专利名称：长周期扩频码的双折叠捕获搜索方法
技术领域：
本发明涉及使用长周期扩频码通信的系统，或是使用扩频码做同步码的通信系统中，一种扩频码快速捕获的算法。
背景技术：
扩频通信具有很多优点，应用甚广。扩频信号可以对抗或者抑制干扰的有害影响，例如信道中其他用户引起的干扰；扩频信号以低功率发送来隐蔽信号，使得信号难以被窃听者检测到；可以实现保密通信。扩频通信技术广泛应用于军事、民用等领域。
第三代移动通信(3G)通信的3个主要标准WCDMA、TD-SCDMA、CDMA-2000都是以扩频通信技术为基础的。目前应用最广的卫星导航系统——全球定位系统(GPS)，也是以扩频通信技术为基础的。码捕获则是实现扩频通信的根本基础。只有完成了码捕获才能在接收端与发射端建立同步，才能在接收端实现解扩，完成信号处理功能。比较典型的扩频码捕获算法有非折叠补零算法和扩展复制重叠捕获搜索技术。
非折叠补零算法，是国际上比较常用的一种长周期扩频码捕获搜索算法。利用相关与卷积以及卷积与离散傅立叶变换(DFT)的关系，相关运算可以用快速傅立叶变换(FFT)来实现。若能在实现相关前对接收信号(或本地伪码)进行补零操作，则可以利用FFT来达到并行搜索码相位的目的。
非折叠补零算法原理图如图1所示。首先对接收到的信号进行分段补零操作，并进行FFT运算(在此记分段长度为N，补零个数为N/2)。对本地伪随机扩频码进行分段、FFT操作。然后将它们FFT后的结果进行共轭相乘和傅立叶反变换(IFFT)。对IFFT的结果进行功率检测，从中找出最大值(或大于设定门限者)进行跟踪检测。由于IFFT所得结果中后一半的值即为接收信号与本地伪码在N/2个不同码相位单元上相关后的值，因此该方法达到了并行搜索N/2个码相位的目的。
该方法利用FFT实现了码相位的并行搜索，提高了搜索速度。但存在以下问题(1)并行搜索码相位的能力较弱，搜索速度较慢。以FFT长度为N，补零个数为N/2为例，该方法每次只能并行搜索N/2个码相位。(2)相干积分时间较短，捕获性能较差。同样以FFT长度为N，补零个数为N/2为例，该方法预检测积分时间仅为(N·Δt)/2，其中Δt为采样周期。
扩展复制重叠捕获搜索技术(XFAST，Extended replica Folding Acquisition SearchTechnique)是指对信号先进行分段，然后再对应相加，如图2所示。XFAST原理图如图3所示，其折叠是指对本地伪码信号进行折叠。选择N点(N可以取任意正整数，为方便FFT运算，一般N为2的次幂)经前端模拟数字转换器件A/D采样后的接收信号，并对该信号进行FFT处理。根据需要，可以对FFT运算后的结果再进行抗干扰、去除载波多普勒等处理。根据接收信号的时间不确定度，确定待搜索的码相位范围，并产尘本地伪码信号。对产尘的本地伪码信号进行折叠(假定本地伪码信号折叠次数为4，则每次需要选择4N点本地伪码信号进行折叠)和FFT、共轭处理，然后与接收信号FFT(或去除多普勒)后的结果进行相乘。对相乘后的结果进行傅立叶反变换(IFFT)和功率检测。若功率检测发现有比门限大者，则说明接收信号的码相位可能落在本地伪码段以内。此时应再对本地折叠的4段伪码进行逐个搜索，直到找出与接收信号对齐的那个码相位——去模糊度。若功率检测没有发现比门限大的值出现，则移动本地码相位，产生另一段本地伪码再次进行搜索，直到发现比门限大者，然后再进行去模糊度操作。
