的迫零(ZF)法、用于乘以用于使得平方误差的平均值最小化的权重矩阵的MMSE法、或者用于使用复制信号来执行最大似然检测的方法是作为用于从接收信号中提取发送信号的方法而示范的。在该实施例中，接收方法不局限于具体的某一个，而是可以采用任何不同于上述方法的方案。
在接收终端处从接收信号中提取的信号s1(k)和s2(k)的SN比可以由下式(10-1)和(10-2)表示(λ1(k))2|s1(k)|2/‖n(k)‖2…(10-1)(λ2(k))2|s2(k)|2/‖n(k)‖2…(10-2)其中围着n(k)的绝对值标记表示矢量的平方范数。由于平均功率在将被多路复用的调制信号之间是固定的，所以很明显地，第k个副载波的每个空间多路复用信号的SN比由相应于第k个副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)和λ2(k)确定。进一步地，由于副载波在发送具有不同时延的多个多路复用电波的环境中有不同的信道矩阵，所以不同副载波之间的SN比不同。
如果在每个副载波中仅将具有较高奇异值的权重向量分配给特定的信号，即，如果λ1(k)≥λ2(k)并且信号s1(k)的权重w1(k)被设置为v1(k)，则在每个副载波中，由图1中的调制器103调制的每个信号的SN比大于由图1中的调制器104调制的每个信号的SN比。因而由调制器103调制的信号在质量上不同于由调制器104调制的信号。
为了在上述环境中执行有效率的通信，需要通过设置信号1的传输速率高于信号2的传输速率来发送(图1所示的)编码信号1和2。为了增加传输速率，必需增加编码速率或者调制器的多级调制数量。然而，由于发送信号必需精确地产生，因此，如果传输速率增加，则传输信号将受到模拟电路的非理想性的显著影响，比如功率放大器的非线性失真。结果，即使信道响应是高的也可能无法获得足够的性能。
根据上述内容，在本发明的第一实施例中，权重控制单元127执行用于分配权重的控制，以便信号流在接收侧可以有相同的特性。
参考图7，说明由第一实施例的无线电通信装置执行的权重分配控制。在图7的情况下，副载波的数量是8。考虑由调制器103调制的信号，相应于各个较高奇异值λ1(k)的向量v1(1)，v1(2)，v1(3)以及v1(4)被分配给副载波f1，f2，f3以及f4，而相应于各个较低奇异值λ2(k)的向量v2(5)，v2(6)，v2(7)以及v2(8)被分配给副载波f5，f6，f7以及f8。
相反地，考虑由调制器104调制的信号，相应于各个较低奇异值λ2(k)的向量v2(1)，v2(2)，v2(3)以及v2(4)被分配给副载波f1，f2，f3以及f4，而相应于各个较高奇异值λ1(k)的向量v1(5)，v1(6)，v1(7)以及v1(8)被分配给副载波f5，f6，f7以及f8。结果，在副载波f1，f2，f3以及f4中，由调制器103调制的信号，即编码信号1，按照比编码信号2的SN比高的SN比而被接收；而在副载波f5，f6，f7以及f8中，编码信号2按照较高的SN比而被接收。这样，总体上来说，编码信号1和2基本上以相同的SN比而被传送。
上述关于副载波的权重分配将与不考虑副载波的情况相比较，相应于较高的奇异值的奇异矢量作为权重向量仅被分配给特定的信号，而相应于较低的奇异值的奇异向量作为权重向量被分配给另一信号。在后面的情况中，假定具有较高奇异值的信号的信道响应优于另一个信号。而且，假定选择256QAM作为适合于较好信道响应的调制方案并用于发送具有较高奇异值的信号，选择16QAM用于发送具有较低奇异值的信号。
在之前的情况下，即在第一实施例的无线电通信装置中，因为所有信号基本上具有相同的接收功率，所以它们可以由64QAM发送。相反，在之前的情况下，发送和接收终端必需采用可以发送与接收256QAM信号的RF单元。通常，多级调制的数量越多，RF单元就越需要更高的精确度。进一步地，因为信号在接收功率上显著地不同，所以RF单元上的负载不是小的。另一方面，在第一实施例的无线电通信装置中，信号可以有相对不变的的接收功率，因此RF单元无须减少整个吞吐量，就可以防止被过载。
如上所述，在第一实施例中，空间多路复用信号之间的特性差异被简化为抑制发送和/或接收终端上的负载。因此，不需要精确的装置。甚至标准的装置可以通过整体上增加空间多路复用信号的传输速率，而不是增加特定信号的传输速率来充分地利用信道响应。进一步地，因为不需要精确的装置，因此减少了所需的基片面积。而且，为了提高接收终端处的信道响应估计的精确度，利用邻近的副载波的信道响应之间信道响应的相关性，某个副载波的信道响应可以由该某个副载波附近的副载波的估计的信道响应的加权和来估计。如果如图7所示地分配权重向量，则副载波f1至f4中的信道响应的相关性以及f5至f8中的信道响应的相关性增加，也就是说邻近的副载波的信道响应的加权和可以被利用。尽管该实施例中载波的数量设置为八个，但是本发明并不局限于此。
(第二实施例)根据第二实施例的无线电通信装置在配置上与图1所示第一实施例的无线电通信装置相似，并且还相似于第一实施例在于，相应于副载波的不同波束被用于对信号进行多路复用来用于传输。第二实施例在分配方式上不同于第一实施例，即，以副载波为单位把相应于较高和较低的奇异值的奇异向量分配给空间多路复用信号的方式。
副载波之间的信道响应是不同的，并且副载波f1至f4的平均功率并不总是等于副载波f5至f8的平均功率。在高平均功率的副载波中，被分配有相应于较高奇异值的奇异向量的调制信号有可能会有较高的性能。
第二实施例涉及一种用于克服上述情况中发现的调制信号之间的特性差异的非均匀性的权重分配方法。图8示出了第二实施例中分配权重向量给副载波的例子。在此例子中，权重被分配给调制信号，以使得相应于高奇异值的奇异向量被分配给每隔一个的副载波。具体地，考虑由调制器103调制的信号，相应于各个较高奇异值的向量v1(1)，v1(3)，v1(5)，v1(7)被分别分配给副载波f1，f3，f5和f7，而相应于各个较低奇异值的向量v2(2)，v2(4)，v2(6)，v2(8)被分别分配给副载波f2，f4，f6和f8。
