专利名称：回波消除器的制作方法
技术领域：
本发明涉及回波消除器。
背景技术：
在回波消除器中，作为改良成减小通信信道中的回波消除时的计算
量的回波消除器，例如有日本特开2003 — 134005号公报(专利文献l) 所公开的回波消除器。
在该回波消除器中，使用抽选器(decimator)和子带滤波器(sub band filter)对来自通信信道的输入信号进行子带化。然后，使用回波位置决 定器和峰值检测器来识别子带内的回波位置，并将该信号用于回波消除 器的控制。
由此，能够以非常小的计算量控制回波消除器。 然而，在上述的现有技术中具有下述的问题。
1. 在现有技术中，难以防止通话重叠(doubletalk)中的性能劣化。 在现有技术中，通话重叠的判定是使用子带自适应滤波器的系数紊乱来 检测的。 一般，子带自适应滤波器以比全带回波消除器慢的采样频率来 动作。即，在检测之前需要的时间慢。因此，导致子带自适应滤波器的 系数紊乱。这样，在子带自适应滤波器的系数紊乱的状态下，全带回波 消除器的自适应滤波器的系数当然也处于已完全被破坏的状态。在该时 刻即使从子带动作的通话重叠检测器收取通话重叠检测信号，也不能防 止通话重叠中的性能劣化。
2. 关于由子带自适应滤波器决定了峰值后的具体的抽头配置未作 任何描述，因而难以具体化。在单纯分配的情况下，可能导致漏掉真正 成为回波的重要产生源的部分而进行分配。
3. 在现有技术中，可以说釆样速率低的回波消除器与除了全带回波
消除器以外还装备有一 台的回波消除器相同，导致装置规模增大。
4.现有技术对全部临时收敛大容量信道未作考虑。这一点实际上是 不利的。现有技术将有限的DSP处理量、存储量等计算资源在初始收敛 阶段限定并比较丰富且动态地分配给目前使用中的信道，并将该信道中 用完的资源向其他信道的回波消除器开放。然而，实际上，在考虑到大 容量通信的公共性质的情况下，其作为选择方案是不现实的。例如，近 年来，在开始普及的VoIP通信中，在有大事件等情况下，常常发生以下 事例等，S卩根据网络收容能力的设计，由于通话而使大容量VOIP的信 道容量达到极限点。S卩，在进行骨干通信的装置中，如果不是如下的技 术，即，在收容信道设计极限内，即使例如全部信道一起动作时也没有 问题地进行动作，则实际上就经不起实用。对回波消除器来说，从这一 点来看，跨越信道间的动态资源分配反倒是不期望的。即，用于分配给 每1信道的回波消除器的资源预先大体上对各信道是固定的，而且应大 体上作为信道内的动态且有效的分配来动作。换句话说，关于全带回波
消除器的抽头数，大体需要将固定资源(抽头数等)分配给各信道，在 全带回波消除器开始收敛动作前，适当分配抽头配置(处理量、存储器) 等有限的DSP资源，并在完成后进行动作。
艮P，与现有技术不同，必须是能在使所有信道具有回波消除器的同 时、使其装置规模和运算规模最小化的技术。
发明内容
本发明正是为了解决上述课题而完成的，本发明可实现有效地分配
并利用有限的DSP资源的回波消除器，并且即使遇到通话重叠也能有效
地去除回波。
为此，在本发明的回波消除器中，具有自适应滤波器和加法器，并 由上述加法器将由上述自适应滤波器所生成的伪回波与回波相加来抵消
该回波，该回波消除器具有对声音信号进行下降采样的子带滤波器和
采样转换器；切换开关，其适当切换到上述下降釆样侧和用作全带回波 消除器的全带回波消除侧；以及抽头配置控制器，其使用由上述自适应
滤波器利用由上述子带滤波器和采样转换器下降采样后的下降采样信号 而更新的系数来使抽头配置最优化，并把该最优化后的抽头配置输出到上 述自适应滤波器；接受由该抽头配置控制器最优化后的抽头配置向上述自 适应滤波器的输出，把上述切换开关切换到上述全带回波消除侧，根据上 述最优化后的抽头配置来将上述自适应滤波器用于全带回波消除处理。
能够使1个自适应滤波器以低速率进行动作来用于使抽头配置最优 化的处理，并能够使用该最优化后的抽头配置来将自适应滤波器直接用 作全带回波消除器，能够将装置规模和运算规模抑制得小。
能够将运算规模抑制得小，能够以较少的DSP资源有效地执行回波 消除。结果，能够提供回波小且音质优良的通话装置。
而且，不会漏掉真正成为回波的重要产生源的部分而进行分配，能 够自动且可靠地进行回波消除。
并且，由于没有各信道间的动态分配，不产生DSP资源的竞争，因 而即使所有信道进行动作也能够使回波消除器稳定动作。
图1是示出本发明的第1实施方式的具有回波消除器的通信终端装 置的框图。
图2是示出抽头配置控制器的框图。
图3 (a)是示出8kHz采样时的回波路径的曲线图，图3 (b)是示
出以低速率估计并成长的自适应滤波器系数的曲线图。
图4是示出图3 (a)的回波路径在什么样的情况下产生的概念图。 图5 (a)是示出被输入到绝对值计算器19一2的系数H2 (k)的状
态的曲线图，图5 (b)是示出被输入到绝对值计算器19一2的系数H2 (k)的绝对值的曲线图，图5 (c)是示出使图5 (b)的系数H2 (k)
的绝对值平滑化后的波形的曲线图。
图6是用方形的点表示图5 (c)的波形的2个峰值的曲线图。
图7是示出本发明的第2实施方式的具有回波消除器的通信终端装
置的框图。 图8是示出抽头配置控制器的框图。
图9 (a)是示出8kHz采样时的回波路径的曲线图，图9 (b)是示 出以低速率估计并成长的自适应滤波器系数的曲线图。
图10 (a)是横轴用采样表示图9 (b)的自适应滤波器系数的曲线 图，图10 (b)是示出被输入到绝对值计算器的系数H2 (k)的绝对值的 曲线图。
图11 (a)是示出由最大峰值检测器21检测出最大值部分的状态的 曲线图，图11 (b)是示出第2次分配作为自适应滤波器系数被分配的状 态的曲线图。
图12是示出本发明的第3实施方式的具有回波消除器的通信终端装 置的框图。
图13是示出抽头配置控制器的框图。
图14 (a)是示出8kHz釆样时的回波路径的曲线图，图14 (b)是 示出被输入到绝对值计算器的系数H2 (k)的绝对值的曲线图。
图15是用方形示出低速率采样时的自适应滤波器的抽头位置所在 的曲线图。
图16 (a)是用方形示出新包含在THTAP3 (1)以上的范围内的抽 头位置所在的曲线图，图16 (b)是用方形示出新包含在THTAP3 (2) 以上的范围内的抽头位置所在的曲线图。
图17是示出本发明的第4实施方式的抽头配置控制器的框图。 图18是示出抽头系数的变化量difLPN (t)与时间的关系的图。 图19是示出本发明的第5实施方式的抽头配置控制器的框图。 图20是示出本发明的第6实施方式的抽头配置控制器的框图。 符号说明
1:接收输入端子Rin; 2:接收输出端子Rout; 3:数字模拟转换器; 4:回波路径；5:接收侧电话机；6:模拟数字转换器；7:发送输入端 子Sin; 8、 14:子带滤波器；9、 15:采样转换器；10、 12、 16:切换开 关；11:加法器；13:发送输出端子Sout; 17:自适应滤波器；18:回 波消除器；19:抽头配置控制器；19一1:计数器；19一2:绝对值计算
器；19—3:逆行平滑器(reverse-time smoother); 19—4:峰值定时检测
器；19一5:抽头分配器；19一6:动作速度切换器；20:抽头配置控制 器；21:最大峰值检测器；22:抽头分配器；30:抽头配置控制器；31: 回波减少量控制器；32:抽头分配器；40:抽头配置控制器；41:全带 回波消除器收敛检测器；50:抽头配置控制器；51:全带回波消除器收 敛检测器；60:抽头配置控制器；61:全带回波消除器收敛检测器。
具体实施例方式
本发明正是鉴于上述问题而完成的，本发明的目的是实现一种通过 适当且自动配置回波消除器的抽头来有效地分配并利用有限的存储器和 运算处理量等DSP资源的回波消除器，并提供一种即使遇到已知阻碍回 波消除器动作的通话重叠等状态，也能有效地去除回波的回波消除器。
以下，对本发明的实施方式进行说明。 [第1实施方式]
以下，对本发明的第1实施方式进行说明。
