专利名称：用于多个发送模式的信道估计优化的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及数据通信，尤其涉及在支持多个通信模式的正交频分复用(OFDM)通信系统中优化信道估计的技术。
背景技术：
OFDM是一种多载波调制技术，其将总系统带宽有效地分成多个(N)正交子带。还可以将这些子带称为音调、子载波、仓(bin)、频率信道。利用OFDM，将每个子带关联于可以用数据调制的各个子载波。
在无线通信系统中，射频(RF)调制信号可以经由多个信号路径从发射机向接收机传播。如果这些信号路径具有不同的延迟，那么接收机端的接收信号会包含发送信号的具有不同增益和延迟的多个样本(instance)。这种无线信道中的时间扩散导致频率选择性衰落，其特点是频率响应在系统带宽中变化。对于OFDM系统，N个子带因此会经历不同的有效信道，从而关联于不同的复信道增益。
为了在可用子带上有效地接收数据，通常需要发射机和接收机之间的无线信道的精确估计。通常，通过从发射机发送导频并且在接收机测量该导频，来执行信道估计。导频由接收机先验已知的调制符号构成。接收机可以将信道响应估计为接收导频符号与发送导频符号的比率，并且可以对于用于导频发送的每个子带确定该比率。
导频发送带来了OFDM系统中的开销。因此，希望尽可能最小化导频发送。这可以通过在全部N个子带的子集上发送导频符号并且使用这些导频符号导出所有关注子带的信道估计来实现。如下所述，对于某些系统来说，例如(1)不在频带边缘附近发送数据/导频的频谱整形系统和(2)不能在某些子带(例如零或DC子带)上发送数据/导频的系统，用于导出信道估计的计算量是很大的。因此在本领域中需要对于这些系统高效估计信道响应的技术。
发明内容
这里描述了在具有不活动子带的OFDM系统中，高效地导出多址无线信道的至少一个频率响应估计的技术。这些技术可以用于在全部N个子带上不均匀分布的子带上发送导频的OFDM系统。这种系统的一个例子是频谱整形OFDM系统，其中，只有居于全部N个子带中部的M个子带用于数据/导频发送，在两个频带边缘的其余N-M个子带未被使用并且作为保护子带。这些不活动子带可以是保护子带、DC子带等。
对于信道估计，例如，基于在用于导频发送的第二组子带上接收的导频符号，为第一组P个均匀间隔子带获得初始频率响应估计，其中P是整数并且是2的幂。第一组包含至少一个不包含在第二组中的子带(例如，保护子带之间的导频子带)。而且，第一组中的子带均匀间隔开N/P个子带。可以根据需要使用外插和/或内插，以获得初始频率响应估计。
然后，例如通过执行P点快速傅里叶逆变换(IFFT)，根据初始频率响应估计导出无线信道的时域信道脉冲响应估计。对于每个OFDM符号中的每个模式，然后基于信道脉冲响应估计导出全部N个子带的最终频率响应估计。这可以通过以下步骤实现，例如，(1)将信道脉冲响应估计中的低质量抽头设置为零并保持其余抽头，(2)用零填充信道脉冲响应估计至长度N，(3)将信道脉冲响应中具有大于预定延迟扩展的时间延迟的抽头设置为零，(4)对已处理的信道脉冲响应估计进行N点快速傅里叶变换(FFT)，以获得最终的频率响应估计。
信道脉冲响应的阈值处理和截取可以根据数据子带的模式而变化，其中对该数据子带生成信道估计。因此，同一信道脉冲响应可以生成不同的最终频率响应估计，它们根据数据子带的模式而变化。可以针对每种模式对多个OFDM符号的信道脉冲响应估计或频率响应估计进行滤波，以获得无线信道的更高质量的信道估计。
在下面更详细地描述本发明的各个实施例和方面。
通过下面结合附图的详细描述，本发明的特征、本质、优点将变得更加明显，相同的参考符号通篇一致，其中
图1示出了OFDM系统的示例性子带结构；
图2示出了可以用于获得无线信道的频率响应估计的导频发送方案；
图3示出了均匀导频发送方案，其可以简化最小平方信道脉冲响应估计的计算；
图4示出了用于频谱整形OFDM系统的均匀导频发送方案；
图5和6示出了用于在频谱整形OFDM系统中获得无线信道的每个OFDM符号中的每个模式的频率响应估计的过程；
图7示出了OFDM系统中的接入点和终端的简化功能框图；
图8示出了具有优化信道估计处理的OFDM接收机的一个实施例的简化功能框图；
图9示出了优化信道估计过程的简化流程图。
具体实施例方式
这里使用的词语“示例性”表示“用作例子、示例或例证”。这里表述为“示例性”的任何实施例或设计不必被解释为比其他实施例或设计优选或更佳。
图1示出了可以用于OFDM系统的示例性子带结构100。该OFDM系统具有总系统带宽BW MHz，使用OFDM将其分成N个正交子带。每个子带具有带宽BW/N MHz。在频谱整形OFDM系统中，全部N个子带中只有M个子带用于数据/导频发送，其中M＜N。其余N-M个子带不用于数据/导频发送，而用作保护子带，以允许OFDM系统满足频谱屏蔽要求。这M个可用子带包括子带F到F+M-1，通常位于全部N个子带的中部。
OFDM系统的N个子带可以经历不同的信道条件(例如，不同的衰落和多径效应)，并且可以关联于不同的复信道增益。接收机端通常需要信道响应的精确估计来处理(例如，解调和解码)数据。
OFDM系统的无线信道可以用时域信道脉冲响应hNx1或相应的频域信道频率响应HN×1来表征。这里的用法与常规术语一致，“信道脉冲响应”是信道的时域响应，“信道频率响应”是信道的频域响应。信道频率响应HN×1是信道脉冲响应hN×1的离散傅里叶变换(DFT)。这个关系可以用矩阵形式表示，如下 HN×1＝WN×NhN×1式(1) 其中，hN×1是OFDM系统中发射机和接收机之间的无线信道的脉冲响应的N×1向量； HN×1是该无线信道的频率响应的N×1向量； WN×N N×N DFT矩阵，用于对hN×1执行DFT，以获得HN×1。
定义DFT矩阵WN×N，如下给出第(n，m)项wn，m 式(2) 其中，n是行标号，m是列标号。
无线信道的脉冲响应可以用L个抽头表征，其中L通常小于全部子带数(即，L＜N)。也就是，如果发射机将一个脉冲施加到无线信道，那么基于该脉冲激励，L个时域采样(采样率BW MHz)足以表征无线信道的响应。信道脉冲响应的抽头数(L)取决于系统的延迟扩展，该延迟扩展为接收机端具有充足能量的最早和最晚到达信号样本之间的时间差。更长的延迟扩展对应于更大的L值，反之亦然。向量hN×1对于信道脉冲响应的每个抽头包含一项。对于延迟扩展L，向量hN×1的前L项可以包含非零值，其余的N-L项全为零或者可忽略值。
因为只需要L个抽头来精确估计信道脉冲响应，所以信道频率响应HN×1处于维数L(而不是N)的子空间中。因此基于仅仅L个适当选择的子带而不是所有N个子带的信道增益估计，可以完全表征无线信道的频率响应。即使多于L个子带的信道增益估计是可用的，通过抑制这个子空间之外的噪声分量，可以获得无线信道的频率响应的改进估计。
在一个实施例中，可以从N抽头信道脉冲响应中截去与最长延迟对应的N-L个抽头，而信道脉冲响应几乎没有降级。通过将N-L个信道抽头设置为零或其他基本上可忽略的值，可以将信道脉冲响应的维数保持为N。因此，在信道脉冲响应的上下文中，术语“截去”指将超过预定延迟扩展的信道抽头设置为可忽略值。