即使副载波有不同的信道响应，信道响应也不是彼此完全无关的。通常，越靠近副载波就拥有越高的相关性。因此，如果像在第二实施例中的那样，将相应于较高和较低奇异值的奇异向量作为权重交替分配给邻近的副载波的调制信号，则调制信号之间的信道功率的差异可以比第一实施例进一步减少。
如上所述，在第二实施例中，建议分配相应于较高和较低奇异值的奇异向量给邻近的副载波的调制信号。然而，在一些彼此靠近的副载波之间以及在邻近的副载波之间的信道响应的相关性被认为是高的。因此，如图9所示，奇异向量的分配可以以两个或更多个副载波为单位进行切换。如同第一实施例，这使得某些副载波的信道响应经过在接收终端估计给定副载波的信道响应时所使用的加权和计算。结果，还可以获得与第一实施例中所获得的优点相同的优点。
如上所述，第二实施例可以减少空间多路复用信号之间的特性差异，从而减少RF单元中的负载。
(第三实施例)根据第三实施例的无线电通信装置在配置上相似于图1的无线电信装置，并且相似于第一和第二实施例在于，相应于副载波的不同波束用于对信号进行多路复用来用于传输。第三实施例与第一和第二实施例的不同之处在于，当相应于较高奇异值的奇异向量以副载为单位被分配给空间多路复用信号时，分配的方式根据连续的编码信号的分量在交织器置换其之前被分配的副载波而被改变。
根据第三实施例，如果在无线电通信装置中采用卷积编码作为编码方案，则需要使用交织器，因为卷积编码对于连续错误没有展示出高纠错能力。因此，邻近的副载波不分配给连续的信号，而是分离的副载波被分配给连续的信号。
另一方面，在提供高接收功率的权重和提供低接收功率的权重如前面所述的实施例中那样以副载波为单位而被分配的情况下，如果权重控制单元127在不考虑使用交织器的情况下执行权重分配，则有可能把引起低接收功率的权重连续分配给编码单元的输出。这可能抵消交织器的效果，从而降低纠错能力。
如果使得作为对连续编码信号的分量进行分配的单位的若干副载波的整个宽度与作为对权重分配方式进行改变的单位的若干副载波的宽度相等，则编码后获取的信号的高功率分量和低功率分量可以交替出现。
上述方法将通过使用根据IEEE 802.11a的交织器作为例子来更详细地说明。在IEEE 802.11a中，采用卷积编码作为编码方案。编码后获得信号的分量由交织器改变顺序，然后分配给副载波，并以副载波为单位进行调制。结果，依照IEEE 802.11a的交织器的顺序改变规则，将编码信号的分量分配给每隔两个的副载波。也就是，所述分量被分给副载波f1，f4，f7，...。
如图10所示，当使用上述交织器时，该实施例的权重控制单元127将提供高接收功率的权重分配给从调制器103输出的并被分配给副载波f1，f2和f3的调制信号，并且将提供低接收功率的权重分配给从调制器103输出的并被分配给副载波f4，f5和f6的调制信号。结果，调制信号交替地呈现高接收功率和低接收功率，这防止了纠错性能的降低。从调制器104输出的调制信号可以说是同样如此。因而，从调制器103和104输出的调制信号总体上呈现基本上相同的接收功率。进一步地，这些调制信号交替地呈现高接收功率和低接收功率，这防止了纠错性能的降级。
如上所述，在第三实施例中，发送或者接收终端上的负载通过降低空间多路复用信号之间的特性差异而减少。因此，不需要精确的装置。甚至标准的装置都可以通过整个地增加空间多路复用信号的传输速率，而不是增加特定信号的传输速率，来充分地利用信道响应，。进一步地，因为不需要精确装置，所以所需的基片面积减少了。而且，因为编码器的输出不是连续地呈现低功率，而是交替地呈现高功率和低功率，所以可以实现极好的纠错性能。尽管在第三实施例中，如图10所示，副载波的数量被设置为12，但是其并不局限于12。
(第四实施例)根据第四实施例的无线电通信装置在配置上相似于图1所示的第一实施例的无线电通信装置，并且相似于第一至第三实施例在于，相应于副载波的不同波束被用于对信号进行多路复用来用于传输。第四实施例与第一至第三实施例相比不同的是，在前者中，只有在每个信道矩阵的奇异值的平均值超过预置阈值的情况下，把用于提供高接收功率的权重分配给从不同调制器输出的并且与副载波对应的调制信号。
如果用于提供高接收功率的权重仅被分配给从特定调制器输出的所有副载波的调制信号，则该特定调制器的调制信号的接收功率如第一实施例所描述的那样变得显著。当信道响应的绝对值为低时，即使功率集中在从特定调制器输出的调制信号上，高阶的多级别调制方案也不能被采用。然而在此情况中，因为信道响应的绝对值为低，所以上述问题不会出现。因此，即使执行如第一至第三实施例所述的权重分配控制，也不能获得显著的优点。
因此，在第四实施例中，只有当最大奇异值不小于预置阈值时，权重控制单元127检测由权重矩阵产生单元获得的信道矩阵的最大奇异值，并使用第一、第二或者第三实施例中说明的方案执行权重控制。
如第一实施例所述，信道矩阵的奇异值与相应的接收功率成正比例。换言之，每个接收功率可以由相应的奇异值估计，并且可以选出适合于估计的接收功率的调制方案。因而，调制方案可以由奇异值确定。也就是，当奇异值超过某一阈值时，可以确定有必要使用难于实现的高阶的多级别调制方案。因而，只有当必要时才执行复杂的权重分配控制，从而省略元用的处理过程。
如上所述，在第四实施例中，只有当传输信号的接收功率为高并且需要高阶的调制方案的情况下，才降低空间多路复用信号之间的特性差异，由此发送或者接收终端上的负载可以减少。因此，不需要精确的装置。甚至标准的装置可以通过整个地增加空间多路复用信号的传输速率，而不是增加特定信号的传输速率，来充分地利用信道响应。进一步地，因为不需要精确的装置，所以所需的基片面积可以减少。而且，当接收功率为低并且不需要应用高阶的调制方案时，不执行权重控制以省略不必要的处理过程以及由此减少功率消耗。
