专利名称：用于无线通信系统上行链路中的频偏估计方法
技术领域：
本发明涉及一种应用在E-UTRA(Enhanced UTRA)无线通信系统上行链路中的频偏估计方法以及根据该方法进行频率同步。
背景技术：
随着数字信号处理技术和高速器件的发展，最初实现OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称为正交频分复用)技术的障碍己不复存在，OFDM已经在DAB(Digital AudioBroadcast，简称为数字音频广播)、DVB(Digital Video Broadcast，简称为数字视频广播)和WLAN(Wireless Local-area Network，简称为无线局域网)等系统中取得了成功的应用。OFDM利用各个子载波之间的正交性，允许子信道的频谱相互重叠，可以很大程度地利用频谱资源。其将高速数据流通过串并转换，使得每个子载波上的数据符号持续长度相对增加，从而有效地减少了无线信道的时间弥散所带来的ISI(Inter-Symbol Interfere，简称为码间干扰)，同时由于各子信道的带宽相对较窄，均衡便可以对每个子载波分别进行，这样就减少了接收机内均衡的复杂度。由于上述特点，这项技术在近几年来得到广泛的应用。
高速业务和用户数的激增使得对频谱的需求量急剧增加，而频谱资源是有限的，为了解决这种矛盾，业界一直在不断寻找能够进一步提高频谱利用率的方法。随着长期演进(LTE)研究工作的不断深入，在E-UTRA无线通信系统中选择采用OFDM调制技术，一方面可以提高频谱利用率，另一方面可以有效抵抗频率选择性衰落。
但是，OFDM技术在具有以上优点的同时，并不能消除它们自身的缺点OFDM对频率偏移非常敏感。为了采用OFDM技术，载波偏差与子载波间隔相比较，必须很小，否则OFDM的解调性能将收到很大影响。然而无线信道存在时变性，在传输过程中会出现无线信号的频率偏移，例如多普勒频移，或者发射机载波频率与接收机本地振荡器之间存在的频率偏差，都会使得OFDM系统子载波之间的正交性遭到破坏，从而导致子信道之间的信号互相干扰(ICI)。同时，OFDM系统的码元定时必须落在循环前缀(CP)允许的范围内，否则这时FFT(Fast Fourier Transform，简称为快速傅立叶变换)解调窗口包含的非当前码元的信息，将引起码元间的干扰。
而对于OFDM系统定时同步来说，也可以采用已知的信息进行同步分析，如CP信息，是当前比较流行的处理方法，但是基于CP信息所得到可以不需要系统额外的资源实现同步，同时计算量也不大。但其缺点是相关峰较为平坦，不利于判决，同时频偏估计范围小。所以，一般作为定时粗同步。此外，利用导频/同步符号的特殊结构进行定时的精同步。频率同步采用特殊的前导设计来进行同步。
因此，需要一种用于利用现有固定帧结构实现上行链路的频偏估计的解决方案，能够解决上述相关技术中的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种应用在E-UTRA无线通信系统上行链路中的频偏估计方法，即提供一种在E-UTRA通信系统上行链路中时间频偏粗估计和精确估计的方案，从而使得E-UTRA无线通信系统上行链路中的基站接收端能在以较小系统资源的代价下通过低复杂度算法实现精确的频偏估计。
本发明提供了一种用于无线通信系统上行链路中的频偏估计方法，包括以下步骤步骤S102，发射端在发射信号的帧结构中构造参考符号，并将发射信号发射到接收端；步骤S104，接收端在对接收到的信号进行时间同步后，从信号中提取参考符号；步骤S106，将来自发射端的参考符号与在接收端提取的参考符号进行相位比较，并将比较结果记录为相位偏移信息值；以及步骤S108，根据发射信号的参考符号的长度以及相位偏移信息值确定频偏估计值。