图1是示出本发明的第1实施方式的具有回波消除器的通信终端装 置的框图，图2是示出抽头配置控制器的框图，图3 (a)是示出8kHz 采样时的回波路径的曲线图，图3 (b)是示出以低速率估计并成长的自 适应滤波器系数的曲线图，图4是示出图3 (a)的回波路径在什么样的 情况下产生的概念图，图5 (a)是示出被输入到绝对值计算器19一2的 系数H2 (k)的情况的曲线图，图5 (b)是示出被输入到绝对值计算器 19一2的系数H2 (k)的绝对值的曲线图，图5 (c)是示出使图5 (b) 的系数H2 (k)的绝对值平滑化后的波形的曲线图，图6是用方形的点 表示图5 (c)的波形的2个峰值的曲线图。
图1示出本实施方式的具有回波消除器的通信终端装置。本实施方 式的具有回波消除器的通信终端装置使用1个自适应滤波器，在下降釆 样(down sampling)状态下检测回波产生位置，并在全带时实施回波消 除。以下对该具有回波消除器的通信终端装置的结构进行说明。图1中 的1是接收输入端子Rin(以下简称为"Rin")， 2是接收输出端子Rout(以
下简称为"Rout")。以下按顺序，3是数字模拟转换器(以下简称为"D/
A")， 4是回波路径，5是接收侧电话机，6是模拟数字转换器(以下为A /D)， 7是发送输入端子Sin (以下简称为"Sin")， 8、 14是子带滤波器， 9、 15是釆样转换器，10、 12、 16是切换开关，ll是加法器，13是发送 输出端子Sout(以下简称为"Sout")， 17是自适应滤波器，18是回波消除 器，19是抽头配置控制器。
子带滤波器8、 14和采样转换器9、 15是用于对声音信号进行下降 釆样的装置。该子带滤波器8、 14和采样转换器9、 15与从Rin 1和Sin 7 被输入到回波消除器18的自适应滤波器17和加法器11的路径并列设置， 从而构成2个系统。即，与从Rin 1向自适应滤波器17直接输入声音信 号的路径并列设置有子带滤波器14和采样转换器15，它们由切换开关 16适当切换。并且，与从Sin 7向加法器11直接输入回波信号的路径并 列设置有子带滤波器8和采样转换器9，它们由切换开关IO适当切换。
该子带滤波器8、 14和采样转换器9、 15、自适应滤波器17和加法 器ll、以及抽头配置控制器19构成下降采样处理单元，该下降采样处理 单元对声音信号进行下降采样，使用该下降采样后的声音信号来更新系 数，使抽头配置最优化。
回波消除器18是用于以全带进行回波消除的装置。回波消除器18 主要由自适应滤波器17和加法器11构成，并由切换开关12适当切换到 Sout 13。
自适应滤波器17作为回波消除器18的构成部件具有以全带进行回 波消除的功能，并还具有根据下降采样后的声音信号和回波信号检测回 波产生位置的功能。后面对该自适应滤波器17的具体功能进行描述。
抽头配置控制器19是用于检测系数曲线的峰值来分配全带回波消 除时的自适应滤波器17的抽头系数，并进行釆样频率和各切换开关10、 12、 16的切换的装置。抽头配置控制器19主要由计数器19一1、绝对值 计算器19一2、逆行平滑器19一3、峰值定时检测器19一4、抽头分配器 19一5以及动作速度切换器19一6构成。后面对这些各部的功能进行描述。
下面，对上述结构的具有回波消除器的通信终端装置中的回波消除
动作进行说明。
首先使用图1对回波产生的状态进行说明。在建立了呼叫的时刻的 初始状态下，各切换开关与端子a连接。在图l中以左侧为主叫侧、以 右侧为被叫侧进行说明。
首先建立未作图示的主叫侧和被叫侧(装入有图1的回波消除器18 的侧)之间的呼叫。主叫侧声音信号是已由未作图示的模拟数字转换器
进行了数字化后的声音信号。被输入到Rin 1的信号被输入到切换开关 16、子带滤波器14以及Rout2。从Rout2被输出到D/A3的信号中的 一部分被输入到被叫侧电话机5， 一部分由回波路径4 (未作图示的2线 4线转换器)反射而成为模拟回波信号y。该模拟回波信号y由A / D 6 转换成数字信号y8 (k)，被输入到SouU3，作为回波信号被输出到主叫 侧说话者。
下面，使用图l对在本实施方式中实施回波消除的动作进行说明。 来自Sin 7的回波信号被输入到切换开关10和子带滤波器8。来自 Rin 1的声音信号被输入到切换开关16和子带滤波器14。在本实施方式 中，采样频率是8kHz。这里，假定被输入到Rinl的声音信号是x8 (k)。 k表示序号。在子带滤波器14、 8中，通过与釆样转换器15、 9的合作动 作来执行后述的下降采样。在初始状态下，各切换开关IO、 12、 16被闭 合到a侧，经由Sout 13向远端说话者输出信号。 首先对下降采样的动作进行说明。
在本实施方式中，子带滤波器14是低通滤波器。低通滤波器的高通 分量截止频率是lkHz。另外，根据采样定理，公知的事实是，只要以信 号的频率分量的2倍的采样频率对信号进行采样，就能完全描述波形。 当以8kHz设计的lkHz截止滤波器(低通滤波器)的输出每隔4个进行 了采样时，采样频率正好是2kHz，因而能不含有误差地表现波形。此时， 采样转换器15的输出为2kHz采样，进行使采样速度下降的转换。另一 个子带滤波器8和采样转换器9的动作也相同。另外，在本实施方式中， 用截止频率lkHz的低通滤波器对各子带滤波器作了说明，然而截止频率 不限于此，可根据诸条件适当设定。并且，各子带滤波器14、 8的频率
特性也可以是取出低频分量的带限滤波器，而不限于低通滤波器。
采样转换器15的输出被输入到自适应滤波器17，采样转换器9的 输出经由切换开关10被输入到加法器11。而且，自适应滤波器17的输
出被输入到加法器ll。这里，假定采样转换器15的输出是x2 (k)。艮卩， x2 (k)即使是相同的第k个，当与x8 (k)相比较时，也是以4倍的时 间间隔形成的采样列。釆样转换器15的输出x2 (k)被输入到自适应滤 波器17。另一方面，采样转换器9的输出y2 (k)经由切换开关10被输 入到加法器11。 y2 (k)和y8 (k)的关系也与上述x2 (k)和x8 (k) 的关系相同。在加法器11中，与自适应滤波器17的输出y'2 (k)相加 来计算下述式(1)的残差信号e2 (k)。
e2(k)-y2(k)—y，2(k) (1)
自适应滤波器17是公知的FIR型数字滤波器，根据式(1)生成伪 回波，滤波器系数h2 (i， k)根据公知的"NLMS"算法自适应使用式(2) 进行更新。这里，h2 (i， k)是指在第k采样时刻的第i个滤波器系数。
y'2(k) = S跳k) x x2(k - i) (2)
另外，M是自适应滤波器17的抽头数。在本实施方式中采用256 抽头，然而不限于此，也可以是其他数值。
h2(i，k +1) - b2(i，k)屮aX2(k二i)xe2(k)(3)
在式(3)中，ot是调整自适应滤波器17的收敛速度的常数，使用0 <01<2的常数。oc越大自适应滤波器17的收敛就越快，越容易对背景噪 音等干扰做出反应。另一方面，cc越小自适应滤波器17的收敛就越慢， 越不会受到背景噪音等的影响。在本实施方式中，作为一例使用oc^0.7。 另外，oc不限于该值，可根据诸条件适当设定。
当使用上述式(1) 式(3)执行滤波器系数更新时，自适应滤波 器17的系数随着更新而渐渐成长并逐渐收敛。然后，在本实施方式中， 收敛状态的判定使用更新次数来进行。即，为了判定自适应滤波器17的 系数成长程度，抽头配置控制器19使用后述的计数器19_1对自适应滤
波器17的系数被更新的次数进行计数，并根据计数器19一1是否达到规 定值来判定是否达到收敛状态。在本实施方式中，把执行式(1) 式(3)
400次后的计数值视为自适应滤波器17的收敛结束。之后，使用后述的方 法切换自适应滤波器17的动作，幵始用于用作全带回波消除器18的动作。
另外，关于自适应滤波器17的收敛状态的监视，不限于计数器19 一l，只要能监视并判断自适应滤波器17的收敛结束，就可以是任何方 法，也可以把自适应滤波器17的系数值的变化自身用作线索。