图2示出了可以用于在OFDM系统中获得无线信道的频率响应估计的导频发送方案200。在P个导频子带上各发送一个导频符号，通常L≤P≤M。这些导频子带分布在M个可用子带之中，具有标号s1到sP。通常，导频子带数比可用子带数小得多(即，P＜M)。其余M-P个可用子带可以用于发送用户专用数据、开销数据等。
M-P个子带可以用于支持与单个用户对应的通信链路或者与多个用户对应的多个通信链路。另外，可以复用这些子带中的每一个，以支持多个用户或多个数据链路。在一个实施例中，可以将M-P个子带中的一个子集分配给一个独立的通信链路。
可以将M-P个子带分配在基本相等的子带组中，一个子带组中的子带按照同一模式操作。例如，可以将M-P个子带分配到Q个预定子带组的任意一组中，这Q个子带组中的每一组具有基本相同的子带数。
分配到Q个子带组的一个特定子带组中的子带可以都按照同一模式操作。例如，与该子带组中的子带对应的每个子载波可以用同一调制类型进行调制，具有基本一样的数据速率，具有用相同的编码器类型、编码率、分层调制类型进行编码的数据，或者共享一些其他信令参数或参数的组合。
在一个实施例中，每种模式可以指编码率和调制类型的特定组合。例如，可以根据包括调制类型、编码器类型和编码率的特定组合的十一种不同的模式之一来配置每个子带组。这些模式包括正交相移键控(QPSK)，1/3码率turbo码；QPSK，1/2码率turbo码；16正交幅度调制(QAM)，1/3码率turbo码；16 QAM，1/2码率turbo码；16 QAM，2/3码率turbo码；QPSK，1/5码率turbo码；分层QPSK，能量比4，1/3码率turbo码；分层QPSK，能量比4，1/2码率turbo码；分层QPSK，能量比4，2/3码率turbo码；分层QPSK，能量比6.25，1/3码率turbo码；分层QPSK，能量比6.25，1/2码率turbo码；分层QPSK，能量比6.25，2/3码率turbo码。术语“能量比”通常指通过基本层维数相对于增强层维数所确定的比率。例如，可以将能量比确定为基本层星座距离平方与增强层星座距离平方的比率。当然，该系统不限于具有十一种操作模式，其它系统可以具有更多或更少的操作模式。
该用于OFDM系统的模型可以表示为 rN×1＝HN×1οxN×1+nN×1式(3) 其中，xN×1是N×1向量，具有发射机在N个子带上发送的N个“发送”符号，在未用子带上发送零； rN×1是N×1向量，具有接收机对于N个子带所获得的N个“接收”符号； nN×1是N个子带的N×1噪声向量；以及 “ο”表示Hadamard积，其为元素点积，其中rN×1的第i个元素是xN×1和HN×1的第i个元素的积。
噪声nN×1假定为具有零均值和方差σ2的加性高斯白噪声(AWGN)。
无线信道的频率响应的初始估计
可以如下获得 式(4) 其中，xP×1P是P×1向量，具有在P个导频子带上发送的P个导频符号；rP×1P是P×1向量，具有P个导频子带上的P个接收导频符号； HP×1P是P个导频子带的实际频率响应的P×1向量；
是初始频率响应估计的P×1向量； nP×1P是P个导频子带的P×1噪声向量；以及 其中
和P(si)分别是导频子带si的接收导频符号和发送导频符号。
P×1向量xP×1P、rP×1P、nP×1P分别只包括N×1向量xN×1、rN×1、nN×1的P项。
如式(4)所示，接收机可以基于P个导频子带的接收导频符号与发送导频符号之间的P个元素间比率，获得初始频率响应估计
即，其中是子带si的信道增益估计。向量
表示P个导频子带的无线信道的频率响应。
可以使用各种技术，基于初始频率响应估计
获得全部N个子带的频率响应估计。对于直接的最小平方估计技术，基于以下优化首先获得无线信道的脉冲响应的最小平方估计 式(5) 其中，hL×1是无线信道的假设的脉冲响应的L×1向量； WP×L是WM×N的P×L子矩阵；
是最小平方信道脉冲响应估计的L×1向量。
矩阵WP×L包含矩阵WM×N中的P行，对应于P个导频子带。WP×L中的每行包含L个元素，为WM×N的对应行的前L个元素。式(5)中的优化覆盖所有可能的信道脉冲响应hL×1。最小平方信道脉冲响应估计
等于一个假设的信道脉冲响应hL×1，其导致初始频率响应估计
和对应于hL×1的由WP×LhL×1给出的频率响应之间的最小均方误差。
对式(5)中举出的优化问题的解可以表示如下 式(6)
然后，可以根据最小平方信道脉冲响应估计导出无线信道的频率响应估计，如下 式(7) 其中，WN×L是N×L矩阵，具有WN×N的前L列；
是所有N个子带的频率响应估计的N×1向量。
有几种方式计算向量
例如，首先如式(6)所示计算向量
然后用
如式(7)所示计算向量
对于式(6)，(WP×LHWP×L)-1WP×LH是可以预先计算的L×P矩阵。然后可以用L·P个复数运算(或乘法)获得脉冲响应估计
对于式(7)，通过(1)扩展L×1向量
(用零填充)而获得N×1向量
(2)对
进行N点FFT(需要0.5N·logN个复数运算)，可以更高效率地计算频率响应估计
因此，对于式(6)和(7)，总共用(L·P+0.5N·logN)个复数运算来获得频率响应估计
或者，可以通过组合式(6)和(7)，根据向量
直接计算向量
如下 式(8) 其中WN×L(WP×LHWP×L)-1WP×LH是可以预先计算的N×P矩阵。然后可以用总共N·P个复数运算来获得频率响应估计
对于上述两种计算方法，对于一个OFDM符号获得
所需要的最小复数运算次数是Nop＝min{(L·P+0.5N·logN)，N·P}。如果在每个OFDM符号中发送导频符号，那么计算速率是Nop/Tsym兆运算每秒(Mops)，其为Nop·BW/n Mops，其中Tsym是一个OFDM符号的持续时间，在没有循环前缀时等于N/BW微秒(以下描述)。对于具有很大子带数的OFDM系统，复数运算次数Nop会很高。例如，具有总带宽BW＝6MHz、全部N＝4096个子带、P＝512个导频子带和L＝512个抽头的OFDM系统，使用式(6)和(7)计算
需要420Mops。因为式(6)需要384Mops，式(7)需要36Mops，所以式(6)中最小平方信道脉冲响应估计的计算量比式(7)中N点FFT的计算量负担大得多。
图2中的导频发送方案200没有约束导频子带的位置。矩阵WP×L包含矩阵WN×N的P行，对应于P个导频子带。这导致对于向量
中的L项各需要P个复数运算。
图3示出了均匀导频发送方案300，其可以简化最小平方信道脉冲响应估计
的计算。对于方案300，P个导频子带均匀分布在全部N个子带中，使得相继的导频子带间隔N/P个子带。另外，假设抽头数等于导频子带数(即，L＝P)。
图3中所示的均匀发送方案可以配置为有Q＝N/P个子带组，一个子带组配置为导频信号，N/P-1个子带组可以分配给数据。每个数据子带组还可以配置为在全部N个子带上均匀分布的P个数据子带。