其中，参考符号包括一个参考序列或多个相同的参考序列，参考符号设置在发射信号的预定位置处的数据块中，而数据块的数量为两个。
步骤S106包括以下步骤将接收到的参考符号分别与发射信号中的原始参考符号进行相位消除，记录得到的相位差，得到两组相位偏移信息值θ1(k)＝angle(s*(k)r1(k))，θ2(k)＝angle(s*(k)r2(k))，其中，k＝1，2，…，L，L为参考序列的长度，r1(k)，r2(k)分别表示对应于两个数据块中的参考符号。
步骤S108包括以下步骤步骤S108-2，将对应于同一数据块中相邻的两个参考序列的相位偏移信息值相减得到两组相位差序列；步骤S108-4，确定两组相位差序列中各项的算术平均值，得到与参考序列长度有关的两组相位差序列；以及步骤S108-6，对与参考序列长度有关的两组相位差序列进行平均，并根据参考序列的长度得到估计的频率偏移量。
步骤S108-2包括以下步骤分别根据和来计算对应于两个数据块的相位差序列，其中，p＝1，2，…，P-1，m＝1，2，…，M，θ1p(m)为相位差序列θ1(k)中的第(P-1)M+m个值，θ2p(m)为相位差序列θ2(k)中的第(P-1)M+m个值，且其中，P为参考符号中参考序列的数目。
步骤S108-4包括以下步骤分别根据和来确定两组相位差序列中各项的算术平均值，从而得到与参考序列长度有关的两组相位差序列，其中，m＝1，2，…，M。
步骤S108-6包括以下步骤根据
来对对应于两个数据块的相位差序列进行平均，并根据
来确定所估计的频率偏移量，其中，NFFT为OFDM符号的快速傅立叶变换的长度，f为子载波间隔。
该方法还包括以下步骤利用估计的频率偏移量对接收到的信号进行频率同步，经过频率同步以后的发射信号的估计值
可表示为其中，Rk＝ske-2πΔft表示接收到的信号，Δf表示收发两端的频率偏移量。
本发明应用在E-UTRA无线通信系统上行链路中的频偏估计方法在保证同步精度的同时，未增加系统资源负担，运算量很小，非常利于工程实现。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中 图1是示出根据本发明的用于无线通信系统上行链路中的频偏估计方法的流程图； 图2是示出根据本发明第一实施例的用于E-UTRA无线通信系统上行链路中频偏估计方法以及根据所述频偏估计方法得到的频偏估计值进行同步的流程图； 图3是示出根据本发明实施例的用于E-UTRA无线通信系统上行链路中的频偏估计方法中的参考符号及其在时隙结构中的位置(图中以P＝2为例)的示意图；以及 图4是示出根据本发明第二实施例的用于E-UTRA无线通信系统上行链路中频偏估计方法以及根据所述频偏估计方法得到的频偏估计值进行同步的流程图。
具体实施例方式 下面将结合附图来详细说明本发明的实施例。
图1是示出根据本发明的用于无线通信系统上行链路中的频偏估计方法的流程图。参照图1，用于无线通信系统上行链路中的频偏估计方法，包括以下步骤步骤S102，发射端在发射信号的帧结构中构造参考符号，并将发射信号发射到接收端；步骤S104，接收端在对接收到的信号进行时间同步后，从信号中提取参考符号；步骤S106，将来自发射端的参考符号与在接收端提取的参考符号进行相位比较，并将比较结果记录为相位偏移信息值；以及步骤S108，根据发射信号的参考符号的长度以及相位偏移信息值确定频偏估计值。
其中，参考符号包括一个参考序列或多个相同的参考序列，参考符号设置在发射信号的预定位置处的数据块中，而数据块的数量为两个。
步骤S106包括以下步骤将接收到的参考符号分别与发射信号中的原始参考符号进行相位消除，记录得到的相位差，得到两组相位偏移信息值θ1(k)＝angle(s*(k)r1(k))，θ2(k)＝angle(s*(k)r2(k))，其中，k＝1，2，…，L，L为参考序列的长度，r1(k)，r2(k)分别表示对应于两个数据块中的参考符号。