以下使用图2 图4对抽头配置控制器19的动作进行说明。
自适应滤波器17把滤波器的M个系数值输出到抽头配置控制器19。
即，把式(4)输出到抽头配置控制器19。
H2(k)-h2G，L) (4)
L=400 (预定的计数) i=0， 1， 2，…，M—1
在自适应滤波器17中，使用由子带滤波器14、 8和采样转换器15、 9进行了下降采样后的信号来估计回波路径。当对自适应滤波器17的动 作间隔加以考虑时，时间轴的刻度比本来的全带回波消除器18的采样频 率慢，从而能相应地应对长时间的时间响应。即，当是相同抽头数时， 能应对采样慢的回波路径4的响应长度长。在如本实施方式那样是256 抽头的滤波器的情况下，在全带回波消除器18的采样频率8kHz时，应 对长度只能涵盖256 / 8000二32ms，而在采样频率2kHz时，具有达4倍 的128ms的应对长度。在本实施方式中，如后所述，以下降采样后的长 的时间长度检测回波产生的主要产生位置，之后，仅在检测出的回波产 生位置配置能更新的系数，切换采样频率，把自适应滤波器17用作全带 回波消除器18。即，按后面所述对以低速率动作的自适应滤波器17的系 数进行分析，结果，在所发现的产生回波的主要产生位置进行抽头分配， 分配DSP的计算资源，从而能以所需最小限度的处理量实现全带回波消 除器18。由式(4)表示的抽头系数作为以低速率的2kHz采样估计本来 应以8kHz估计的回波路径后的系数而成长。
图3 (a)示出回波路径(8kHz采样)，图3 (b)示出以低速率估计
并成长的自适应滤波器系数。横轴是时间(ms)。图4是示出图3 (a)的 回波路径在什么样的情况下产生的概念图。使用图4进行说明，主叫侧 的信号由接近主叫侧的第l混合器(hybrid) 30H反射，另一方面，经由 第2混合器31H而通过4线网络。此时，受到网络延迟的影响。然后， 描绘出以下状态，即由位于被叫侧的第3混合器32H再次反射而产生 回波，并受到延迟而作为回波返回。此时，回波路径4的响应如图3 (a)、
(b)和图4所示的例子那样，在El点(图例中是1.6ms点)和E2点(是 7.6ms点)附近具有分量，而其他大体可以认为是单纯延迟。然而，在全 带回波消除器18中，把自适应滤波器17的自适应滤波器系数分配给不 产生回波分量的这种延迟部分来执行系数更新，这本来不太有意义。相 反，却会无意义地浪费DSP的消耗功率、被分配给系数的存储器、用于 更新系数的运算处理等资源。因此，要求本实施方式那样的回波产生位 置的估计以及回波消除器18的抽头系数的有效分配。
再次使用图3进行说明，由于图3 (b)的自适应滤波器17的系数 是2kHz采样，因而作为釆样，仅以4次8kHz采样中有l次的比例存在 数据。在图3 (b)中只是有数据的点由方形表示，其间由实线连接。并 且，如上所述，以低速率计算的自适应滤波器17可监视比8kHz采样长 的时间，然而为了容易理解图，在图3 (a)、 (b)中，双方以相同时间中
断来描绘。
接着使用图2和图5、图6进行说明。当由计数器19一1结束规定 计数、并检测出自适应滤波器17暂时收敛时，计数器19一1把计数结束 信号输出到绝对值计算器19_2。
以低速率估计后的系数集H2 (k)从自适应滤波器17被输入到绝对 值计算器19一2。图5 (a)示出被输入到绝对值计算器19一2的H2 (k) 的状态。
然而，在图5中为了使说明简单，横轴不表示时间而表示低速率自 适应滤波器17的抽头顺序，纵轴表示系数值的振幅。为便于以后说明， 系数描绘到100抽头，以便容易理解。时间和抽头顺序的关系是，每当 向右移动1抽头数据时，时间推移1 / 2000秒二0.5ms，时间经过为从左
向右推移的波形数据。波形的右侧是时间上最新的回波路径4的响应。 绝对值计算器19一2当从计数器19一1被输入了计数结束信号时，如式
(5) 那样计算系数的绝对值abs—h2 (i， L)。 abs上2(i，L)=abs (h2(i,L)) (5)
(i二0，…，M—1)
图5 (b)示出absji2 (i， L)的状态。该abs_h2 (i， L)被输入到 逆行平滑器19一3。
在逆行平滑器19一3中，使absji2 (i， L)向过去方向逆行来如式
(6) 那样实施平滑处理，求出lpo—h2 (i， L)。其中，i从M—2向0进 行计算。即，顺次向所保存的过去采样，使所存储的abs一h2 (i， L)平 滑化。
lpoJi2(i，L) = S X abs上2(i，L)+(1.0 — S ) X lpo_h2(i+l,L) (6)
(i二M—2， M—3，…，0) 其中，最终点lpo—h2 (M—l， L)是
lpo—h2(M—1 ,L) = 5 2 X abs上2(i，L) (7)
另外，5是表示平滑程度的常数，是0<5^1的常数。当5小时，所 估计的系数内包含的细微振动即噪音的影响减小，从而表示系数的大致 变化。反之当S大时，噪音影响也增大，从而表示系数的细微变化。
在本发明中，假定S二0.2。并且，S2是在式(6)中的端点处理中使 用的常数，是0<52^1的常数。在本实施方式中假定52 = 1.0。另外，52 的具体值不限于此，可以由设计者根据对处于最后序号的抽头的自适应 滤波器17的系数进行何种程度加权来适当设定。
在逆行平滑器19一3中，使i从M—2向0进行计算，即，使波形顺 次向过去采样进行平滑化，这具有特别意义。其利用了以下物理特性， 即每1个混合器的回波路径4的特性随着时间经过最初较大并渐渐衰 减。式(6)、 (7)的平滑化具有"延迟追随"abs—h2 (i， L)的实际振幅变 化的特性，当根据式(6)、 (7)使波形顺次向过去采样平滑化时，波形 的lpo一h2 (i， L)的波形的峰值一定在行进方向延迟出现。即，当在过
去方向进行计算时，在时间轴上检测为比实际的abs一h2 (i， L)的峰值 稍快的时刻。在后述的抽头分配器19一5中利用该特性。图5 (c)示出 lpo—h2 (i， L)的状态。逆行平滑器19一3把lpo—h2 (i， L)输出到峰值 定时检测器19—4。
在峰值定时检测器19一4中，本次从i二l开始向i=M—2按下述说 明那样检测系数曲线的峰值。
峰值的检测使用lpo—h2 (i — l， L)、 lpo—h2 (i， L)、 lpo_h2 (i + l， L)，检测满足下述条件l时的hsf2」p2—lpo [i]作为峰值。 <formula>formula see original document page 17</formula>条件l (dif—befor^O.0)且(dif_after<0.0) (10)
峰值定时检测器19一4当检测出峰值时，将峰值作为按峰值振幅大 的顺序而预先决定的个数的候补(在实施方式中是2个)输出到抽头分 配器19—5。
另外，在本实施方式中，为了防备很少发生的hsf2Jpo
端点为 最大的特殊情况，事先假定hsf2—lpo
=0.0，然而当然不限于此。并 且，通常不会有hsf2—lpo [M—l]为最大的情况，因而hsf2—lpo的端点 处理可以不作特别考虑。
在本实施方式中，检测到2个峰值，然而个数不限于此。根据式(10) 检测出的2个峰值的状态由图6的方形点表示。图6还示出lpo—h2 (i， L)的特性线。
在图6中，从检测开始点(原点)检测出2点P1、 P2。峰值定时检 测器19一4把检测出的峰值定时输出到抽头分配器19_5。在抽头分配器 19一5中，如下所述，在l信道的限制个数内(例如，256抽头)分配全 带回波消除器18的自适应滤波器17的抽头系数。在本实施方式中，针 对检测出的峰值定时，如下所述分配能分配的自适应滤波器系数。如上 所述，自适应滤波器17的抽头数，即能更新的抽头数是预先固定的。在 本实施方式中，每1信道自适应滤波器17的抽头数是固定256抽头，而 当2kHz釆样时，该固定256抽头涵盖作为时长的128ms的长度。当8kHz
采样时，128ms相当于1024抽头的长度。然而，如以上说明那样，其大
部分可以视为正向延迟，成为回波产生源的只不过是其一部分。抽头分