(第五实施例)图11显示出根据第五实施例的无线电通信装置的配置例子。根据第四实施例的无线电通信装置相似于图1所示第一实施例的配置，并且还相似于第一至第四实施例在于，相应于副载波的不同波束被用于对信号进行多路复用来用于传输。第五实施例与第四实施例相似的是，只有在每个信道矩阵的奇异值的平均值超过预置阈值的情况下，把用于提供高接收功率的权重分配给从不同调制器输出的并且相应于副载波的调制信号。第五实施例不同于第四实施例的是，在前者中，阈值根据每个RF单元的特性变化。
如图11所示，在第五实施例中，RF单元性能观察单元1101观察RF单元118至121的特性，并根据由观察获得的特性，改变在权重控制单元127分配权重时使用的阈值，该权重将高接收功率提供给从不同调制器输出的并且相应于副载波的调制信号。下面将要说明当每一RF单元118至121中所包括的功率放大器的特性变化时执行的控制。
图12示出功率放大器的功率特性的例子。在图12中，横轴指示输入功率，纵轴指示输出功率。在功率放大器中，如图12中虚线所示，理想的是，输出功率与输入功率成比例。然而如图12中实线所示，通常当输入功率到达预定级别时，输出功率饱和，并且某一级别以上的输出功率级别不能被获得。当输出功率拥有这样的非线性特性时，通信质量降低。通常，信号的多级别调制数量越大，非线性失真对信号的影响越大，并且信号质量的降级越显著。
为避免这样的非线性失真，通常设置平均输入功率以便在高线性特性区域中操作功率放大器，以便输入低于引起失真的级别的功率级别的信号。平均输入功率和引起失真的功率之间的差值被称作后退(back-off)功率。通常，后退功率越大，非线形失真越小，而后退功率越大，功率效率越低。由此，不希望增加后退功率超过所需的功率。
注意，上述输入/输出特性将根据装置的温度而变化。依据温度，输入输出特性可以如图12中虚线和点划线所示进行变化，由此可以增加输出功率。如果这种现象发生，则实际传输功率可能超过无线电通信系统中预置的传输功率。为了避免这样，通常执行校正处理过程，其中从每一RF单元118至121的功率输出级别被测量，并且如果输出功率为高则减少平均输入功率，并且如果输出功率为低则增加平均输入功率来增加输出功率。如果如图12中所示的那样，输出功率为高，则减少平均输入功率。
结果，后退功率增加，由此功率放大器呈现线性特性的范围变大。在此情况中，即使利用高阶的多级别调制，线性失真对功率放大器的影响也会减小。因此，如第一至第三实施例中那样，不需分配用于提供高接收功率的权重给从不同调制器输出的并且相应于副载波的调制信号。也就是，在第四实施例中所用的阈值可以被增加来扩展范围，在该范围中用于提供高接收功率的权重仅被分配给从特定调制器输出的调制信号。
如上所述，在第五实施例中，在第四实施例中所用的阈值根据每一RF单元118至121的特性而变化。特别地，RF单元性能观察单元1101测量从RF单元118至121输出的信号的功率级别，并且将用于控制将被输入给RF单元118至121的功率放大器的平均功率的信号输入给权重控制单元127。进一步地，如果平均输入功率为低，则权重控制单元127增加第四实施例所用的阈值，并且如果平均输入功率为高则降低所述阈值。
如上面详细描述的那样，在第五实施例中，根据每个RF单元的特性确定是否适用高阶的调制方案，并且只有当高阶的调制方案适用时才应用高阶的调制方案，从而防止通信质量的降级，简化权重控制单元的处理过程，并且减少功率消耗。相反，如果即使传输信号的接收功率为高，高阶的调制方案也不适用于传输信号，则空间多路复用信号之间特性的差异也被减少。因而，通过总体上增加空间多路复用信号的传输速率，而不是增加仅特定信号的传输速率来最小化通信速率的降低。
(第六实施例)根据第六实施例的无线电通信装置相似于图1所示的无线电通信装置的配置，并且还相似于第一至第五实施例在于，权重向量由信道响应确定，并且利用副载波之间的不同的波束对信号进行来多路复用以用于传输。前者的情况还与后者的情况相同在于，相应于较高和较低奇异值的奇异向量被分配给不同副载波的调制信号。第六实施例不同于第一至第五实施例的是，在前者中，将被多路复用的信号的数量(即数据流的数量被划分，该数据流用于发送信息流(见图2))为三个或者更多个，这与第一至第五实施例不同。
当待被多路复用的信号数量增加时，图1中的编码信号的数量增加。尽管图1仅示出两个编码信号1和2，但相应于空间多路复用信号的数量的编码信号被输入。在此情况中，如果由图2所示的多个编码单元产生编码信号，则图2中信号分配器的输出数量根据空间多路复用信号的数量而增加，并且连接到分配器的编码单元的数量也增加。相反，在如图3所示的那样由单个编码单元产生多个编码信号的情况下，图3所示的信号分配器的输出数量根据空间多路复用信号的数量而增加。
此外，在图1中，用于接收编码信号的串并转换器的数量也根据空间多路复用信号的数量的增加而增加，并且连接到各个串并转换器的调制器的数量相应地增加。权重矩阵乘法器105中，相应于副载波的调制信号每个乘以与逆傅里叶转换器106至109数量相同的权重，并且所有空间多路复用信号被累加(多路复用)并输出。连接在权重矩阵乘法器105之后的单元的数量不变。
在此情况中，无线电通信装置和接收终端有必要结合有比空间多路复用信号数量更大的RF单元。假定无线电通信装置中所包括的RF单元的数量是N，接收终端中所包括的RF单元的数量是M，而空间多路复用信号的数量是L，则第k个副载波的信道响应矩阵H(k)由下式给出H(k)=U(k)D(k)V(k)H]]>=u1(k),u2(k),···,uR(k)diagλ1,λ2,···,λRv1(k),v2(k),···,vR(k)H]]>=λ1u1(k)v1(k)H+λ2u2(k)v2(k)H+···λRuR(k)vR(k)H···(11)]]>其中，R＝min(M，N) …(12-1)L≤R …(12-2)
如果空间多路复用信号的数量小于R，则相应于L个最高奇异值的L个奇异向量被用作权重向量。
再有，当空间多路复用信号的数量是3个或更多个时，如第一和第二实施例中那样，相应于较高和较低奇异值的奇异向量作为权重向量被分配给调制信号。