XFAST可以显著地提高算法的码相位搜索能力。例如若每段分组长度为N，折叠次数为M，则该算法一次便能并行搜索(M-1)N个码相位，与非折叠补零算法每次只能并行搜索N/2个码相位相比，其速度是它的2(M-1)倍。例如M＝4，则其速度是非折叠补零算法的6倍，使搜索速度成倍加快。
该方法的突出优点是通过对本地伪码进行折叠，直接减少了待搜索的码相位单元数，从而使搜索速度成倍提高。但该算法的捕获性能却随折叠次数的增加而急剧下降。例如若本地伪码折叠次数为2，则该算法并行搜索码相位的能力是非折叠补零算法的2倍，但捕获性能却下降了3dB；若本地信号折叠次数为20，则该算法并行搜索码相位的能力是非折叠补零算法的38倍，但捕获性能却下降了13dB。因此该算法仅适用于捕获信噪比较高的长周期扩频码信号。
发明内容
本发明的特征在于，针对使用长周期扩频码通信的系统，或是使用扩频码做同步码的通信系统，在接收端依次按以下步骤用一块数字集成电路芯片做扩频码的双折叠同步捕获步骤(1)在该数字集成电路中，设定该扩频通信中，生成的本地扩频码为Ci，单次积分分组长度为N，扩频码折叠次数为M，接收信号折叠次数为K，扩频捕获功率门限值Po，其中i＝0，1....
步骤(2)设定接收机通过模拟到数字采样器件A/D采样后得到序列为Xi，步骤(3)对步骤(2)的采样信号Xi截取长度为KN点的数据，并进行折叠计算，得到序列Xpi，步骤(4)对步骤(1)的本地生成扩频码为Ci截取长度为MN点的数据，进行折叠计算，得到序列Cpi，步骤(5)对步骤(3)得到的折叠序列Xpi进行FFT变换到频域，得到序列Ypi，步骤(6)对步骤(4)得到的折叠序列Cpi进行FFT变换到频域，得到序列Dpi，步骤(7)对步骤(5)和步骤(6)得到的序列Ypi和Dpi共轭相乘，并进行IFFT处理变换回时域，得到序列Epi，步骤(8)对步骤(7)得到的序列Epi进行功率检测，并从中找出功率最大值Pmax，步骤(9)如果步骤(8)计算得到的功率最大值Pmax小于功率门限值Po，则重新选取本地扩频码Cpi，并重复步骤(4)至(9)，直至利用第j次选取的本地扩频码Cpi基础得到的Pmax大于等于Po为止，步骤(10)在第j次选取的扩频码Cpi上，用非折叠补零算法进行捕获，对相应的MN点本地伪码相位进行搜索，找出与接收信号对齐的本地伪码相位。
本发明在提高算法对长周期扩频码码相位单元并行搜索能力的同时，提高算法的捕获性能，从而达到提高长周期扩频码搜索速度的目的。
图1是非折叠补零算法原理图。
图2是数据折叠处理示意图。其中图(a)是原始采样信号的数据示意图；图(b)是对采样信号进行分组的数据示意图，分为了4组，分别以‘o’，‘△’，‘x’，‘+’标注；图(c)是对四组分组信号进行对应相加后的数据示意图。
图3是扩展复制重叠捕获搜索算法(XFAST)的原理图。
图4是双折叠捕获搜索算法原理图。
图5至图7是非折叠补零算法、扩展复制重叠捕获搜索算法与双折叠捕获搜索算法的仿真性能比较示意图。其中图5(a)代表非折叠补零算法；图5(b)至图5(d)、图6(a)至图6(d)分别代表在k＝2，4，6，8，12，16，19(M均为20)情况下的双折叠捕获搜索算法。图7(a)至图7(d)代表M为20，非相干累加次数分别为2、4、6、8情况下的扩展复制重叠捕获搜索算法。
具体实施例方式