配器19一5选择性分配例如1024采样的滤波器系数中的自适应滤波器17 的滤波器系数，剩余取代滤波器系数而分配正向延迟。抽头分配器19 —5 把从峰值定时检测器19一4所输入的峰值定时P1、 P2用作自适应滤波器 17的系数抽头开始点。当这样设定了开始点时，如在上述的逆行平滑器 19一3的动作中所述， 一定包含时间上在P1、 P2之后存在的真正的回波 路径4的最大峰值位置。
艮口，在本实施方式中，将256抽头的各一半即N二256 /2二128抽头 的系数的分配开始点设定为P1、 P2，剩余分配正向延迟。另外，这里将 Pl、 P2自身用作分配基点，然而也可以进一步向时间的过去方向适当设 置余量。这样，即使以8kHz使自适应滤波器17动作，执行系数更新的 也仍是256抽头。图6中，Pl=3， P2二15。它们表示"2kHz釆样时的采 样位置"。并且在实施方式中，采样位置从O开始。g口，当在8kHz采样 时考虑到时间轴时，在其4倍的采样数时定时一致。因此，在8kHz采样 时动作的全带回波消除器18的自适应滤波器17的第系数Pl'抽头(第 12抽头，时间是1.5ms的时刻)被分配给P1，第60抽头(时间是7.5ms 的时刻)被分配给P2'，作为自适应滤波器17的系数分配开始点，由抽 头分配器19一5进行下述分配。其中，Pl，、 P2，都是Pn，二Pnx (全带回 波消除器18的采样频率/低速率的采样频率)(n=l， 2)。
第l组分配给12 139采样位置
第2组分配给60 187采样位置 (釆样相当于8kHz)
基本上只要将256抽头的各一半分配给根据各峰值计算出的位置即 可，然而在本实施方式的回波路径4中，由于60 139采样位置的自适 应滤波器17在第1组和第2组中重复，因而在这种情况下，抽头系数进 一步减小即可，分配174抽头，剩余为正向延迟。
当自适应滤波器17的抽头系数分配结束时，抽头分配器19一5把采 样速度切换信号sf_chg输出到动作速度切换器19一6，并把所分配的抽
头系数tap一adf输出到自适应滤波器17。在本实施方式中，tap—adf(被分 配有60 139)被输出到自适应滤波器17。
动作速度切换器19—6把采样频率切换到8kHz，并把各切换开关10、 12、 16切换到端子b侧。由此，自适应滤波器17以釆样周期8kHz作为 全带回波消除器18按下述进行动作。
e8(k)-y8(k)—y，8(k) (1)，
自适应滤波器17是公知的FIR型数字滤波器。 根据式(1)'减去伪回波，滤波器系数根据公知的"NLMS"算法自适 应地使用式(2)，进行更新。这里，h8 (i， k)是指在第k采样时刻的第
水
滤波器系数。
187
y'8(k) = Z h8(i，k) x x8(k - i)
(2)，
h8(i，k + l)-卿，lc) + cx錄ji)xe800
!>8(i)
U12
(3)，
另外，i=12 187。
在抽头分配可完全分离成P1部分和P2部分的情况下，(2)'和(3)， 成为式(4) ，、 (5—a) ，、 (5—b)，。
<formula>formula see original document page 19</formula>i)
另外，i=Pl Pl + 127。
S测<formula>formula see original document page 19</formula>
另外，i=P2 P2 + 127。
这样，全带回波消除器18由自适应滤波器17和加法器11构成，因
而在8kHz采样时仅回波产生部分由自适应滤波器17涵盖，剩余由正向 延迟系数涵盖，结果，能有效地使用加法器ll消除回波，并经由切换开
关12将去除了回波后的信号输出到Sout 13。
如上所述根据第1实施方式，具有如下的效果。
对声音信号进行下降采样，由自适应滤波器17使用下降釆样信号来 更新抽头系数，由抽头配置控制器19使抽头配置最优化来把抽头系数分 配给自适应滤波器17，因而可使1个自适应滤波器17以低速率动作来用 于使抽头配置最优化的处理，并可使用该最优化后的抽头配置来将自适 应滤波器17直接用作全带回波消除器18，可将装置规模和运算规模抑制 得小。
没有各信道间的动态分配，在系数分配结束后，由动作速度切换器 19一6将采样频率切换到本来的采样频率，通过切换开关IO、 16的切换 来绕过下降采样处理，由抽头分配器19一5把(逐次更新的)系数仅针 对所需部分分配给自适应滤波器17，其他分配不需要计算的单纯延迟， 因而可将运算规模抑制得小，能以少的DSP资源有效地执行回波消除。 结果，可提供回波小且音质优良的通话装置。而且，能在仍以目前的DSP 资源确保所要求的回波消除功能的状态下，将DSP资源分配给其他功能。
而且，在逆行平滑器19一3中，使自适应滤波器17的系数的绝对值 向时间的过去方向逆行来进行平滑化，因而能可靠地指定真正的回波路 径4的峰值。即，能根据由峰值定时检测器19一4检测出的峰值定时， 通过抽头分配器19一5使真正的回波路径4的峰值可靠进入全带回波消 除器18的自适应滤波器17涵盖的范围内。结果，不会漏掉真正成为回 波的重要产生源的部分来分配，能自动且可靠地进行回波的去除。
并且，由于没有各信道间的动态分配，不产生DSP资源的竞争，因 而即使所有信道进行动作，也能使回波消除器18稳定动作。
另外，在上述抽头配置控制器19的抽头位置估计中，为了减轻回波 感，可以在加法器11和自适应滤波器17的Sout 13侧、即加法器11和 自适应滤波器17与切换开关12之间设置衰减器。
并且，为了完全消除抽头位置估计中的回波感，可以在抽头位置估 计中使切换开关12处于打开状态(与切换开关12的a端子和b端子都 不接触的状态)。
以下，对本发明的第2实施方式进行说明。
图7是示出本发明的第2实施方式的具有回波消除器的通信终端装 置的框图，图8是示出抽头配置控制器的框图，图9 (a)是示出8kHz 采样时的回波路径的曲线图，图9 (b)是示出以低速率估计并成长的自 适应滤波器系数的曲线图，图10 (a)是横轴用采样表示图9 (b)的自 适应滤波器系数的曲线图，图10 (b)是示出被输入到绝对值计算器的系 数H2 (k)的绝对值的曲线图，图11 (a)是示出由最大峰值检测器21 检测出最大值部分的状态的曲线图，图11 (b)是示出第2次分配作为自 适应滤波器系数被分配的状态的曲线图。
图7和图8示出第2实施方式的具有回波消除器的通信终端装置。 第2实施方式与第1实施方式的不同点是，抽头配置控制器19变为抽头 配置控制器20。并且，在抽头配置控制器20中，第2实施方式与第1实 施方式的不同点是，没有逆行平滑器19一3;以及峰值定时检测器19一4 变为最大峰值检测器21而抽头分配器19一5的功能随之稍微改变。由于 除此以外的部分与第1实施方式相同，因而这里省略其说明，仅对抽头 配置控制器20的动作进行说明。
在第1实施方式中，回波路径的峰值在某时间上的定时位置决定全 带回波消除器18的抽头配置，而在第2实施方式中，将全带回波消除器 18的抽头有重点地分配给产生使通话质量受到影响的大的回波的部分， 有效地去除回波。
以下，根据附图对第2实施方式进行具体说明。
产生回波的状态已使用上述图4作了说明。 一般，由于图4所示的 回波路径的延迟而使2个混合器30H、 32H大多看起来是分离的。然而 实际上，通常是传送路径上的信号不仅受到延迟，而且受到传送路径的 衰减。因此，在典型的网络中，由最接近被叫侧的混合器32H产生并回 到主叫侧的回波与由接近主叫侧的混合器30H产生并回到主叫侧的回波
相比较，延迟增大，振幅减小。图9 (a)示出该状态。横轴是时间(ms)， 纵轴是振幅。己知第2峰值在13ms附近。在该回波路径波形时，以低速 率动作的自适应滤波器17的系数如图9 (b)所示。这里，仿照第1实施 方式，再次对自适应滤波器17的抽头分配进行说明。为了说明，图10 (a)是横轴用采样表示图9 (b)的自适应滤波器17的系数的图。在图 10 (a)中橫轴表示到50采样。此时，绝对值计算器19一2的输出