在一个例子中，子带总数N可以是4096，子带组数Q可以是8。因此，每个子带组中有P＝512个子带，这些子带在频带上周期性出现，每八个子带出现一次。
在这种情况下，WP×P是P×P DFT矩阵，其中I是单位矩阵，式(6)简化为 式(9) 式(9)表示可以通过对初始频率响应估计
执行P点IFFT来获得信道脉冲响应估计
。可以将该向量
用零填充到长度N。然后可以对零填充后的向量
进行N点FFT变换，获得向量
，如下 式(10) 基于向量
还可以获得S个关注子带的频率响应估计的S×1向量
通常N≥S≥P。如果S是2的幂，那么可以执行S点FFT来获得
利用导频发送方案300，对于一个OFDM符号获得
所需要的复数运算数是Nop＝0.5·(P·logP+N·logN)，计算速率是0.5·BW·(P·logP+N·logN)/N Mops。对于上述示例性OFDM系统，利用导频发送方案300，可以通过39.38 Mops来计算
这比导频发送方案200所需的420Mops少得多。
上述式(9)和(10)中的复杂度降低的最小平方信道脉冲响应估计依赖于两个关键假设 1、P个导频子带周期性分布在全部N个子带上， 2、抽头数等于导频子带数(即，L＝P)。
这两个假设在实际OFDM系统中施加了重要的约束/限制。第一，对于一些OFDM系统，不可能在全部N个子带上均匀分布的P个子带上发送导频符号。例如，在频谱整形OFDM系统中，为了满足频谱屏蔽要求，不在保护子带上发送符号。另外例如，OFDM系统不允许在某些子带上发送导频/数据(例如，零或DC子带)。再另外例如，由于接收机滤波器实现和/或其他原因，导频在某些子带上不可用。对于这些系统，P个导频子带在全部N个子带上的严格周期性通常是不可能的。第二，L＝P的假设(与第一个假设相比严重性较低)会降低最终信道频率响应估计
的质量。可以看到，如果(1)假设L等于P，(2)导频符号能量等于数据符号能量，(3)没有对
或
进行时域滤波以捕获额外能量，那么信道估计质量与最佳信道估计相比会降低3dB那么多。信道估计质量的降低量是一些系统不能接受的。
可以使用各种技术来克服上述两个约束。第一，可以根据需要使用外插和/或内插，以基于接收导频符号，获得P个均匀间隔子带的信道增益估计。这允许用P点IFFT导出信道脉冲响应估计
第二，可以对
的P个元素执行抽头选择，以获得更高质量的信道估计。下面详细描述外插/内插和抽头选择。
图4示出了用于频谱整形OFDM系统的均匀导频发送方案400。对于方案400，与方案300类似，P个导频子带均匀分布在全部N个子带中，使得相继的导频子带间隔N/P个子带。而且，可以将跨越每个导频子带的子带分配到数据子带组中。然而，只在M个可用子带中的导频子带上(简言之，“活动导频子带”)发送导频符号。在N-M个保护子带中的导频子带上(简言之，“不活动导频子带”)不发送导频符号或数据符号。因此接收机对于活动导频子带获得导频符号，对于不活动导频子带不获得导频符号。
图5示出了在频谱整形OFDM系统中用于获得多址无线信道的每个OFDM符号中的、或与每个OFDM符号相关联的每种模式的频率响应估计
的过程500。OFDM符号可以用包括调制方案、码率、调制层等的一个或多个模式来表征。对于分层调制方案，可以用基本频率响应估计和增强频率响应估计
来表征符号。例如，根据在用于导频发送的第二组子带上接收的导频符号，获得第一组P个均匀间隔子带的初始频率响应估计(框512)。第一组包括至少一个第二组中不包括的子带(例如，保护子带中的导频子带)。接下来基于初始频率响应估计导出无线信道的脉冲响应估计(框514)。可以对多个OFDM符号的信道脉冲响应估计进行滤波，以获得更高质量的信道估计(框516)。然后基于(已滤波或未滤波的)信道脉冲响应估计导出OFDM无线信道的每个OFDM符号中每个模式的最终频率响应估计(框518)。还可以对初始或最终频率响应估计(而不是信道脉冲响应估计)进行滤波，以获得更高质量的信道估计。
图6示出了在频谱整形OFDM系统中用于获得频率响应估计
的具体过程600。最初，对于具有导频发送的Pact个活动导频子带获得接收导频符号(框610)。然后基于接收导频符号导出Pact个活动导频子带的信道增益估计
(框612)。框612的输出是Pact个活动导频子带的初始频率响应估计的Pact×1向量
。如下所述，根据需要执行外插和/或内插，以获得没有导频发送的Pext个子带的信道增益估计(框614)。框614的输出是Pext个没有导频发送的子带的初始频率响应估计的Pext×1向量
。然后，基于来自向量
和
的信道增益估计，形成P个均匀间隔子带的初始频率响应估计的P×1向量
，例如，(框616)。可以基于接收导频符号或外插/内插，导出P个子带中每一个子带的信道增益估计。
然后，如式(9)所示，对向量
执行P点IFFT，以获得最小平方信道脉冲响应估计的P×1向量
(框618)。可以对多个OFDM符号的信道脉冲响应估计
进行时域滤波，以获得更高质量的信道估计(框620)。可以对频率响应估计而不是脉冲响应估计执行或省略时域滤波。(已滤波或未滤波的)向量
包括用于L个抽头的P项，其中L通常小于P。然后处理向量
以选择“良好”抽头，并丢弃或置零其余抽头，如下所述(框622)。对于每种模式，还执行零填充来获得信道脉冲响应估计的对应N×1向量
(框624)。然后对每个向量
执行N点FFT，以获得全部N个子带的每种模式的最终频率响应估计的向量
(框626)。
外插/内插
对于图6中的框614，可以使用外插获得位于保护子带中的不活动导频子带的信道增益估计。对于函数y＝f(x)，其中对于已知区间中的一组x值可获得一组y值，可以使用外插来估计该已知区间之外的x值所对应的y值。为了进行信道估计，x对应于导频子带，y对应于信道增益估计。可以各种方式执行外插。
在一个外插方案中，将每个不活动导频子带的信道增益估计设置为等于最接近的活动导频子带的信道增益估计，如下 式(11) 其中
是子带si的信道增益估计，sb是第一个活动导频子带，se是最后一个活动导频子带，如图4所示。
在另一个外插方案中，基于活动导频子带的信道增益估计的加权和，获得每个不活动导频子带的信道增益估计。如果抽头数L小于或等于活动导频子带数(即，L≤Pact)，那么(在无噪声的情况下)可以由活动导频子带的信道增益估计完全表征无线信道。对于外插，每个不活动导频子带关联于相应一组外插系数，其中每个活动导频子带对应一个系数，每个系数可以是零值或非零值。可以用矩阵形式表示不活动导频子带的外插/内插，如下 式(12) 其中，CPext×Pact是Pext×Pact外插系数矩阵。
式(12)中的外插所需的复数运算次数是Pext·Pact。不活动导频子带数是
其中G是保护子带数，
是上舍入运算符(ceiling operator)，其提供x的相邻较高整数。如果保护子带数小，系统中的不活动导频子带数通常小。例如，如果有80个保护子带(即，G＝80)，那么上述OFDM系统在512个导频子带(即，P＝512)中只有10个不活动导频子带(即，Pext＝10)。这种情况下，外插所需的计算不会显著增加计算复杂度。还可以通过限制外插使用活动导频的子集，来明确地减小计算复杂度。