下面结合附图和实例，对本发明效果作具体介绍在本实施例中，选取单次积分分组长度为N＝1024，扩频码折叠次数为M＝20，接收信号折叠次数为K＝6，扩频捕获功率门限值Po，在接收端依次按以下步骤用一块数字集成电路芯片做扩频码的双折叠同步捕获步骤(1)在该数字集成电路中，设定该扩频通信中，生成的本地扩频码为Ci，步骤(2)设定接收机通过模拟到数字采样器件A/D采样后得到序列为Xi，步骤(3)对步骤(2)的采样信号Xi截取长度为6144点的数据，分为6组，每组1024点，进行折叠计算，得到序列Xpi，步骤(4)对步骤(1)的本地生成扩频码为Ci截取长度为20480点的数据，分为20组，每组1024点进行折叠计算，得到序列Cpi，步骤(5)对步骤(3)得到的折叠序列Xpi进行FFT变换到频域，得到序列Ypi，步骤(6)对步骤(4)得到的折叠序列Cpi进行FFT变换到频域，得到序列Dpi，步骤(7)对步骤(5)和步骤(6)得到的序列Ypi和Dpi共轭相乘，并进行IFFT处理变换回时域，得到序列Epi，步骤(8)对步骤(7)得到的序列Epi进行功率检测，并从中找出功率最大值Pmax，步骤(9)如果步骤(8)计算得到的功率最大值Pmax小于功率门限值Po，则移动14336点本地伪码重新选取本地扩频码Cpi，并重复步骤(4)至(9)，直至利用第j次选取的本地扩频码Cpi基础得到的Pmax大于等于Po为止，步骤(10)在第j次选取的扩频码Cpi上，用非折叠补零算法进行捕获，对相应的20480点本地伪码相位进行搜索，找出与接收信号对齐的本地伪码相位。
下面通过对比双折叠捕获算法和已有算法，说明本发明的发明效果。
设定接收信号信噪比SNR＝-12dB，载波多普勒为100Hz，码相位偏移为500个采样点。在不同接收信号折叠次数K和非相干累积次数情况不，比较了“非折叠补零算法”、“扩展复制重叠捕获搜索算法”、“双折叠捕获搜索算法”三种算法的捕获性能。为了比较“扩展复制重叠捕获搜索算法”和“双折叠捕获搜索算法”，本地信号折叠次数M均为20。
图5(a)表示“非折叠补零算法”，其非相干累积次数为1(即未进行非相干累加)，从图中可以看到在该仿真条件下，“非折叠补零算法”在第500点处的相关峰很突出，能找到正确的码相位位置。图5(b)至图5(d)，图6(a)至图6(d)分别表示K＝2，4，6，8，12，16，19，非相干累加次数为1时“双折叠捕获搜索算法”仿真性能。从中可以看到K≥6时，相关峰已经很突出，能找到正确的码相位。图7(a)至图7(c)是M为20，非相干累积次数分别为2，4，6情况下“扩展复制重叠捕获搜索算法”的仿真性能，从中可以看出相关峰已经被淹没在噪声中，不能找到正确的码相位位置；当非相干累积次数为8时，相关峰值较突出，如图7(d)所示。
在此，若定义搜索时间 则在相同的待搜索码相位总数条件下(记待搜索码相位总数为A)●“非折叠补零算法”搜索时间为T=A512;]]>●“扩展复制重叠捕获搜索算法”搜索时间为T=A19×1024×8=A2432;]]>●“双折叠捕获搜索算法”搜索时间为T=A(20-6)×1024=A14336.]]>因此“双折叠捕获搜索算法”的搜索时间是“非折叠补零算法”的3.6％，是“扩展复制重叠捕获搜索算法”的17％，具有最快的搜索速度。
以上所述实例只是本发明的1个实施例，且不局限于此，在不超过本发明的精神范围的情况下，所做的种种变化实施，都属于本发明的范围。
权利要求