<formula>formula see original document page 22</formula>
(i二0，…，M—1) 如图10 (b)所示。最大峰值检测器21如下所述，求出从abs—h2 (i， L)的最大点按大的顺序到第BLIOK—LIMIT个的abs—h2 (i， L)并输出 到抽头分配器22。
<formula>formula see original document page 22</formula>
艮P，对于第n大的abs一h (i， L)，将位置是第i个abs—h (i， L)的 信息输出到抽头分配器22。
BLIOK一LIMIT是根据间取率决定的常数，当把预定的全带回波消除 器18的自适应滤波器17的抽头数设定为M，把采样频率设定为LargF， 把低速率时的自适应滤波器17的采样频率设定为SmalF时，BLIOK— LIMIT根据式(11)来计算。
<formula>formula see original document page 22</formula>
在本实施方式中，M=256抽头时全带回波消除器18的采样频率是 8kHz，低速率时的自适应滤波器17的采样频率是2kHz，因而得到 BLIOK—LIMIT=256/ {(8000/4000)} = 64
最大峰值检测器21进行abs一h2 (i， L)值的大小判定，求出最大点 和顺次64个max (n， i)即max (1， i) max (64， i)，并输出到抽头 分配器22。
抽头分配器22在8kHz的采样频率时间轴上，把 W2二LargF/SmalF个(在实施方式中是4个) (12) 全带回波消除器18的自适应滤波器17的抽头数顺次分配给该1个
max (x， i)。
以下使用图10和图11对该状态进行说明。当绝对值计算器19一2 的输出abs一h2 (i， L)如图10 (b)所示时，最大峰值检测器21检测abs一h2
(i， L)的最大值部分，并如图11 (a)所示作为max (1， i)来输出。 抽头分配器22例如判明为第i个最大，因而计算成与max (1， 0第i 个相当的全带回波消除器18的抽头W2一LF (1， i)。
W2丄F(l，i)-h8(W2Xl，k) (i-l，…，BLIOK丄IMIT) (13)
在式(13)中，最大峰值位置是使用低速率的自适应滤波器的第i 个系数来检测的。因此，表示自适应滤波器h8 (W2xi， k)被分配给全 带回波消除器18的第W2xi个的情况。在图ll (a)中，最大为max(l， 3)，由于i是3，因而根据式(13)，全带回波消除器18的自适应滤波器 17把
W2_LF(1,3)=4X3=12
即第12抽头作为开始点，h8 (12， k) h8 (15， k)作为自适应滤 波器17的系数被分配。图ll (a)示出该状态。
然后，由于抽头分配器22是根据第2大的abs_h2 (i， L) =max (2， x)(在实施方式中，x二4)来检测的，因而作为第2次分配，h8(16， k) h8 (19， k)作为自适应滤波器17的系数被新分配。在该阶段，h8 (12， k) h8 (19， k)作为自适应滤波器17被分配。图11 (b)示出该状态。 这样，顺次将自适应滤波器17的抽头系数分配给max (i， x) (i=l，…， BLIOK—L画T)。
在本实施方式中，在64个max (64， x)分配结束的时刻，可作为 自适应滤波器17使用的256个抽头系数全部作为全带回波消除器18的 抽头系数结束分配。然后，未被分配自适应抽头系数的抽头系数全部为 正向延迟。
并且，在使分配具有余量等而在完全结束64个max (64， x)的分 配之前用完了 256个分配用抽头的情况下，此时结束抽头系数分配，使 剩余的抽头为正向延迟。
当自适应滤波器17的抽头系数分配结束时，抽头分配器22把采样速度切换信号sf一chg输出到动作速度切换器19_6，并把分配抽头位置
tap—adf一22输出到自适应滤波器17。
全带回波消除器18与第1实施方式一样，仅使被分配有抽头的部分 作为自适应滤波器17来动作，并使剩余作为延迟来动作。
另外，在本实施方式中，以自适应滤波器17的抽头被大致分割成二 个组来分配的例子作了说明，然而不限于此。在本实施方式中，只要分 配容许，就可以对组数进行细分。
并且，在本实施方式中，把根据式(11)求出的数用作抽头分配的 个数单位，然而不限于此，还可以把多余的余量加到根据式(11)求出 的数中，以便不会产生系数分配的间隙。
如以上说明的那样，在第2实施方式中，以比第1实施方式更细的 精度向大幅产生回波的部分选择性地顺次分配自适应滤波器17的抽头， 因而与第i实施方式相比，可向使通话受到的回波劣化的重要度大的部 分自动分配回波消除器的自适应滤波器17的抽头。结果，与第l实施方 式相比，可高精度地去除回波，实现无回波感的优良的通话音质。 [第3实施方式]
以下，对本发明的第3实施方式进行说明。
图12是示出本发明的第3实施方式的具有回波消除器的通信终端装 置的框图，图13是示出抽头配置控制器的框图，图14 (a)是示出8kHz 采样时的回波路径的曲线图，图14 (b)是示出被输入到绝对值计算器的 系数H2 (k)的绝对值的曲线图，图15是用方形示出低速率采样时的自 适应滤波器的抽头位置所在的曲线图，图16 (a)是用方形示出新包含在 THTAP3 (1)以上的范围内的抽头位置所在的曲线图，图16 (b)是用 方形示出新包含在THTAP3(2)以上的范围内的抽头位置所在的曲线图。
第3实施方式与第2实施方式的不同点是，如图12、图13所示， 抽头配置控制器20变为抽头配置控制器30。而且，在抽头配置控制器 30中，回波减少量控制器31和抽头分配器32改变。由于除此以外的部 分与第2实施方式相同，因而这里省略其说明，仅对抽头配置控制器30 的动作进行说明。
第3实施方式鉴于以下事实，即回波路径中的回波产生源的延迟 大的部分使通话质量受到的劣化大。
特别是在最近，电话线路的传送线路大多进行了数字化，往往是传 送线路上的损失小。另一方面，由于传送延迟纯粹依赖于距离，因而有
时回波路径如图14 (a)所示。图14 (a)与图9 (a)所示的回波路径波 形相比可知，延迟大的侧的响应大，不太衰减，具有与最初侧的响应没 太有什么不同的大小。 一般，作为公知的事实知道，延迟大的回波使通 话质量受到的损害也大。第3发明正是有鉴于此而完成的。
在图14 (a)所示的回波路径时，根据上述动作，绝对值计算器19 一2的输出如图14 (b)所示。回波减少量控制器31最初求出以低速率 收敛的自适应滤波器的系数的最大值。该最大值的求法与第2实施方式 相同。即，绝对值计算器19一2求出 absJi2(i，L)=abs (h2(i,L)) (5)
(i=0，…，M—l)
回波减少量控制器31根据从abs—h2 (i， L)的最大点到顺次预定的 第BLIOK—LIMIT个的abs—h2 (i， L)求出 max(n,i) {N=l,…，BLIOK_LIMIT}
然后，回波减少量控制器31计算最大的max(n， i)，即max(l， i)， 并输出到抽头分配器32。抽头分配器32与第2实施方式一样把W3个抽 头分配给与max (1， i)相当的全带回波消除器18的自适应滤波器。该 方法与第2实施方式一样，按式(14)那样计算全带回波消除器18的抽 头分配。
W3_LF(l，i)=h8(W3Xi,k) (i=l,…，BL亂固T) (14)
这里，W3二LargF/SmalF个(在实施方式中是4个) (15) LargF:全带回波消除器18的采样频率 SmalF:低速率自适应滤波器的采样频率
使用图15对该状态进行说明。在图15中用方形示出低速率采样时 的自适应滤波器的抽头位置所在。并且，在图15的下方，在横轴上描绘 2kHz采样时和8kHz采样时的两种采样数，示出时间上的采样的相互关系。 回波减少量控制器31按式(16)那样计算第1次抽头分配阈值
THTAP3 (1)。
THTAP3(l)=max(l，i)Xdown3 (16)