外插系数可以是固定的，基于诸如最小平方、最小均方误差(MMSE)等准则离线确定(即，预先计算)。对于最小平方外插，系数矩阵CPext×Pactls可以定义如下 式(13) 其中，WPext×L是WN×N的Pact×L子矩阵。在实际系统中，矩阵WPact×LHWPact×L可能是“情况不好”的，这表示计算该矩阵的逆可能面临数值稳定性问题。这种情况下，可以使用一个校正项来规避该情况不好问题，改进的最小平方外插矩阵CPext×Pactmls可以定义如下 式(14) 其中，δ是小的校正因子。
对于MMSE外插，系数矩阵CPext×Pactmmse可以定义如下 式(15) 其中，γ是接收导频符号的信噪比(SNR)； η是用于导出无偏估计的因子。
在没有SNR信息的情况下，可以认为γ是能被选来优选性能的参数。
因子η是标量，也可以用于优化性能。用CPext×Pactmmse获得的向量
是在时域中的抽头是不相关的并且具有相等能量这样的假设下、信道的MMSE估计。式(15)假设Pact个活动导频子带的噪声向量nPact×1P的自协方差矩阵是单位矩阵。如果该自协方差矩阵是接收机已知的，那么可以修改式(15)来考虑该自协方差矩阵。
在另一个外插方案中，将每个不活动导频子带的信道增益估计设置为等于零，即，si＜sb且si＞se。还可以通过其他方式执行该外插，而在本发明的范围之内。例如，可以使用诸如线性外插或二次外插的功能外插技术。还可以使用非线性外插技术，这落在式(12)的一般框架之内。
导频发送方案可能不会将活动导频子带均匀分布在M个可用子代中。这种情况下，还可以使用内插来获得M个可用子带中的均匀分布子带的信道增益估计。可以通过各种方式执行内插，这与上述外插类似。通常，基于可获得的接收导频符号根据需要执行外插和/或内插，以得到全部N个子带中P个均匀间隔子带的信道增益估计。抽头处理
对于图6中的框622，对向量
执行抽头处理，来选择或确定信道脉冲响应估计的良好抽头。“良好”抽头指这样的抽头，其值对信道脉冲响应估计有贡献，而不会带来过多噪声。带来过多噪声取决于多种因素，包括但不限于，与最终信道估计相关联的数据子带的操作模式、信道模型、其他系统参数、或各种因素或参数的组合。可以通过各种方式执行抽头处理。信道脉冲响应估计中的抽头值的处理可以基于抽头延迟、抽头能量、幅度或振幅、或者延迟、能量、幅度或振幅的某种组合。
抽头截取
在一个抽头处理方案中，将信道脉冲响应估计
截取无线信道的L个抽头的L个值。向量
包含P个元素，其中P≥L。该P个元素跨越由抽头数P和用于提取采样的初始时间间隔所确定延迟扩展。然而，可以将信道脉冲响应的延迟扩展截取更短的延迟扩展，而不显著影响信道脉冲响应估计和所得到的最终信道频率响应。
对于这种确定性抽头选择方案，认为
的前L个元素是良好抽头并保留，将后P-L个元素用零代替。当L＜P时，通过假设信道具有P个抽头，执行P点IFFT，并截去后P-L个抽头，可以获得具有L个抽头的最小平方信道脉冲响应估计(无性能损失)。这在某些情况下具有好处。例如，如果L＜P/2，那么利用FFT的计算优势并且不计算后P/2个抽头，可以导出最小平方信道脉冲响应估计。
截取长度L可以预先确定，并且可以至少部分地基于操作模式。每种可能的操作模式可以有一个独立的截取长度L。在这种实施例中，接收机可以确定数据子带正运行于哪种模式，并且从存储器中存储的多个截取长度值中选择截取长度。
抽头幅度阈值处理
在另一个抽头选择方案中，
中具有低能量的元素用零代替。或者，
中具有低能量的元素可以被代替或被处理，以得到这些抽头的实质上可忽略的值。
中的这些元素对应于具有低能量的抽头，其中低能量很可能是由于噪声而不是信号能量导致的。使用阈值确定一个给定元素/抽头是具有足够能量并应该被保留，还是应该被清零。这个处理可以称为“阈值处理”。
可以基于各种因素和以各种方式计算阈值。阈值可以是相对值(即，取决于测量到的信道响应)或绝对值(即，不取决于测量到的信道响应)。可以基于信道脉冲响应估计的(例如，总或平均)能量计算相对阈值。使用相对阈值确保了(1)阈值处理不取决于接收能量的变化，(2)存在的但具有低信号能量的元素/抽头不会被清零。可以基于接收机端的噪声方差/噪声层、接收导频符号所期望的最低能量等计算绝对阈值。使用绝对阈值强迫
中的元素达到某个最小值才能被保留。还可以基于用于相对阈值和绝对阈值的因素的组合来结算阈值。例如，可以基于信道脉冲响应估计的能量来计算阈值，并将其进一步约束为等于或大于预定最小值。
可以通过各种方式执行阈值处理。在一个阈值处理方案中，在截取之后执行阈值处理，表示如下
式(16) 其中，其中通过截取用零代替后P-L个元素；
是第n个抽头的能量；
是L个抽头的信道脉冲响应估计的能量；
是用于对低能量元素/抽头进行清零的阈值。
‖x‖2是向量x的范，等于向量x中的所有元素的平方和。
在式(16)中，根据L个抽头的平均能量定义阈值。基于噪声抑制和信号删除之间的折中，选择系数α。更高的α值提供更强的噪声抑制，但是也增加了低信号能量元素/抽头被清零的可能性。系数α可以是0到1范围内的值(例如，α＝0.1)。还可以基于信道脉冲响应估计
的总能量(而不是平均能量)来定义阈值。
基于将要被应用信道估计的数据子带的操作模式，阈值可以是固定的或自适应的。例如，阈值可以基于(1)特定编码和调制方案或被解调的数据流速率，(2)比特差错率(BER)、分组差错率(PER)、块差错率(BLER)、或一些其它的差错率性能要求，和/或(3)一些其他参数或考虑因素。
配置为支持一种或多种模式的接收机可以对于每种模式存储至少一个预定阈值。该接收机可以确定数据子带正运行于哪种模式，并可以从存储器中存储的多个阈值中选择适当的阈值。可以将脉冲响应的抽头值或从抽头值导出的值与阈值或基于阈值确定的值进行比较。例如，接收机可以存储多个α值，每个α值对应于一个单独模式。接收机可以确定操作模式，并且可以基于对应的α值确定阈值。可以将各个抽头能量值与阈值进行比较，并且将能量值小于阈值的抽头设置为零。
在另一个阈值处理方案中，与式(16)中所示类似，使用单个阈值对
的所有P个元素(即，没有截取)进行阈值处理。在另一个阈值处理方案中，使用多个阈值对
的所有P个元素进行阈值处理。例如，第一阈值可以用于
的前L个元素，第二阈值可以用于
的后P-L个元素。可以将第二阈值设置为低于第一阈值。在另一个阈值处理方案中，只对
的后P-L个元素执行阈值处理，不对前L元素执行阈值处理。可以通过其它方式执行阈值处理。
阈值处理很适合于“稀疏”的无线信道，诸如宏蜂窝广播系统中的无线信道。稀疏无线信道具有集中在很少抽头上的大量信道能量。每个抽头对应于具有不同时间延迟的可分辨信号路径。稀疏信道包括很少信号路径，即使这些信号路径之间的延迟扩展(即，时间差)很大。可以将与弱信号路径或不存在信号路径对应的抽头清零或使它们变得可忽略。
信道估计滤波