参考图13，说明了当空间多路复用信号的数量是3时奇异向量的分配。在图13中的例子中，副载波的数量是8。进一步地，考虑通过调制器103的调制所获得的调制信号，相应于最高奇异值的奇异向量被分配给副载波f1，f2和f3，相应于第二最高奇异值的奇异向量被分配给副载波f4，f5和f6，并且相应于最低的奇异值的奇异向量被分配给副载波f7和f8。同样地，考虑通过调制器2和3的调制所获得的调制信号，权重向量如图13所示的那样被分配。
因而，同样地，当空间多路复用信号的数量是3时，如第一实施例中的那样，信号之间特性的差异可以减少。进一步地，通过如图14所示的那样来分配权重向量可以获得与第二实施例相同的优点。
尽管上述内容涉及其中空间多路复用信号的数量是3的情况，但是，其中空间多路复用信号的数量是4的情况可以说是相同的。此外，尽管在第五实施例中副载波的数量被设置为8，但是，类似于第一至第五实施例，它并不局限于8个。
如上所述，即使当空间多路复用信号的数量是3个或更多个的时候，信号之间的特性差异也可以减少，从而降低RF单元的负载。在此时，如果信号带宽被分成相应于空间多路复用信号的数量的组，并且以组为单位执行控制，则邻近的副载波之间的信道响应的相关性增加，这使得接收终端在估计信道响应时可以关于频率执行平均处理过程。结果，关于信道矩阵的估计精确度被提高。进一步地，如果用于提供高接收功率的权重以若干副载波为单位被分配给从不同调制器输出的调制信号，从而使得调制信号在接收特性上更均匀。此外，如果使得作为将权重从一个切换到另一个的单位的若干副载波的整个宽度与作为由交织器分配编码信号分量的单位的若干副载波的整个宽度相等，则编码信号可以交替地呈现高和低的接收功率级别。也就是，防止编码信号连续地呈现低接收功率，结果可以避免解码性能的降级。如果只有当每个信道矩阵的奇异值超过预置阈值时才执行权重分配控制，则不必要的控制可以避免，这降低了功率消耗。另外，如果阈值根据每个RF单元的性能而变化，则可以实现适于每个RF单元的控制。
(第七实施例)根据第七实施例的无线电通信装置在配置上与第六实施例相似，并且还与第六实施例相似的是，权重向量由信道响应确定，并且利用副载波之间的不同波束来多路复用三个或者更多个信号用于传输。第七实施例不同于第六实施例的是权重向量分配的方式。
参考图15，利用空间多路复用信号的数量为3的情况来说明第七实施例所用的权重向量分配方式。
在图15的例子中，假定相应于3个空间多路复用信号的第k个副载波的信道响应的奇异值λ1(k)、λ2(k)和λ3(k)满足以下关系λ1(k)≥λ3(k)≥λ2(k)…(13)如图15所示，当奇异值λi(k)(i＝1，2，3)满足表达式(13)给出的关系时，相应于最大奇异值λ1(k)的奇异向量和相应于最小值奇异值λ2(k)的奇异向量被分配给由调制器1和3调制的每一信号的不同副载波。期望的是，这种分配使得由调制器2调制的信号能够与由调制器1或者3调制的信号基本上具有相同的功率，其中相应于第二高奇异值的奇异向量被分配给调制器2的所有副载波。
因此，仅仅通过将相应于特定奇异值的奇异向量均匀分配给由调制器中的一些所调制的信号，而不是将相应于所有奇异值的奇异向量均匀地分配给由所有调制器调制的所有信号，由不同调制器调制的信号可以被控制为基本上具有相同的接收功率。
进一步地，如图16所示，由第二实施例所获取的相同优点可以通过分配权重给调制器以使得相应于最大奇异值的奇异向量被分配给每隔一个的副载波而被获得。
此外，在图15和16的情况中，相应于第二最高奇异值λ3(k)的奇异向量被分配给由调制器2调制的信号的所有副载波，而权重的分配方式在调制器1和3调制的信号之间切换。然而，甚至可以从图17或者18所示的情况获得相同优点，其中相应于最高和最小奇异值λ1(k)和λ2(k)的奇异向量被分配给由调制器1和2调制的每一个信号的副载波。
进一步地，如果使得作为把相应于最大奇异值的权重从一个切换到另一个的单位的若干副载波的整个宽度与作为对从每个编码单元输出的信号的分量进行分配的单位的若干副载波的宽度相同，则第七实施例可以提供与第三实施例相同的优点。
另外，当只有在相应的奇异值超过预置阈值的情况下才以副载波为单位将相应于最大奇异值的奇异向量分配给从不同调制器输出的调制信号时，控制权重的操作可以在权重分配不是必要的时候停止。结果，功率消耗可以如同第四实施例中的那样减少。同样，如果该阈值根据每个RF单元的状态而变化，则控制可以根据每个RF单元的状态而被执行，从而提供与第五实施例相同的优点。
如上所述，在第七实施例中，空间多路复用信号之间在接收特性上的差异可以被最小化，从而减少RF单元上的负载。另外，由于所有调制器的调制信号之间的接收特性的差异可以被降低，而无需对从所有调制器输出的所有调制信号执行权重分配，因此，该控制可以被简化。在此时，如果信号带宽被分成相应于空间多路复用信号的数量的组，并且以组为单位执行控制，则邻近的副载波之间的信道响应的相关性增加，这使得接收终端在估计信道响应时能执行关于频率的平均处理过程。结果，关于信道矩阵的估计精确度被提高。进一步地，如果提供高接收功率的权重以若干副载波为单位被分配给从不同调制器输出的调制信号，从而使得调制信号有更均匀的接收特性。此外，如果使得作为将权重从一个切换到另一个的单位的若干副载波的整个宽度与作为由交织器对编码信号的分量进行分配的单位的若干副载波的整个宽度相等，则编码信号分量可以交替地呈现高和低接收功率级别。即，防止编码信号连续地呈现低接收功率，因此，可以避免解码性能的降级。如果只有当每个信道矩阵的奇异值的平均值超过预置阈值时，才执行权重分配控制，则可以避免不必要的控制，这降低了功率消耗。另外，如果阈值根据每个RF单元的性能而变化，则可以实现适于每个RF单元的控制。