down3是使延迟大的抽头优先的系数，是0.0^down3^1.0的常数。 当减小down3时，使延迟更大侧的抽头优先，当增大down3时，使 绝对值振幅比延迟优先。
在本发明中假定down3二0.5，然而不限于此。抽头分配器32与第2 实施方式一样，根据低速率的采样速率与全带回波消除器的采样速率之 比，按照新包含在THTAP3 (1)以上的范围内的max (x， i)中的延迟 最大的顺序计算与8kHz相当的抽头位置，分配全带回波消除器18的自 适应滤波器的抽头。在图16 (a)中对该状态进行说明，max (2， i)和 max (3， i)新进入下降到THTAP3 (1)的抽头分配阈值内，抽头分配 器32首先把全带回波消除器18的抽头分配给与延迟大的max (3， i)相 当的位置，然后把全带回波消除器18的抽头分配给与max (2， i)相当 的位置。当分配结束后，为了分配下一抽头，回波减少量控制器31进一 步使THTAP3 (2)按
THTAP3(2) -max(l'i) X down3 X down3
那样下降，如图16 (b)所示顺次分配抽头。
抽头分配器32如上所述顺次分配全带回波消除器18的抽头。以下 同样，回波减少量控制器31根据
THTAP3(nHmax(l，i)X(down3)n (17)
使基准下降阈值THTAP3下降，把新包含的max (x， i) (x不定) 输出到抽头分配器32，抽头分配器32按照延迟最大的顺序分配全带回波 消除器18的自适应滤波器的抽头。当在分配途中用完了能分配的全带回 波消除器18的抽头时，此时结束分配，剩余分配单纯延迟。
在抽头分配结束后，抽头分配器与上述实施方式一样，把抽头系数 tap一adf一33输出到全带回波消除器18。
如上所述，在第3实施方式中，设置回波减少量控制器31，从由绝 对值计算器19一2输出的最大的低速率自适应滤波器的系数的绝对值，
使基准下降阈值THTAP3顺次下降down3，抽头分配器32根据回波减少 量控制器31的输出，将全带回波消除器18的抽头优先分配给延迟大的 低速率滤波器的部分，因而除了第2实施方式的效果以外，还不仅针对 成为回波原因的回波路径的响应振幅的大小，而且针对延迟大的回波产 生源有效地分配全带回波消除器18的抽头，从而能够有效地去除回波。 即使在延迟大、或者在延迟大的回波产生源侧产生的回波大的情况 下，与第2实施方式相比，也能够适当地去除回波，提供无回波的舒适 的通话质量。
以下，对本发明的第4实施方式进行说明。
图17是示出本发明的第4实施方式的抽头配置控制器的框图，图 18是示出抽头系数的变化量diff一PN (t)与时间的关系的曲线图。
第4实施方式与第1实施方式的不同点是，抽头配置控制器19变为 抽头配置控制器40。而且，在抽头配置控制器40中不同点是，新设置了 全带回波消除器收敛检测器41。由于除此以外的部分与第1实施方式相 同，因而这里省略其说明，仅对抽头配置控制器40的动作进行说明。
在决定全带回波消除器18的抽头配置、并且自适应滤波器17作为 全带回波消除器18开始动作之前，全带回波消除器收敛检测器41不执 行功能。
一旦自适应滤波器17作为全带回波消除器18开始动作时，全带回 波消除器收敛检测器41按下述开始动作。
从抽头分配器19一5向全带回波消除器收敛检测器41输入在第1实 施方式中求出的全带回波消除器18的抽头系数，并且从峰值定时检测器 19一5输入在第1实施方式中求出的峰值位置P1、 P2。关于峰值位置的 决定，由于与在第l实施方式中说明的相同，因而这里省略说明。
当被输入来自动作速度切换器19一6的动作速度切换信号sf—chg 时，全带回波消除器收敛检测器41按预定的时间间隔，计算未作图示 的全带回波消除器18的抽头系数中的根据峰值位置Pl、P2计算出的Pn' 位置的抽头系数(在8kHz采样时进行动作)的变化量diff一PN (t)。这
里，Pn'是<formula>formula see original document page 28</formula>得到
<formula>formula see original document page 28</formula>
另外，在本实施方式中计算了平方和，然而也可以计算绝对值的和。
Diff—PN (t)是表示全带回波消除器18的抽头系数变化的变量。因 为Pn'是全带回波消除器18的抽头系数中生成最大伪回波的抽头的要素。 在全带回波消除器18的抽头系数的初始值是0时，Pn'的初始值是0。
并且，当然在全带回波消除器18不从初始状态开始工作的情况下， 或者在由于某种原因停止了系数更新的情况下，仍以0进行推移。
因此，diff—PN (t)具有以下特性，S卩伴随全带回波消除器18的 实质的自适应滤波器17的抽头系数的成长，最初从O开始，不久当开始 系数成长时值增大，当系数成长完时再次回到O。图18示出该状态。
因此，预先决定系数控制阈值diff一PN一OV。如后所述，diffJPN—OV 是用于进行未作图示的全带回波消除器18的滤波器系数更新的停止控制 的阈值。于是，将y8 (k)的短时间平均值设定为Y8AW (k)时，得到<formula>formula see original document page 28</formula> (19)
另外，在本实施方式中，y8 (k)的短时间平均值计算5ms的平均， 得到34 = 0.01，然而不限于此，可根据诸条件适当设定。 一旦
<formula>formula see original document page 28</formula>(20)
成立，则全带回波消除器收敛检测器41把未作图示的收敛检测备用 计数器FEC—ADP一STOP设定为1 。
然后，当全带回波消除器18的实质的自适应滤波器17的抽头系数 的成长进行并去除回波时，diff一PN(t)再次下降，因而检测下述式(21)、 (22)的双方成立的点A。假如在图18的点A检测出 <formula>formula see original document page 28</formula> (22)
时，把停止全带回波消除器18的自适应滤波器17的系数更新的信
号FLG—FEC—ADP—STOP输出到全带回波消除器18，全带回波消除器18 停止系数更新。
如上所述，在本实施方式中，除了第1实施方式以外，还从峰值定 时检测器19一5将回波路径的影响最大的抽头位置输入到全带回波消除 器收敛检测器41，计算由抽头分配器19一5所分配的全带回波消除器18 的抽头中影响大的抽头值的每隔一定期间的变化程度，在除了收敛初始 期间以外的期间中变化程度减小时，视为回波消除器的收敛已结束，从 而停止全带回波消除器18的自适应滤波器17的抽头，因而能够防止全 带回波消除器18的系数紊乱。而且，在回波消除器收敛后，即使产生通 话重叠状态，全带回波消除器18的系数也完全不会紊乱，因而能够实现 双向通话性优良的回波消除器。 [第5实施方式]
以下，对本发明的第5实施方式进行说明。
图19是示出本发明的第5实施方式的抽头配置控制器的框图。
第5实施方式与第2实施方式的不同点是，抽头配置控制器20变为 抽头配置控制器50。而且，在抽头配置控制器50中不同点是，新设置了 全带回波消除器收敛检测器51。由于除此以外的部分与第2实施方式相 同，因而这里省略其说明，仅对抽头配置控制器50的全带回波消除器收 敛检测器51的动作进行说明。
全带回波消除器收敛检测器51从最大峰值检测器21输入根据式 (13)计算出在低速率时与max (1， i)的第i个相当的全带回波消除器 18的抽头W2—LF (1， i)后的值
W2_LF(l，i)=h8(W2Xi,k) (i=l，…，BUOK一函T) (13)
h8 (t， k)与在第1实施方式中说明的一样，表示以8kHz动作的全 带回波消除器18的第k个抽头。从抽头分配器22输入全带回波消除器 18的已决定分配的未作图示的抽头系数。
另一方面，从动作速度切换器19一6输入动作速度切换信号sf一chg。 在没有从动作速度切换器19一6输入动作速度切换信号sf—chg以前，全