对于图5中的框518和图6中的框620，可以使用诸如无限脉冲响应(FIR)滤波器、有限脉冲响应(IIR)滤波器、或其它类型滤波器的低通滤波器，在时域对信道脉冲响应估计进行滤波。低通滤波器可以是因果滤波器(其对过去和当前的采样进行滤波)或非因果滤波器(其对过去、当前和通过缓冲获得的未来的采样进行滤波)。例如，对于非因果滤波器类型，接收机可以缓冲或存储多个信道估计，并使用后来出现的信道估计来确定给定信道估计的非因果滤波器输出。以给定信道估计为参考点，基于后来接收符号的信道估计是未来的采样。
可以基于无线信道的特性选择滤波器的特性(例如，带宽)。对于多个OFDM符号上的信道脉冲响应估计的每个抽头，可以分别地执行时域滤波。对于信道脉冲响应估计的各个抽头，可以使用相同或不同的滤波器。每个滤波器的系数可以是固定的，或可以是根据检测到的信道条件可调节的。在时域执行滤波的好处是，导频子带在频域可以交错(即，可以将不同的导频子带组用于不同的OFDM符号)。当信道具有过度延迟扩展时(即，信道脉冲响应具有大于P个抽头的长度)，导频子带的交错是有用的。利用通过交错提供的额外不同的导频子带，可以获得具有大于P个抽头的信道脉冲响应估计。也可以对初始或最终频率响应估计执行滤波。
OFDM系统
图7示出了在频谱整形OFDM系统中接入点700和终端750的框图。在下行链路上，在接入点700中，发送数据处理器710对业务数据进行接收、格式化、编码、交织和调制(即，符号映射)，并提供调制符号(或简称“数据符号”)。OFDM调制器720接收和处理该数据符号和导频符号，并提供OFDM符号流。OFDM调制器720将数据和导频符号复用到适当的子带上，为每个未用子带提供零信号值，并获得每个OFDM符号周期的N个子带的一组N个发送符号。每个发送符号可以是数据符号、导频符号或零信号值。如图4所示，可以在活动导频子带上发送导频符号。可以在每个OFDM符号周期中连续发送导频符号。或者，可以将导频符号和数据符号时分复用(TDM)在同一子带上。
OFDM调制器720还使用N点IFFT将每组N个发送符号变换到时域，得到包含N个时域码片的“变换”符号。OFDM调制器720通常重复每个变换符号的一部分，获得对应的OFDM符号。该重复部分已知为循环前缀，用于对抗无线信道中的延迟扩展。
发射机单元(TMTR)722接收OFDM符号流，将其变换为一个或多个模拟信号，并进一步调节(例如，放大、滤波、上变频)该模拟信号，以生成适合于在无线信道上发送的下行链路信号。然后经由天线724将下行链路信号发送到终端。
在终端750，天线752接收下行链路信号，并将接收信号提供到接收机单元(RCVR)754。接收机单元754调节(例如，滤波、放大、下变频)该接收信号，并对调节后的信号进行数字化，以获得采样。OFDM解调器756去除每个OFDM符号上附加的循环前缀，使用N点FFT将每个接收调节后的符号变换到频域，获得每个OFDM符号周期的N个子带的N个接收符号，并将接收导频符号
提供给处理器770，用于进行信道估计。
OFDM解调器756还从处理器770接收下行链路的频率响应估计
对接收数据符号进行数据解调以获得数据符号估计(其为发送数据符号的估计)，并将数据符号估计提供到接收数据处理器758。接收数据处理器758对数据符号估计进行解调(即，符号解映射)、解交织和解码，以恢复发送的业务数据。OFDM解调器756和接收数据处理器758的处理分别与接入点700中的OFDM调制器720和发送数据处理器710的处理互补。
处理器770获得活动导频子带的接收导频符号，如图5和6所示执行信道估计。处理器770根据需要执行外插和/或内插以获得Pdn个均匀间隔子带的信道增益估计(这里，Pdn是下行链路的导频子带数)，导出下行链路的最小平方脉冲响应估计
对
的P个元素/抽头执行抽头处理，并导出下行链路的N个子带的最终频率响应估计
在上行链路上，发送数据处理器782对业务数据进行处理，并提供数据符号。OFDM调制器784接收和复用数据符号和导频符号，进行OFDM调制，并提供OFDM符号流。可以在分配给终端750用于导频发送的Pup个子带上发送导频符号，其中，上行链路的导频子带数(Pup)可以等于或不同于下行链路的导频子带数(Pdn)。还可以使用TDM将导频符号和数据符号进行复用。然后发射机单元786接收和处理OFDM符号流以生成上行链路信号，经由天线752将上行链路信号发送到接入点。
在接入点700，天线724接收来自终端150的上行链路信号，接收机单元742处理该上行链路信号以获得采样。然后OFDM解调器744处理采样，并提供上行链路的接收导频符号
和数据符号估计。接收数据处理器746处理该数据符号估计，以恢复终端750发送的业务数据。
处理器730为在上行链路上进行发送的每个活动终端执行如图5和6所示的信道估计。多个终端可以在它们各自分配的导频子带组上、在上行链路上同时发送导频，其中各个导频子带组可以交错。对于每个终端m，处理器730根据该终端的需要执行外插和/或内插，获得该终端的上行链路的初始频率响应估计
基于
导出该终端的最小平方信道脉冲响应估计
进行抽头选择，然后获得该终端的最终频率响应估计
将每个终端的频率响应估计
提供给OFDM解调器744，用于该终端的数据解调。
处理器730和770分别控制接入点700和终端750的操作。存储器单元732和772分别存储处理器730和770使用的程序代码和数据。处理器730和770还执行上述计算，以分别导出上行链路和下行链路的频率和脉冲响应估计。
对于多址OFDM系统(例如，正交频分多址(OFDMA)系统)，多个终端可以在上行链路上同时发送。对于这样的系统，可以在不同终端之间共享导频子带。在每个终端的导频子带跨越整个工作频带(有可能频带边缘除外)的情况下，可以使用该信道估计技术。这种导频子带结构对于获得每个终端的频率分集是很理想的。
OFDM接收机
图8是OFDM接收机800的简化功能框图，OFDM接收机800可以支持多个数据通信模式，并可以基于模式优化信道估计处理。为了简单，接收机800中没有示出RF处理前端。接收机800可以包括RF前端，其将接收的RF信号下变换到基带表示，如图7的功能框图所示。
可以将接收机800实现在例如只支持下行链路的OFDM系统中的移动站终端中。在另一个实施例中，可以将接收机800实现在OFDMA系统的一个或多个接入点或终端中，其中使用OFDM符号发送前向链路下行链路信号和反向链路上行链路信号。
接收机800包括模数转换器(ADC)802，用于采样接收到的OFDM符号，并将采样转换成数字表示。例如，ADC 802的转换速率可以表示采样速率。
ADC 802的输出连接到缓冲器804，缓冲器804也可以执行串并转换。ADC 802生成的接收OFDM符号的数字采样表现为一串采样数据流。缓冲器804可以存储预定采样数用于并行处理。该预定采样数可以等于或大于OFDM系统中的子带数。在一些实施例中，缓冲器804可以存储多个符号的采样。例如，在具有4096个子带的OFDM系统中，缓冲器804可以存储接收OFDM符号的4096个或更多个数字采样，用于后续处理。