(第八实施例)根据第八实施例的无线电通信装置在配置上与第七实施例相似，并且还与第七实施例相似的是，权重向量根据信道响应而被确定，并且利用在副载波之间的不同波束来多路复用三个或者更多个信号用于传输。第八实施例还与第七实施例类似的是，只对部分空间多路复用信号进行复杂的权重分配。第八实施例不同于第七实施例的是，权重向量被分配不是为了使所有空间多路复用信号在信道响应上一致，而是为了减少空间多路复用信号中的仅几个信号之间的特性的差异。
图19作为例子利用空间多路复用信号的数量为3的情况示出了第八实施例中的权重向量的分配例子。
在第六实施例中，权重向量到副载波的分配被控制，以便将相应于最大奇异值的奇异向量分配给由所有调制器调制的信号。第七实施例中，相应于最高和最低(第三高)奇异值的奇异向量被分配给单个调制器中的不同的副载波，从而使得所有空间多路复用信号的接收功率能别一致。
然而，当天线之间的信道响应的相关性为高时，最高和最低奇异值之间的差异是大的。因此，如果如同在第六或者第七实施例中的那样，相应于最高和最低奇异值的奇异向量被分配给由单个调制器调制的信号的不同副载波号，则副载波之间的接收功率的差异不是小的。这导致当公共的调制方案必需被分配给所有副载波时性能的降级。特别地，如果编码速率为高，则该降级变得显著。
根据上述内容，当相应于三个空间多路复用信号的第k个副载波的信道响应的奇异值λ1(k)，λ2(k)和λ3(k)满足以下关系时，如图19所示的权重分配被执行λ1(k)≥λ2(k)≥λ3(k)…(14)结果，如同第一实施例中的那样，由调制器1和2调制的信号基本上具有相同的接收特性。进一步地，由于在第八实施例中，只有相应于最高和第二高奇异值的奇异向量被分配给由调制器1和2调制的信号，所以由调制器1和2调制的信号的副载波之间的功率差异是小的，这与第六和第七实施例不同。进一步地，由于只有相应于第三高(即，最低的)奇异值的奇异向量被分配给由调制器3调制的信号的所有副载波，所以副载波之间的功率差异类似于常规方案中的功率差异，即，和常规方案相比没有出现降级。
如上所述，在第八实施例中，空间多路复用信号之间的特性的差异可以被降低，从而减少RF单元中的负载。而且，当天线的信道具有高相关性或者编码速率为高时，信号的副载波之间功率差异被减少，因此可以避免特性的降级。
进一步地，如图20所示，如果两个权重被交替地分配给由调制器1和2调制的每个信号的邻近的副载波，则还可以获得与第二实施例获得的优点相同的优点。
此外，如果使得作为把被分配给最大奇异值的权重从一个切换到另一个的单位的若干副载波的整个宽度与作为对从每个编码单元输出的信号分量进行分配的单位的若干副载波的宽度相等，则第七实施例可以提供与第三实施例相同的优点。
另外，当仅在相应的奇异值超过预置阈值的情况下才以副载波为单位将相应于最大奇异值的奇异向量分配给从不同调制器输出的调制信号时，控制权重的操作可以在权重分配不是必要的时候停止。结果，功率消耗可以如同第四实施例中的那样被减少。同样，如果该阈值根据每个RF单元的状态而变化，则控制可以根据每个RF单元的状态而被执行，从而提供与第五实施例相同的优点。
(第九实施例)根据第九实施例的无线电通信装置在配置上与第六至第八实施例的无线电通信装置相似，并且还与第六至第八实施例的无线电通信装置相似的是，权重向量根据信道响应而被确定，并且利用副载波之间的不同的波束来多路复用三个或者更多个信号用于传输。第九实施例不同于第七实施例的是，在前者中，根据每个信道响应的奇异值来选择是否应该执行权重分配以使得所有空间多路复用信号基本上具有相同的特性，或者选择是否应该执行权重分配以减少空间多路复用信号中的仅一些信号之间的特性的差异。
如第八实施例中所说明的那样，当最高奇异值和第三高奇异值之间的差异为大时，解码性能可能被降级。然而，如果信道矩阵基本上是正交的矩阵，则最高奇异值和第三高奇异值之间的差异不大，并且该问题不会出现。在此情况中，在第六或者第七实施例中所采用的权重分配提供比第八实施例中获得的特性更优越的特性，因为在前者中，功率更加不可能集中于特定的信号上。
因此，在第九实施例中，第三高的奇异值与最高奇异值的比率被计算。进一步地，如果该计算的比率不小于预置阈值，则相应于最高奇异值和第三高奇异值的权重被阻止分配给从特定调制器输出的调制信号，这类似于第八实施例。相反，如果该计算的比率小于预置阈值，则相应于最高奇异值和第三高奇异值的权重被分配给所述调制信号，这类似于第六或者第七实施例。
在上述控制处理过程中，当最高奇异值和第三高奇异值之间的差异为大时，相应于高于第三高奇异值的第二高的奇异值的权重被分配给从调制器1和2输出的调制信号。因此，从调制器1或者2输出的调制信号的副载波之间的接收功率的差异小于第六或者第七实施例中的差异，从而阻止了解码性能的降级。相反，当最高奇异值和第三高奇异值之间的差异为小时，相应于最高的奇异值和第三高奇异值的权重被分配给从调制器1和2输出的调制信号。结果，从调制器输出的调制信号之间的接收功率差异小于第八实施例中的。
如上所述，在第九实施例中，空间多路复用信号之间的特性的差异可以被降低，从而减少每个RF单元上的负载。此外，由于控制权重的方式根据最高奇异值和第三高奇异值之间的差异而被改变，所以副载波之间的功率差异可以被降低，从而阻止解码性能的降级。
如图20所示，如果两个权重被交替地分配给相应于从每个调制器输出的调制信号的副载波，则可以获得与第二实施例相同的优点。
另外，如果使得作为把权重从一个切换到另一个的单位的若干副载波的整个宽度，与作为由交织器分配编码信号的分量的单位的若干副载波的整个宽度相等，则可以获得与第三实施例相同的优点。
进一步地，如果仅在每个信道矩阵的奇异值的平均值超过预置阈值的情况下才将相应于最高奇异值的奇异向量分配给从不同调制器输出的调制信号，则可以避免不必要的权重分配控制，这如同第四实施例中的那样降低了功率消耗。另外，如同第五实施例中的那样，如果阈值根据每个RF单元的状态而变化，则可以实现适合于每个RF单元的控制。
(第十实施例)第十实施例在装置的配置上类似于第一至第五实施例，并且其类似之处在于，以若干副载波为单位将相应于较高奇异值的奇异向量分配给从不同调制器输出的调制信号，以使得空间多路复用信号基本上具有相同的特性。第十实施例不同于第一至第九实施例的是，在前者中，传输信号以不同的传输功率级别被发送。