带回波消除器收敛检测器51不执行功能。当从动作速度切换器19一6输 入动作速度切换信号Sf—Chg时，全带回波消除器收敛检测器51视为自适
应滤波器17作为全带回波消除器18开始动作，并按下述进行动作。 最初，根据式(23)计算diff一W2一LF (t)。
<formula>formula see original document page 30</formula> (2 3 )
n:从最大到第几个用于收敛检测的个数(在实施方式中是1 10) i:在第2实施方式中第n个最大值位于低速率的第几个采样的值
t:时刻
T:预定的时间间隔(在本实施方式中是5ms)
从式(23)可以明白，diff一W2一LF(t)的含义与第4实施方式的diff—PN (t)相同，表示系数成长的状态。然而，不同在于，在第4实施方式的 diff—PN (t)中，使用了大值的2个滤波器系数，而在第5实施方式中， 可监视从最大系数按大的顺序到第IO个的系数。并且，diff—W2一LF (t) 也随着全带回波消除器18的收敛进行，描绘与在第4实施方式中说明的 图18的特性相同的曲线。在第5实施方式的情况下，可以将图18的纵 轴改为diff—W2—LF (t)。因此，在本实施方式中，可使用与第4实施方式 相同的方法来判定全带回波消除器18的收敛程度，并进行系数更新控制。
预先决定系数控制阈值diff—W2—LF—OV，当把y8 (k)的短时间平 均值设定为Y8AV (k)时，diff—W2—LFJ3V为<formula>formula see original document page 30</formula> (24)
另外，在本实施方式中，y8 (k)的短时间平均值计算5ms的平均， 得到55 = 0.01，然而不限于此，可根据诸条件适当设定。 一旦
<formula>formula see original document page 30</formula> (25)
成立，则全带回波消除器收敛检测器51把未作图示的收敛检测备用 计数器FEC一ADP一STOP设定为1 。
然后，当全带回波消除器18的实质的自适应滤波器17的抽头系数 成长进行并去除回波时，diff一W2JJF(t)再次下降，因而检测下述式(26)、(27)的双方成立的点。然后当检测出
<formula>formula see original document page 31</formula>(27)
时，把停止全带回波消除器18的自适应滤波器17的系数更新的信 号FLG—FEC—ADP—STOP输出到全带回波消除器18。由此，全带回波消 除器18停止系数更新。
如以上说明的那样，在本实施方式中，除了第2实施方式以外，还 从最大峰值检测器51按照回波路径的影响大的顺序将抽头位置输入到全 带回波消除器收敛检测器51，计算由抽头分配器22所分配的全带回波消 除器18的抽头中影响大的抽头值的每隔一定期间的变化程度，在除了收 敛初始期间以外的期间中变化程度减小时，视为回波消除器的收敛已结 束，从而停止全带回波消除器18的自适应滤波器17的抽头，因而能够
防止全带回波消除器18的系数紊乱。而且，在回波消除器收敛后，即使 产生通话重叠状态，全带回波消除器18的系数也完全不会紊乱，因而能 够实现双向通话性优良的回波消除器。 [第6实施方式]
以下，对本发明的第6实施方式进行说明。 图20是示出本发明的第6实施方式的抽头配置控制器的框图。 第6实施方式与第3实施方式的不同点是，在抽头配置控制器60内 新设置了全带回波消除器收敛检测器61。由于除此以外的部分与第3实 施方式相同，因而这里省略其说明，仅对全带回波消除器收敛检测器61 的动作进行说明。
在从动作速度切换器19一6输入切换信号sf_chg之前，全带回波消 除器收敛检测器61不执行功能。 一旦被输入切换信号sf—chg时，全带回 波消除器收敛检测器61视为自适应滤波器17作为全带回波消除器18的 滤波器进行动作，并按下述进行动作。
由第3实施方式中的抽头分配器32计算出的式(17)的基准范围内 包含的max (x， i) (x不定)从抽头分配器32被输出到全带回波消除器 收敛检测器61。
THTAP3(n) -max(l'i) X (down3)n (17)
然后，关于所包含的各自的max (x， i)，按式(28)那样计算各自 相当的全带回波消除器18的抽头W6—LF (x， i)。 W6_LF(x'i)=h8(W6Xi，k) (28)
艮P，在以8kHz动作的全带回波消除器18中，作为与max(x， i)(振 幅第X大的低速率抽头)相当的序号，被分配给第W6xi个抽头的系数 h8 (W6xi， k)。
这里，W6是全带回波消除器18的采样频率与以低速率使自适应滤 波器17动作时的采样频率之比。在本实施方式中，与第2实施方式的 W2相同，然而不限于此。可以对W6赋予适当的余量。
然后，全带回波消除器收敛检测器61根据式(29)计算diff—W6_LF(t)。
diff一W6一LF (t) = ;￡ (W6一LF(m t) - W6一LF(n, t - T)}2 ( 2 9)
n:从最大到第几次下降所包含的max (x， i)用于收敛检测(在本 实施方式中是1 3) t:时刻
T:预定的时间间隔(在实施方式中是5ms)
从式(29)可以明白，diff—W6—LF(t)的含义与第4实施方式的diff—PN (t)相同。然而，不同在于，在第4实施方式的diff—PN (t)中，使用 了 2个滤波器系数，而在第6实施方式中，当进行了到第n次的阈值下 降时，能够以所包含的全部max (x， i)为线索，监视与其相当的8kHz 采样的全带回波消除器18的系数。
在第6实施方式中，diff一W6—LF (t)也随着全带回波消除器18的 收敛而描绘与在第4实施方式中说明的图18的特性相同的曲线。可以把 图18的纵轴改为diff—W6一LF (t)。因此，在本实施方式中，与在第4实 施方式中说明的一样，也可使用全带回波消除器18的自适应滤波器17 的收敛程度判定和系数更新控制的方法。
首先，预先决定系数控制阈值diff—W6—LF_OV。当把y8 (k)的短 时间平均值设定为Y8AV (k)时，diff—W6—LF—OV为 diff_W6iF_OV= 5 6 X Y8AV(k) (30)
另外，在本实施方式中，y8 (k)的短时间平均值计算5ms的平均， 得到56 = 0.01，然而不限于此，可根据诸条件适当设定。 一旦
difLW6丄F(t)〉diftW6丄FJ3V (31)
成立，则全带回波消除器收敛检测器61把未作图示的收敛检测备用 计数器FEC一ADP一STOP设定为1 。
然后，当全带回波消除器18的实质的自适应滤波器17的抽头系数 成长进行并去除回波时，diff—W6—LF (t)再次下降，因而检测式(26)、 (27)的双方成立的点。然后当检测出 d近一W6丄F(t) < diff—W6丄F一OV (32) FEC_ADP_STOP=l (33)
时，把停止全带回波消除器18的自适应滤波器17的系数更新的信 号FLG—FEC—ADP—STOP输出到未作图示的全带回波消除器18，全带回 波消除器18停止系数更新。
如以上说明的那样，在第6实施方式中，除了第3实施方式以外， 还在全带回波消除器收敛检测器61中，以第n次阈值下降所包含的低速 率的自适应滤波器17的抽头顺序为线索，从抽头分配器32中抽出在第n 次阈值下降时全带回波消除器18的抽头分配基准以及延迟时间长且振幅 也大的成为回波原因的抽头，计算影响大的抽头值的每隔一定期间的变 化程度，在除了收敛初始期间以外的期间中变化程度减小时，视为回波 消除器的收敛已结束，从而停止全带回波消除器18的自适应滤波器17 的抽头，因而与第5实施方式相比，即使是延迟时间长的回波路径也能 更精密地检测收敛状态，能够停止自适应滤波器17的系数更新。而且， 在回波消除器收敛后即使产生通话重叠状态，全带回波消除器18的系数 也不会紊乱，因而即使产生通话重叠，声音也不会劣化，能够实现双向 通话性优良的回波消除器。