缓冲器804连接到FFT模块806的输入，FFT模块806将缓冲器804中存储的采样变换成频域表示。在缓冲器804存储了4096个采样的上述例子中，FFT模块806可以对这些采样执行4096点FFT，以生成4096个频域采样。
如上所述，OFDM符号可以包含多个子带组，一个或多个子带组分配给导频，一个或多个不同的子带组分配给数据。接收机800可以具有分配给导频的子带组的知识。另外，接收机800可以确定或被分配一个或多个数据子带组。数据提取模块808对FFT模块806的输出进行操作，以提取出分配给接收机800的数据子带。数据提取模块808将提取的数据子带提供给解调器810，解调器810使用信道估计解调这些子带以恢复数据。
解调器810或某个其它功能块可以通过各种方式确定分配给接收机800的子带组的操作模式。例如，接收机800可以解调开销消息，该开销消息指定一个或多个OFDM符号帧的模式，OFDM符号中的信息包括用于指定一个或多个后续OFDM符号帧的模式的消息，或者可以使用将模式通知给接收机800的其他方式。
FFT模块806的输出还连接到导频提取模块820。导频提取模块820例如通过跟踪分配给导频的子带，提取导频子带采样。如前所述，在具有4096个子带的OFDM系统中，可以将512个子带分配给每个符号的导频。导频提取模块820可以确定将哪些子带分配给导频，并可以将那些采样提取到存储器中。例如，导频提取模块820可以从输出自FFT模块806的4096个采样中，提取对应于导频子带的512个采样。
导频提取模块820将导频采样提供到解扰器824。可以根据预定加扰方案来加扰对应于导频子带的每个导频信号。例如，可以使用加扰方案来随机化导频信号的特性，使得它们不会重复生成相同的噪声和干扰，而是，如加性低电平噪声源那样出现。预先确定导频加扰方案，解扰器824可以执行发射机中使用的导频加扰方案的互补操作。
解扰后的导频采样代表初始信道频率响应估计。然而，基于有待于使用信道估计进行处理的数据子带的模式，通过进一步处理初始信道频率响应估计，可以改进信道频率响应估计。
从解扰器824将初始信道频率响应估计提供给逆FFT(IFFT)模块830。IFFT模块830可以具有小于初始FFT模块806维数(dimension)的维数，这是因为导频子带只是OFDM系统中全部子带数的一个子集。在上述例子中，有512个导频子带。因此，IFFT模块830可以执行512点IFFT。减小IFFT模块830的维数可以大大减小IFFT模块830执行的操作数，以及生成最终信道频率响应估计所需的后续操作数。
IFFT模块830对初始信道频率响应估计进行操作，以生成信道脉冲响应。IFFT模块830的每个输出代表一个不同的时间抽头。因此信道脉冲响应由跨越整个延迟扩展的多个时间抽头表征，该整个延迟扩展是基于用于捕获接收OFDM符号的初始采样的采样间隔持续时间确定的。
如前所述，与从IFFT模块830输出的采样相比，信道脉冲响应可以由较少的采样精确地表征。IFFT模块830的输出连接到截取模块840，截取模块840至少部分地基于有待于使用信道估计进行处理的数据子带的模式，将信道脉冲响应截取到预定延迟扩展。
截取模块840通过将大于预定延迟扩展的抽头设置为零或某个实质上可忽略的值，截取信道脉冲响应。截取模块840可以接收指示预定延迟扩展的控制信号，之后对抽头进行截取或置零。例如，控制信号可以是信道脉冲响应向量的维数，对应于信道脉冲响应的抽头数。
在图8所示的实施例中，可以将多个预定延迟扩展值存储在截取存储器844中。每个延迟扩展值可以对应于数据子带可以操作的一个或多个模式。当接收机800不肯定模式时，或不能确定模式时，还可以使用一个或多个默认值。
第一复用器842可以连接到截取存储器844，并可以根据模式控制模块890提供的控制信号选择一个存储的延迟扩展值，并将其提供到截取模块840。模式控制模块890基于有待于使用信道估计进行处理的数据子带的模式，控制第一复用器从多个存储的值中选择一个延迟扩展值。
截取模块840的输出连接到阈值模块850，阈值模块850基于有待于使用信道估计进行处理的数据子带的模式，对信道脉冲响应抽头进行阈值处理。截取模块840可以接收模式相关阈值，并且将那些不超过根据模式相关阈值所确定的比较阈值的抽头设置为零或某个其他实质上可忽略的值。
在一个实施例中，阈值模块850通过将所有抽头值的平方求和并除以抽头数，确定信道脉冲响应的平均能量值。抽头数可以是信道脉冲响应中的抽头总数，或者可以是截取后的信道响应中的抽头数。根据定义，超过截取长度的抽头对于信道估计没有贡献。阈值模块850通过接收一个上述式(16)中表示为α的分数值并且确定该分数值和平均能量值的积，确定比较阈值。阈值模块将每个抽头能量值与比较阈值进行比较，将那些能量值低于比较阈值的抽头置零或变为可忽略。
阈值模块850可以从第二复用器852接收阈值，第二复用器852从阈值存储器854中存储的多个阈值中选择一个。阈值存储器854可以存储多个阈值，每个阈值对应于一个或多个不同的模式。一个或多个阈值可以表示默认阈值。模式控制模块890至少部分地基于有待于使用信道估计进行处理的数据子带的模式，控制第二复用器852选择阈值。
阈值模块850的输出连接到时间滤波器860，时间滤波器860缓存多个处理过的信道脉冲响应估计，并基于该多个处理过的信道脉冲响应估计对当前的信道脉冲响应估计进行滤波。该多个处理过的信道脉冲响应估计可以包括来自过去OFDM符号的处理过的信道脉冲响应估计以及来自当前处理符号之后出现的OFDM符号的处理过的信道脉冲响应估计。因此，时间滤波器860可以对信道脉冲响应进行因果滤波或非因果滤波。
时间滤波器860的输出连接到相位旋转器870，相位旋转器870可以选转脉冲响应抽头的相位，使得所得到的最终的信道频率响应估计对应于待处理的数据子带。在具有周期性导频和数据子带的OFDM系统中，其中子带间的子带间距是固定的，可以将信道脉冲响应抽头旋转一个已知值，使得所得到的信道响应与数据子带一致。
相位旋转器870的输出连接到FFT模块880，FFT模块880将信道脉冲响应变换成最终的信道频率响应估计。FFT模块880具有等于导频子带数的维数。因此，在上述例子中，FFT模块880可以执行512点FFT。FFT模块880的输出代表部分地基于模式确定的最终信道频率响应估计。将最终信道频率响应提供给解调器810，用于解调数据子带。
接收机800还可以同时处理多个子带组，每个子带组可以在多个模式的任意一个中操作。在这样的实施例中，接收机800可以对同一初始信道脉冲响应执行基于并发模式的处理，以同时生成多个最终信道频率响应估计。
接收机800中执行基于模式的信道处理的部分895可以复制多次，以使接收机800同时生成多个最终信道频率响应估计。基于模式的信道处理部分895的数目可以等于可分配给数据通信的可能子带组的总数。因此，对于具有Q个子带组的OFDM系统，其中一个子带组分配给导频信号，接收机可以具有多达Q-1个信道处理部分895，以同时生成多达Q-1个信道频率响应估计。