如表达式(10)中所示，即使传输信号以相同的传输功率被发送，信号在接收终端的接收功率级别也还是不同的。已经知道，与把相等的功率给予(impart)所有信号的情况相比，在把较大的传输功率给予有较高信道响应的信号的情况中可以获得较高的信道容量。当总传输功率是恒定的时候，被分配给每个传输信号的最佳传输功率级别在理论上由下面给出的公式来检测γi=μ-N0Es·λi···(15)]]>其中γi是分配给将以相应于第i高奇异值λi的奇异向量的权重而被传输的信号的传输功率，N0是接收终端的噪声/功率密度，Es是调制信号的平均功率。进一步地，μ是常数，其被设置用来使总传输功率恒定。根据等式(15)，可以明白，奇异值越高，传输功率越高。
参考图21，将会说明把不同传输功率级别分配给传输信号的情况。如图21所示，在第十实施例中，相应于不同奇异值的奇异向量被分配给不同副载波的信号，如同第一至第九实施例中的那样。在现有技术中，空间多路复用信号之间的特性的差异通过传输功率控制而被增加，而第在六实施例中，信道容量可以通过传输功率控制而被增加，并且空间多路复用信号之间的特性的差异可以被减小。即使图21的例子仅涉及图13中所示的权重向量分配的方式，类似的传输信号功率控制也可以应用于图7至10和图13至20的情况。
如上所述，在第十实施例中，传输功率控制被执行以使得信道容量最大化，因此空间多路复用信号之间的特性的差异可以被最小化而不会降低信道容量。
(第十一实施例)根据第七实施例的无线电通信装置在配置上相似于图1所示的第一实施例，并且还相似于第一至第十实施例的是，使用相应于副载波的不同波束来对信号进行多路复用以用于传输。第十一实施例在根据信道响应确定权重向量的方式上不同于第一至第十实施例。
在第一至第十实施例中，对信道响应执行奇异值分解，并且奇异向量或者奇异向量的标量积(第十实施例)被用作权重向量。然而，本发明的实施例中所使用的权重向量并不局限于此。例如，信道矩阵H(k)的行向量的转置的复共轭向量可用作权重向量。
这里假定信道矩阵由下式给出
H(k)=h11(k)h12(k)h13(k)h14(k)h21(k)h22(k)h23(k)h24(k)]]>=h1(k)Th2(k)T···(16)]]>其中h1(k)和h2(k)满足下面的关系h1(k)＝[h11(k)h12(k)h13(k)h14(k)]T…(17-1)h2(k)＝[h21(k)h22(k)h23(k)h24(k)]T…(17-2)在上面的式子中，结合在无线电通信装置中的RF单元的数量被设置为4，并且结合在接收终端中的RF单元的数量被设置为2。然而，在实施例中，所述数量不局限于它们，并且可以被设置为任意值。
在此情况中，使用由下式给出的权重向量h1(k)*/||h1(k)||andh2(k)*/||h2(k)||···(18)]]>如果使用这些权重向量，则同相同步的信号可以被发送到接收终端。当使用权重向量时由接收终端获得的接收功率可以根据矢量范数而被估计。
如果满足下面的式子(19)，则与下面的式子(21)的情况相比，在下面的式子(20)的情况下可以由接收终端获得较高的接收功率‖h1(k)‖＞‖h2(k)‖ …(19)h1(k)*/||h1(k)||···(20)]]>h2(k)*/||h2(k)||···(21)]]>因此，当权重向量被分配给第k个副载波以使得调制信号s1(k)可以以高接收功率而被接收时，下面的等式(22-1)和(22-2)被满足
w1(k)=h1(k)*/||h1(k)||···(22-1)]]>w2(k)=h2(k)*/||h2(k)||···(22-2)]]>另一方面，当权重向量被分配给第k个副载波以使得调制信号s2(k)可以以高接收功率被接收时，下面的等式(23-1)和(23-2)被满足w1(k)=h2(k)*/||h2(k)||···(23-1)]]>w2(k)=h1(k)*/||h1(k)||···(23-2)]]>尽管在等式(22-1)、(22-2)、(23-1)和(23-2)中，相应于权重向量的信号具有相同的传输功率级别，但是，如同第十实施例中的那样，它们也可以具有不同的传输功率级别。
如上所述，即使不执行SVD，第十一实施例也可以提供与第一个至第十实施例相同的优点。
本领域技术人员很容易想到其它的优点和修改。因此，就其较宽的方面来说，本发明不限于这里所示出和描述的特定细节和代表性的实施例。相应地，在不脱离如所附权利要求及其等同物所定义的一般发明思想的精神或者范围的情况下，可以进行各种修改。
权利要求
1.一种用于将数据发送给接收装置的无线电通信装置，包括划分单元，被配置成用于将发送数据划分为第一流和第二流；串并转换单元，被配置成用于使第一流和第二流经过串并转换来获得多个数据信号；调制单元，被配置成用于使用多个副载波将该数据信号调制为相应于第一流和第二流的多个OFDM调制信号；获取单元，被配置成用于获取无线电通信装置和接收装置之间的多个信道响应；计算单元，被配置成用于根据获取的信道响应，计算相应于副载波中所包括的第k个(k为自然数)副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)和λ2(k)；权重分配单元，被配置成用于将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的多个权重分配给第一流和第二流，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同；乘法单元，被配置成用于将每个分配的权重乘以相应于第一流和第二流中的每一个的OFDM调制信号，并获取相应于第一流和第二流的第一信号和第二信号；加法单元，被配置成用于相加第一信号和第二信号，并且获得相加的信号；逆傅里叶变换单元，被配置成用于使相加的信号经过逆傅里叶变换；以及传输单元，被配置成用于将从逆傅里叶变换单元输出的信号发送给接收装置。