权利要求
1.一种回波消除器，其具有自适应滤波器和加法器，并由上述加法器将由上述自适应滤波器所生成的伪回波与回波相加来抵消该回波，上述回波消除器的特征在于，该回波消除器具有下降采样处理单元，该下降采样处理单元使用下降采样后的声音信号更新系数来使抽头配置最优化；上述自适应滤波器根据由上述下降采样处理单元最优化后的抽头配置来生成上述伪回波。
2. —种回波消除器，其具有自适应滤波器和加法器，并由上述加法 器将由上述自适应滤波器所生成的伪回波与回波相加来抵消该回波，上 述回波消除器的特征在于，该回波消除器具有对声音信号进行下降采样的子带滤波器和采样转换器；切换开关，其适当切换到上述下降采样侧和用作全带回波消除器的 全带回波消除侧；以及抽头配置控制器，其使用由上述自适应滤波器利用由上述子带滤波 器和釆样转换器下降采样后的下降采样信号而更新的系数来使抽头配置 最优化，并把该最优化后的抽头配置输出到上述自适应滤波器，接受由该抽头配置控制器最优化后的抽头配置向上述自适应滤波器 的输出，把上述切换开关切换到上述全带回波消除侧，根据上述最优化 后的抽头配置来将上述自适应滤波器用于全带回波消除处理。
3. 根据权利要求2所述的回波消除器，其特征在于， 上述抽头配置控制器具有.-收敛判断单元，其判定上述自适应滤波器的低速率的收敛结束；绝对值计算单元，其在由该收敛判断单元判定为收敛结束后计算低 速率的自适应滤波器系数的绝对值；逆行平滑单元，其使由该绝对值计算单元计算出的上述自适应滤波 器系数的绝对值平滑化；峰值检测单元，其检测由该逆行平滑单元平滑化后的滤波器系数的 绝对值的峰值定时；抽头分配单元，其把由该峰值检测单元所检测的峰值定时的位置用 作全带回波消除时的上述自适应滤波器的抽头分配位置判定基准，向各峰值分配抽头系数来使抽头配置最优化；以及动作速度切换单元，其接受由该抽头分配单元最优化后的抽头配置 向上述自适应滤波器的输出，把上述自适应滤波器的采样频率切换到全 带回波消除侧，并把上述切换开关切换到上述全带回波消除侧。
4. 根据权利要求3所述的回波消除器，其特征在于，上述收敛判断 单元具有计数器，在上述自适应滤波器中对以下降采样周期执行了系数 更新的次数进行计数，在该计数值达到了预定次数的情况下，判定为低 速率的收敛结束。
5. 根据权利要求3所述的回波消除器，其特征在于，上述逆行平滑 单元将自适应滤波器系数的绝对值向时间的过去方向逆行来进行平滑 化。
6. 根据权利要求3所述的回波消除器，其特征在于，上述抽头分配 单元把上述峰值定时的位置用作上述全带回波消除时的上述自适应滤波 器的抽头系数的分配开始点。
7. 根据权利要求6所述的回波消除器，其特征在于，上述抽头分配单元将上述自适应滤波器的抽头系数仅分配给所需部分，其他分配不需 要计算的单纯延迟。
8. 根据权利要求2所述的回波消除器，其特征在于， 上述抽头配置控制器具有收敛判断单元，其判定上述自适应滤波器的低速率的收敛结束；绝对值计算单元，其在由该收敛判断单元判定为收敛结束后计算低 速率的自适应滤波器系数的绝对值；最大峰值检测单元，其将由该绝对值计算单元计算出的上述自适应 滤波器系数的绝对值按大的顺序进行检测；抽头分配单元，其将抽头系数有重点地分配给由该最大峰值检测单 元所检测的绝对值大的一方来使抽头配置最优化；以及 200680020657.8权利要求书第3/4页动作速度切换单元，其接受由该抽头分配单元最优化后的抽头配置 向上述自适应滤波器的输出，把上述自适应滤波器的采样频率切换到全 带回波消除侧，并把上述切换开关切换到上述全带回波消除侧。
9. 根据权利要求8所述的回波消除器，其特征在于，上述收敛判断单元具有计数器，该计数器对以下降采样周期执行了系数更新的次数进 行计数，在达到了预定次数的情况下，判定为低速率的收敛结束。
10. 根据权利要求8所述的回波消除器，其特征在于，上述抽头分 配单元把从上述最大峰值检测单元所输入的定时的位置用作上述自适应 滤波器的抽头分配位置判定基准，并向各分配基点分配根据低速率的采 样频率SmalF与全带回波消除器的采样频率LargF之比W2二LargF / SmalF而决定的个数的抽头系数。
11. 根据权利要求10所述的回波消除器，其特征在于，使上述抽头 系数W2二LargF / SmalF具有用于使滤波器系数不发生中断的余量。
12. 根据权利要求2所述的回波消除器，其特征在于， 上述抽头配置控制器具有收敛判断单元，其判定上述自适应滤波器的低速率的收敛结束； 绝对值计算单元，其在由该收敛判断单元判定为收敛结束后计算低 速率的自适应滤波器系数的绝对值；回波减少量控制单元，其使基准下降阈值根据使延迟大的抽头优先 的系数从由该绝对值计算单元输出的最大的低速率自适应滤波器系数绝 对值顺次下降来指定峰值；抽头分配单元，其根据该回波减少量控制单元的输出，把全带回波 消除时的自适应滤波器的抽头系数优先分配给延迟大的低速率滤波器的 部分来使抽头配置最优化；以及动作速度切换单元，其接受由该抽头分配单元最优化后的抽头配置 向上述自适应滤波器的输出，把上述自适应滤波器的采样频率切换到全 带回波消除侧，并把上述切换开关切换到上述全带回波消除侧。
13. 根据权利要求12所述的回波消除器，其特征在于，上述收敛判 断单元具有计数器，该计数器对以下降采样周期执行了系数更新的次数进行计数，在达到了预定次数的情况下，判定为低速率的收敛结束。
14. 根据权利要求12所述的回波消除器，其特征在于，上述抽头分 配单元把从上述最大峰值检测单元所输入的定时的位置用作上述自适应 滤波器的抽头分配位置判定基准，并向各分配基点分配根据低速率的采 样频率SmalF与全带回波消除器的采样频率LargF之比W2二LargF / SmalF而决定的个数的抽头系数。
15. 根据权利要求3所述的回波消除器，其特征在于，上述抽头配 置控制器具有全带回波消除器收敛检测单元，该全带回波消除器收敛检 测单元从上述峰值检测单元输入回波路径的影响最大的抽头位置，计算 由上述抽头分配单元所分配的全带回波消除器的抽头系数中影响大的抽 头值的每隔一定期间的变化程度，当在除了收敛初始期间以外的期间中 变化程度减小时，视为回波消除器的收敛已结束，停止全带回波消除器 的自适应滤波器的抽头。
16. 根据权利要求8所述的回波消除器，其特征在于，上述抽头配 置控制器具有全带回波消除器收敛检测单元，该全带回波消除器收敛检 测单元从上述最大峰值检测单元按照回波路径的影响大的顺序输入抽头 位置，计算由上述抽头分配单元所分配的全带回波消除器的抽头中影响 大的上位顺序的抽头系数的每隔一定期间的变化程度，当在除了收敛初 始期间以外的期间中变化程度减小时，视为回波消除器的收敛已结束， 停止全带回波消除器的自适应滤波器的抽头。
17. 根据权利要求12所述的回波消除器，其特征在于，上述抽头配 置控制器具有全带回波消除器收敛检测单元，该全带回波消除器收敛检 测单元以第n次阈值下降内包含的低速率的自适应滤波器抽头顺序为线 索，从上述抽头分配单元抽出第n次阈值下降时全带回波消除器的抽头 分配基准以及延迟时间长且振幅也大的成为回波原因的抽头，计算影响 大的抽头值的每隔一定期间的变化程度，当在除了收敛初始期间以外的 期间中变化程度减小时，视为回波消除器的收敛已结束，停止全带回波 消除器的自适应滤波器的抽头。
全文摘要
本发明的回波消除器利用加法器将由自适应滤波器所生成的伪回波与回波相加来抵消该回波，该回波消除器具有对声音信号进行下降采样的子带滤波器(8，14)和采样转换器(9，15)；切换开关(10，16)，其适当切换到上述下降采样侧和全带回波消除侧；以及抽头配置控制器(19)，其使用由自适应滤波器(11)利用下降采样信号而更新的系数来使抽头配置最优化，并在全带回波消除时把该最优化后的抽头配置输出到自适应滤波器(11)。
文档编号H04B3/23GK101194434SQ20068002065
公开日2008年6月4日 申请日期2006年4月28日 优先权日2005年6月15日
发明者高田真资 申请人:冲电气工业株式会社