接收机800的实施例包括特定的模块配置。然而，许多模块可以用相似模块或功能等价物代替。另外，可以修改模块的次序和位置。
变换描述为通过FFT或IFFT模块执行。然而，不一定需要FFT实现，可以利用FFT、离散傅里叶变换(DFT)、Hadamard变换等、或用于将时间采样变换成频率表示的一些其他手段，来执行变换。同样，可以通过离散傅里叶逆变换、Hadamard逆变换等、或用于将频域表示变换成时域表示的一些其他手段，来执行IFFT。这样，IFFT模块830可以是用于生成信道脉冲响应的任何装置。同样，FFT模块880可以是用于生成最终信道频率响应估计的任何装置。
同样，可以通过滤波器、采样器、抽取模块等、或用于提取导频采样的一些其他装置，执行导频提取模块820。可以通过用于执行发射机中实现的加扰处理的互补处理的元件或装置的组合，执行解扰器824。这样，解扰器824可以实现为用于解扰导频信号的任何合适装置。
还可以使用各种不同的模块实现截取模块840。例如，截取模块840可以包括抽取模块、采样器、存储器、缓冲器、FIFO等、或用于截取信道脉冲响应抽头的任何其他装置。
可以使用各种不同的模块实现阈值模块850。例如，阈值模块850可以包括比较器、减法器、带进位的累加器、DAC等、或用于对信道脉冲响应抽头进行阈值处理的一些其他装置。
时间滤波器860可以是FIR、IIR、Kalmann滤波器、模拟滤波器、因果滤波器、非因果滤波器等、或用于对信道脉冲响应进行滤波的一些其他装置。相位旋转器870可以包括复数乘法器、CORDIC等、或用于旋转采样的一些装置。
另外，各种模式相关处理的位置和次序可以修改，一个或多个模式相关处理模块可以省略。例如，虽然一些模块示出为在时域工作，但是也可以实现在频域。另外，可以改变一些模块的次序。例如，可以重排序截取和阈值模块840和850。一些接收机800的实施例不能执行图8中所示的所有处理。例如，截取和阈值模块840或850可以省略。时间滤波器860可以省略。接收机800可以不执行多个并发的模式相关信道估计，但是可以限制于生成单个信道估计，或者可以串行地生成多个信道估计。
图9是优化信道估计的过程900(或称为方法)的简化流程图。例如，可以通过图8的接收机或图7所示系统的接入点或终端的接收部分来实现过程900。
过程900在框902开始，其中接收机对接收OFDM符号进行采样。接收机前进到框910，将OFDM符号的采样转换成多个频域子带。接收机可以对采样执行FFT操作，生成频域响应。如前所述，该OFDM符号可以包括全部子带数内的一个子带组中的多个导频子带。
接收机前进到框920，提取导频子带。在一个实施例中，接收机通过确定哪些子带被分配给导频信道并将对应于那些子带的FFT值存储在存储器中，可以提取导频子带。例如，在具有Q个不同子带组的OFDM系统中，其中一个子带组被分配给该导频，接收机可以从每Q个FFT输出值中提取对应于导频子带的一个值，并将该值存储在RAM中，用于进一步的处理。
接收机前进到框930，解扰每个导频子带。在发射机中可以根据预定算法对导频子带进行加扰，接收机可以通过执行加扰算法的互补操作对导频子带进行解扰。
解扰后的频域采样表示初始信道频域估计。接收机前进到框940，对初始信道频域估计执行IFFF操作，以生成信道脉冲响应。
接收机可以对初始信道频域估计或信道脉冲响应进行基于模式的处理，然而时域处理的实现更简单。接收机可以使用同一信道脉冲响应来生成多个模式相关的最终信道频率响应估计，其中接收机同时支持同一OFDM符号中的多个模式。
接收机前进到框950，执行信道脉冲响应的模式相关截取。接收机将信道脉冲响应截取成比导频子带数定义的长度更短的长度。接收机可以对于每种模式将对应于延迟扩展的脉冲响应长度存储在存储器中，并可以取回与分配或发送的模式对应的脉冲响应长度。至少两个模式可以具有不同的脉冲响应长度，使得脉冲响应长度根据模式变化。
接收机通过将长于脉冲响应长度的那些抽头置零，截取脉冲响应。即，从信道脉冲响应中截去具有最长延迟的那些抽头。
接收机前进到框960，对截取后的信道脉冲响应执行模式相关阈值处理。接收机可以在存储器中存储一个或多个阈值，其中每个阈值对应于一个或多个模式。接收机取回相关联的阈值，并且至少部分地基于该阈值确定或生成比较阈值。
接收机将截取后的信道脉冲响应中的每个抽头值与比较阈值进行比较。如果抽头值或通过抽头值生成的值等于或大于比较阈值，接收机不修改该抽头值。如果抽头值或通过抽头值生成的值小于比较阈值，接收机将该抽头值设置为零或某个可忽略值。如果一个值对信道脉冲响应或相应的信道频率响应估计基本上没有贡献，那么这个值是可忽略值。
在一个实施例中，模式相关阈值是一个相对值。例如，接收机可以确定截取后的信道脉冲响应的平均能量值。模式相关阈值可以是一个分数。接收机可以用模式相关阈值对平均能量值进行缩放，以生成比较阈值。接收机将具有的抽头能量值小于比较阈值的抽头置零。
然后接收机前进到框970，对已经进行过截取和阈值处理的信道脉冲响应执行时间滤波。时间滤波器可以使用跨越多个符号的信道脉冲响应值。
时间滤波之后，接收机已经生成了模式相关信道脉冲响应。接收机可以生成与数据子带对应的子带的最终信道频率响应估计。接收机前进到框980，对抽头值进行相位旋转。因为信道脉冲响应是从导频子带的采样生成的，所以接收机对抽头值进行旋转。OFDM符号中的导频子带与数据子带不同，但是通常偏移已知的固定频率，诸如固定子带数。这样，通过对信道脉冲响应抽头值进行相位旋转，接收机可以生成与数据子带一致的信道频率响应估计。接收机前进到框990，通过对经过截取、阈值处理、时间滤波、和相位旋转后的信道脉冲响应进行FFT，生成最终信道频率响应估计。
可以通过各种方式实现这里描述的信道估计技术。例如，这些技术可以实现在硬件、软件或软硬件组合中。对于硬件实现，用于信道估计的处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计用于执行这里描述功能的其它电子单元、或它们的组合。
对于软件实现，信道估计技术可以实现为用于执行这里所述功能的模块(例如，过程、函数等)。软件代码可以存储在存储器单元(例如，图7的存储器单元732和772)中，并由处理器(例如，处理器730和770)执行。存储器单元可以实现在处理器内部或外部，实现在处理器外部时，存储器单元可以经由各种本领域已知技术通信连接到处理器。
在方法或过程中的各个步骤或动作可以按所示的次序执行，或按其它次序执行。另外，可以省略一个或多个过程或方法步骤，或者可以将一个或多个过程或方法步骤加到方法或过程中。额外的步骤、块、或动作可以添加在方法和过程的现有要素的开始、末尾或中间。
耦合或连接不需要是直接的连接。各种模块可以通过直接连接、直接耦合、或通过间接耦合相互连接，在间接耦合中，可能使用一个或多个中间元件来连接各个模块。
文中的小标题用于参考以及帮助定位到特定小节。这些小标题不是为了限制其下所描述概念的范围，这些概念可以在整个说明书中应用于其它小节。