2.如权利要求1所述的装置，其中发送数据在由里德-所罗门编码、卷积编码和低密度奇偶校验(LDPC)编码中的一个来进行编码之前被划分成第一流和第二流。
3.如权利要求1所述的装置，其中权重分配单元交替地将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的权重分配给副载波。
4.如权利要求1所述的装置，其中权重分配单元交替地将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的权重分配给副载波组，所述组每个包括两个或更多个副载波。
5.如权利要求1所述的装置，其中如果无线电通信装置将传输功率的不同级别给予副载波，则权重分配单元根据传输功率的不同级别将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的权重分配给所述流。
6.如权利要求1所述的装置，其中权重分配单元对于某些副载波连续地将多个相应于奇异值λ1(k)的向量分配给空间多路复用信号，并且所述副载波的数量等于接近的信号在交织器置换其之前被进行分配的宽度。
7.如权利要求1所述的装置，其中如果奇异值λ1(k)的平均值大于阈值，则权重分配单元将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的权重分配给第一流和第二流，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同。
8.如权利要求7所述的装置，其中传输单元包括多个包含各自的功率放大器的RF单元；测量单元，被配置成用于测量从RF单元输出的多个信号的功率；以及控制器单元，被配置成用于根据测量的功率判定输入到每个功率放大器的信号的第一平均功率，其中每个RF单元将输入到每个功率放大器的信号的第二平均功率设置为所判定的第一平均功率，权重分配单元根据设置的平均功率改变阈值。
9.一种用于将数据发送给接收装置的无线电通信装置，包括划分单元，被配置成用于将发送数据划分为至少三个流；串并转换单元，被配置成用于使所述流经过串并转换来获得多个数据信号；调制单元，被配置成用于使用多个副载波将该数据信号调制为相应于所述至少三个流的多个OFDM调制信号；获取单元，被配置成用于获取无线电通信装置和接收装置之间的多个信道响应；计算单元，被配置成用于根据获取的信道响应，计算相应于副载波中所包括的第k个(k是自然数)副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)，λ2(k)，...，λm(k)(m为不小于3的自然数)；权重分配单元，被配置成用于将相应于奇异值λ1(k)，λ2(k)，...，λm(k)的多个权重分配给所述流，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同，假设λ1(k)≥λ2(k)≥...≥λm(k)；乘法单元，被配置成用于将每个分配的权重乘以相应于每个流的OFDM调制信号，并获得m个信号；加法单元，被配置成用于相加所述m个信号并获得相加的信号；逆傅里叶变换单元，被配置成用于使相加的信号经过逆傅里叶变换；以及传输单元，被配置成用于将从逆傅里叶变换单元输出的信号发送给接收装置。
10.如权利要求9所述的装置，其中计算单元根据获取的信道响应计算相应于第k个副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)，λ2(k)和λ3(k)；以及权重分配单元将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的权重分配给OFDM调制信号中相应于所述流中的两个流的信号的副载波，假设λ1(k)≥λ3(k)≥λ2(k)。
11.如权利要求9所述的装置，其中计算单元根据获取的信道响应计算相应于第k个副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)，λ2(k)和λ3(k)；以及权重分配单元将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的多个权重分配给相应于所述流中的两个流的OFDM调制信号，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同，假设λ1(k)≥λ2(k)≥λ3(k)并且λ1(k)的平均值与λ3(k)的平均值的比率不小于预置的阈值，权重分配单元将相应于奇异值λ1(k)、λ2(k)和λ3(k)的多个权重分配给相应于所述流的OFDM调制信号，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同，假设λ1(k)≥λ2(k)≥λ3(k)并且λ1(k)的平均值与λ3(k)的平均值的比率小于预置的阈值。
12.如权利要求9所述的装置，其中计算单元根据获得的信道响应计算相应于第k个副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)，λ2(k)和λ3(k)；以及权重分配单元将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的多个权重分配给相应于所述流中的两个流的OFDM调制信号，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同，假设λ1(k)≥λ2(k)≥λ3(k)并且λ1(k)的平均值与λ3(k)的平均值的比率不小于预置的阈值，权重分配单元将相应于奇异值λ1(k)和λ3(k)的多个权重分配给相应于所述流中的两个流的OFDM调制信号，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同，假设λ1(k)≥λ2(k)≥λ3(k)并且λ1(k)的平均值与λ3(k)的平均值的比率小于预置的阈值。