1.长周期扩频码的双折叠捕获搜索方法，其特征在于，针对使用长周期扩频码通信的系统，或是使用扩频码做同步码的通信系统，在接收端依次按以下步骤用一块数字集成电路芯片做扩频码的双折叠同步捕获步骤(1)在该数字集成电路中，设定该扩频通信中，生成的本地扩频码为Ci，单次积分分组长度为N，扩频码折叠次数为M，接收信号折叠次数为K，扩频捕获功率门限值Po，其中i＝0，1....，捕获门限根据所需要的虚警概率、捕获概率来设定。设Pfa表示设定的单个待搜索单元的虚警概率，δ2表示噪声方差，A为接收信号幅度，则Po=-2KMN(δ2+A2)lnPfa,]]>步骤(2)接收机通过模拟到数字采样器件A/D对接收信号采样后得到序列为Xi，步骤(3)对步骤(2)的采样信号Xi截取长度为KN点的数据，并进行折叠计算，得到序列Xpi，Xpi=Σl=0K-1Xi+lN,]]>步骤(4)对步骤(1)的本地生成扩频码为Ci截取长度为MN点的数据，进行折叠计算，得到序列Cpi，Cpi=Σl=0M-1Ci+lN,]]>步骤(5)对步骤(3)得到的折叠序列Xpi进行FFT变换到频域，得到序列Ypi，YPi=Σl=0N-1XPie-j2πNil,]]>j=-1,]]>步骤(6)对步骤(4)得到的折叠序列Cpi进行FFT变换到频域，得到序列Dpi，DPi=Σl=0N-1CPie-j2πNil,]]>步骤(7)对步骤(5)和步骤(6)得到的序列Ypi和Dpi共轭相乘，并进行IFFT处理变换回时域，得到序列Epi，EPi=1NΣl=0N-1FPiej2πNli,]]>其中FPi=YPi·(DPi)*]]>或FPi=(YPi)*·DPi,]]>*表示取复共轭，步骤(8)对步骤(7)得到的序列Epi进行功率检测，并从中找出功率最大值Pmax，Pmax=maxi{||EPi||},]]>“‖‖”表示取模，步骤(9)如果步骤(8)计算得到的功率最大值Pmax小于功率门限值Po，则移动(M-K)N点本地伪码重新选取本地扩频码Cpi，并重复步骤(4)至(9)，直至利用第f次选取的本地扩频码Cpi为基础得到的Pmax大于等于Po或搜索完整个待搜索空间为止，并行搜索码相位单元数由M和K之差决定，在此默认M不小于K，步骤(10)在第f次选取的扩频码Cpi上，用非折叠补零算法进行搜索，对相应的MN点本地伪码相位依次进行搜索，找出与接收信号对齐的本地伪码相位。
2.根据权利要求1所述的长周期扩频码的双折叠捕获搜索方法，其特征在于，所述本地信号折叠次数M大于等于接收信号折叠次数K。
3.根据权利要求1所述的长周期扩频码的双折叠捕获搜索方法，其特征在于，所述本地信号折叠次数M小于接收信号折叠次数K。
4.根据权利要求1所述的长周期扩频码的双折叠捕获搜索方法，其特征在于，在第一FFT后附加去除多普勒电路模块，利用循环移位的方式，对FFT后的结果进行循环移位，去除接收信号对于发射信号的频率偏移影响。
全文摘要
本发明属于扩频通信中的扩频码捕获技术领域，其特征在于，针对使用长周期扩频码，或是使用扩频码做同步码的通信系统，在接收端对接收信号和本地伪码同时进行折叠，对折叠后的信号分别进行FFT变换到频域并将这两个频域数据对应共轭相乘，然后将相乘后的数据通过IFFT反变换到时域，在时域计算各点功率最大值并与预定门限值比较，如果计算出的最大点功率值低于预定门限值，则调整本地码相位重新进行搜索，直至计算出的功率最大值大于预定门限值，此时在产生的本地码相位中按照已有捕获算法搜索各点码相位，该算法在提高长周期扩频码码相位搜索速度，保证信号处理增益的同时，没有增加硬件实现复杂度。
文档编号H04J13/02GK101022282SQ200710064680
公开日2007年8月22日 申请日期2007年3月23日 优先权日2007年3月23日
发明者李洪, 崔晓伟, 陆明泉, 冯振明 申请人:清华大学