提供了公开实施例的上面描述是为了使本领域技术人员能够制造和使用本发明。对于本领域技术人员来说，对这些实施例进行各种修改是显而易见的，这里定义的一般原理可以应用于其它实施例，而不脱离本发明的实质和范围。因此，本发明不限制于文中描述的实施例，而是要得到与文中公开的原理和新颖特征一致的最宽范围。
权利要求
1.一种在多址无线通信系统中估计无线信道的至少一个频率响应的方法，包括
基于第二组非均匀间隔子带的信道增益估计，获得第一组P个均匀间隔子带的初始频率响应估计，其中P是大于1的整数并且是2的幂，其中，所述第一组包含至少一个不包含在所述第二组中的子带；
基于所述初始频率响应估计，导出所述无线信道的时域信道脉冲响应估计；以及
基于所述信道脉冲响应估计，导出所述无线信道的每个符号内每种模式的最终频率响应估计。
2.如权利要求1所述的方法，其中，所述模式包括调制类型。
3.如权利要求1所述的方法，其中，所述模式包括码率。
4.如权利要求1所述的方法，其中，所述模式包括调制层。
5.如权利要求2所述的方法，其中，对于分层调制方案，所述最终频率响应估计包括基本频率响应估计和增强频率响应估计。
6.一种在正交频分复用(OFDM)系统中的信道估计方法，包括
确定具有多个抽头的信道脉冲响应，该信道脉冲响应部分地基于来自所接收OFDM符号的多个导频信号；
基于所述OFDM符号中的数据模式，处理所述信道脉冲响应中的所述多个抽头，以生成多个已处理的抽头；以及
基于所述多个已处理的抽头生成信道频率响应估计。
7.如权利要求6所述的方法，还包括
对所接收的OFDM符号进行采样；
根据所述采样生成频域表示；以及
从所述频域表示中提取所述多个导频信号。
8.如权利要求6所述的方法，其中，处理所述信道脉冲响应中的所述多个抽头包括
使用根据所述OFDM符号中的数据模式的阈值，处理所述多个抽头。
9.如权利要求8所述的方法，其中，处理所述多个抽头包括
基于所述阈值生成比较阈值；
将根据所述多个抽头中的每一个生成的值与所述比较阈值进行比较；以及
将根据该抽头生成的值小于所述比较阈值的那些抽头设置为可忽略值。
10.如权利要求6所述的方法，其中，处理所述信道脉冲响应中的所述多个抽头包括
使用根据所述OFDM符号中的数据模式确定的截取长度，处理所述多个抽头。
11.如权利要求6所述的方法，其中，处理所述信道脉冲响应中的所述多个抽头包括
根据所述数据模式将所述信道脉冲响应截取到一个长度，以生成截取的信道脉冲响应；以及
基于所述数据模式，对所述截取的信道脉冲响应进行阈值处理。
12.如权利要求6所述的方法，还包括
对所述多个已处理的抽头进行滤波，其中，基于滤波后的多个已处理的抽头生成所述信道频率响应估计。
13.如权利要求6所述的方法，其中，所述数据模式包括编码类型、码率、调制类型或其组合中的至少一种。
14.如权利要求6所述的方法，其中，生成所述信道频率响应估计包括
对所述多个已处理的抽头进行相位旋转，以生成多个相位旋转后的抽头；以及
将所述多个相位旋转后的抽头变换为在多个数据子带频率上的最终信道频率响应估计。
15.一种在正交频分复用(OFDM)系统中进行信道估计的装置，包括
变换模块，用于基于OFDM符号生成信道脉冲响应，该信道脉冲响应包括多个抽头；
连接到所述变换模块的模式相关处理部分，用于基于所接收数据子带的模式处理所述多个抽头，以生成已处理的信道脉冲响应；以及
连接到所述模式相关处理部分的频率变换模块，用于将所述已处理的信道脉冲响应变换成最终的信道频率响应估计。
16.如权利要求15所述的装置，其中，所述模式相关处理部分包括
截取模块，用于将所述信道脉冲响应截取为依赖于所述模式的长度。
17.如权利要求16所述的装置，其中，所述截取模块通过将与大于预定的模式相关信道延迟扩展的延迟对应的多个抽头设置为零，截取所述信道脉冲响应。
18.如权利要求15所述的装置，其中，所述模式相关处理部分包括
截取模块，用于基于与所述模式相关联的阈值，对所述信道脉冲响应的所述多个抽头进行阈值处理。
19.如权利要求18所述的装置，其中，所述截取模块确定所述多个抽头的平均信道能量，并且进一步将能量值小于所述平均信道能量的分数比例的那些抽头设置为可忽略值，所述分数比例由模式相关阈值确定。
20.一种在正交频分复用(OFDM)系统中进行信道估计的装置，包括
用于确定具有多个抽头的信道脉冲响应的模块，所述信道脉冲响应部分地基于来自所接收OFDM符号的多个导频信号；
用于基于所述OFDM符号中的数据模式，处理所述信道脉冲响应中的所述多个抽头，以生成多个已处理的抽头的模块；以及
用于基于所述多个已处理的抽头生成信道频率响应估计的模块。
21.如权利要求20所述的装置，其中，用于处理所述多个抽头的模块包括
用于将所述多个抽头截取为根据所述数据模式的预定长度的模块。
22.如权利要求20所述的装置，其中，用于处理所述多个抽头的模块包括
用于至少部分地基于依赖于所述数据模式的阈值，对所述多个抽头进行阈值处理的模块。
23.如权利要求20所述的装置，还包括
用于对所述多个已处理的抽头进行相位旋转，以生成多个相位旋转后的抽头的模块；以及
其中，所述用于生成所述信道频率响应估计的模块包括对所述多个相位旋转后的抽头进行频率变换的模块。
24.用计算机程序进行编码的计算机可读介质，控制处理器执行以下步骤，包括
确定具有多个抽头的信道脉冲响应，该信道脉冲响应部分地基于来自所接收OFDM符号的多个导频信号；
基于所述OFDM符号中的数据模式，处理所述信道脉冲响应中的所述多个抽头，以生成多个已处理的抽头；以及
基于所述多个已处理的抽头生成信道频率响应估计。
25.如权利要求24所述的计算机可读介质，还控制处理器执行以下步骤，包括
对所接收的OFDM符号进行采样；
根据所述采样生成频域表示；以及
从所述频域表示中提取所述多个导频信号。
26.一种正交频分复用(OFDM)接收机，包括
模数转换器(ADC)，用于对所接收的OFDM符号进行采样，并生成多个采样；
变换模块，用于将所述多个采样变换到多个子带；
导频提取模块，用于从所述多个子带中提取多个导频子带；
模式相关处理部分，用于基于所接收数据子带的模式处理所述多个子带，以生成已处理的信道脉冲响应；
连接到所述模式相关处理部分的频率变换模块，用于将所述已处理的信道脉冲响应变换成最终信道频率响应估计；以及
解调器，用于基于所述最终信道频率响应估计，解调所接收的数据子带。
全文摘要
频谱整形无线通信系统中的信道估计，其中，(1)基于用于承载导频的第二组非均匀间隔子带以及(2)使用外插和/或内插，获得第一组P个均匀间隔子带的初始频率响应估计。通过对初始频率响应估计进行IFFT，获得信道脉冲响应估计。可以将信道脉冲响应中的抽头数截取为预定的抽头数和/或进行阈值处理。可以基于操作模式确定预定阈值。通过用零填充已处理的信道脉冲响应并且对其进行FFT变换，得到每个OFDM符号内每种模式的最终频率响应估计。
文档编号H04L25/02GK101171815SQ200680014836
公开日2008年4月30日 申请日期2006年3月1日 优先权日2005年3月1日
发明者K·穆克维利, K·S·库西诺, T·郑 申请人:高通股份有限公司