13.如权利要求9所述的装置，其中权重分配单元交替地分配相应于奇异值λ1(k)，λ2(k)，...，λm(k)的权重。
14.如权利要求9所述的装置，其中权重分配单元交替地将相应于奇异值λ1(k)，λ2(k)，...，λm(k)的权重分配给副载波组，所述组每个包括两个或更多个副载波。
15.一种用于将数据发送给接收装置的无线电通信装置，包括划分单元，被配置成用于将发送数据划分为至少三个流；串并转换单元，被配置成用于使所述流经过串并转换来获得多个数据信号；调制单元，被配置成用于使用多个副载波将数据信号调制为相应于所述至少三个流的多个OFDM调制信号；获取单元，被配置成用于获取无线电通信装置和接收装置之间的多个信道响应；计算单元，被配置成根据获取的信道响应计算相应于副载波中所包括的第k个(k是自然数)副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)和λ2(k)；权重分配单元，被配置成用于将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的多个权重分配给相应于所述流中的两个流的OFDM调制信号，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同，假设λ1(k)≥λ2(k)；乘法单元，被配置成用于将每个分配的权重乘以相应于每个流的OFDM调制信号并且获得第一信号和第二信号；加法单元，被配置成用于相加第一信号和第二信号，并且获得相加的信号；逆傅里叶变换单元，被配置成用于使相加的信号经过逆傅里叶变换；以及传输单元，被配置成用于将从逆傅里叶变换单元输出的信号发送给接收装置。
16.如权利要求15所述的装置，其中权重分配单元交替地分配相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的权重。
17.如权利要求15所述的装置，其中权重分配单元交替地将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的权重分配给副载波组，所述组每个包括两个或更多个副载波。
18.一种在无线电通信装置中使用的用于将数据发送给接收装置的无线电通信方法，包括将发送数据划分为第一流和第二流；使第一流和第二流经过串并转换来获得多个数据信号；使用多个副载波将数据信号调制为相应于所述第一流和第二流的多个OFDM调制信号；获取无线电通信装置和接收装置之间的多个信道响应；根据获得的信道响应，计算相应于副载波中所包括的第k个(k是自然数)副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)和λ2(k)；将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的多个权重分配给第一流和第二流，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同；将每个分配的权重乘以相应于第一流和第二流中的每一个的OFDM调制信号，并获得第一信号和第二信号；相加第一信号和第二信号，并获得相加的信号；使相加的信号经过逆傅里叶变换；以及将从逆傅里叶变换单元输出的信号发送给接收装置。
19.一种在无线电通信装置中使用的用于将数据信息发送给接收装置的无线电通信方法，包括将发送数据划分为至少三个流；使所述流经过串并转换来获得多个数据信号；使用多个副载波将数据信号调制成相应于所述至少三个流的多个OFDM调制信号；获取无线电通信装置和接收装置之间的多个信道响应；根据获取的信道响应，计算相应于副载波中所包括的第k个(k是自然数)副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)，λ2(k)，...，λm(k)(m为不小于3的自然数)；将相应于奇异值λ1(k)，λ2(k)，...，λm(k)的多个权重分配给所述流，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同，假设λ1(k)≥λ2(k)≥...λm(k)；将每个分配的权重乘以相应于每个流的OFDM调制信号，并获取m个信号；相加所述m个信号以获取相加的信号；使相加的信号经过逆傅里叶变换；以及将由逆傅里叶变换获得的信号发送给接收装置。
20.一种在无线电通信装置中使用的用于将数据发送给接收装置的无线电通信方法，包括将发送数据划分为至少三个流；使所述流经过串并转换来获得多个数据信号；使用多个副载波将数据信号调制成相应于所述至少三个流的多个OFDM调制信号；获取无线电通信装置和接收装置之间的多个信道响应；根据获取的信道响应，计算相应于副载波中所包括的第k个(k是自然数)副载波的信道矩阵的奇异值λ1(k)和λ2(k)；将相应于奇异值λ1(k)和λ2(k)的多个权重分配给相应于所述流中的两个流的OFDM调制信号，其中每个权重对每个流的对应性根据副载波而不同，假设λ1(k)≥λ2(k)；将每个分配的权重乘以相应于每个流的OFDM调制信号，并获取第一信号和第二信号；相加第一信号和第二信号来获取相加的信号；使相加的信号经过逆傅里叶变换；以及将由逆傅里叶变换获得的信号发送给接收装置。
全文摘要
无线电通信装置包括将发送数据分为第一和第二流的单元；使第一和第二流经过串并转换来获得数据信号的单元；用副载波将数据信号调制为对应于第一和第二流的OFDM调制信号的单元；获取通信和接收装置间的信道响应的单元；根据信道响应计算对应于副载波中第k个副载波的信道矩阵的奇异值λ
文档编号H04J11/00GK1848832SQ20051012178
公开日2006年10月18日 申请日期2005年12月27日 优先权日2004年12月27日
发明者田边康彦, 尾林秀一 申请人:株式会社东芝