步骤S108包括以下步骤步骤S108-2，将对应于同一数据块中相邻的两个参考序列的相位偏移信息值相减得到两组相位差序列；步骤S108-4，确定两组相位差序列中各项的算术平均值，得到与参考序列长度有关的两组相位差序列；以及步骤S108-6，对与参考序列长度有关的两组相位差序列进行平均，并根据参考序列的长度得到估计的频率偏移量。
步骤S108-2包括以下步骤分别根据和来计算对应于两个数据块的相位差序列，其中，p＝1，2，…，P-1，m＝1，2，…，M，θ1p(m)为相位差序列θ1(k)中的第(P-1)M+m个值，θ2p(m)为相位差序列θ2(k)中的第(P-1)M+m个值，且其中，P为参考符号中参考序列的数目。
步骤S108-4包括以下步骤分别根据和来确定两组相位差序列中各项的算术平均值，从而得到与参考序列长度有关的两组相位差序列，其中，m＝1，2，…，M。
步骤S108-6包括以下步骤根据
来对对应于两个数据块的相位差序列进行平均，并根据
来确定所估计的频率偏移量，其中，NFFT为OFDM符号的快速傅立叶变换的长度，f为子载波间隔。
该方法还包括以下步骤利用估计的频率偏移量对接收到的信号进行频率同步，经过频率同步以后的发射信号的估计值
可表示为其中，Rk＝ske-2πΔft表示接收到的信号，Δf表示收发两端的频率偏移量。
图2是示出根据本发明第一实施例的用于E-UTRA无线通信系统上行链路中频偏估计方法以及根据所述频偏估计方法得到的频偏估计值进行同步的流程图。参照图2，该实施例包括以下步骤 步骤S202，发射端在组帧成时隙时构造参考符号，所述参考符号包括循环前缀及参考序列，成帧后由发射天线发射。其中参考符号的位置由图3中给出的时隙结构中短块SB的位置决定，在一个子帧中包括2个短块，其中长块LB的数目以及保护间隔TI由E-UTRA系统根据不同模式具体给出。其中短块中参考符号的结构是P个重复的已知参考序列组成，记为Signal_Ref，前面加CP； 步骤S204，接收端由天线接收信号，根据所得时间同步位置将经过接收机均衡等模块处理后的接收信号中的短块相对应位置的信号分别截取下来(L为短块长度)，分别记为rSB1和rSB2；并将接收到的2个短块的参考符号rSB1和rSB2分别与发射时的原始参考符号Signal_Ref进行相位消除，然后将其所得相位差记录下来，从而得到2组L个相位信息值θ1和θ2； 步骤S206，由于发射端参考符号中由P个相同的已知序列组成，将θ1和θ2中相邻2个已知序列对应的相位值相减，每个短块中可得到P-1组相位差序列，将其相加取均值，即得到长度为L/P的2组与已知参考序列长度有关的相位差序列φ1和φ2； 步骤S208，将不同短块的相位差序列φ1和φ2进行平均，其均值即为所估计的已知参考序列之间的相位差，从其可求得收发端的频率偏移，从而完成精确频偏估计； 步骤S210，利用所估计到的频率偏移完成频率同步过程。
图4是示出根据本发明第二实施例的用于E-UTRA无线通信系统上行链路中频偏估计方法以及根据所述频偏估计方法得到的频偏估计值进行同步的流程图。图4中，本实施例中的用于E-UTRA无线通信系统上行链路中的频偏估计方法和以及根据所述频偏估计方法得到的频偏估计值进行同步的步骤，分别通过在发射端构造特殊的重复参考序列符号、在接收端截取相应接收参考符号、利用已知参考序列记录相邻已知序列间的相位偏移信息、根据参考符号结构平滑相位信息、平均不同短块间的相位偏移信息、根据已知序列的长度及相位偏移信息确定频偏估计值以及根据所估计得到的频率偏移完成频率同步等模块构成。这些模块相互联系，其中利用参考符号内以及短块间参考符号的重复性进行平滑为相位偏移量确定最终频偏估计值进行噪声的滤除，最终直接得到精确频偏估计。
在本实施例中，参考符号结构以P＝2为例，即每个短块中包括2个重复的已知参考序列，该实施例主要包括以下步骤 步骤S402，发射端在组帧成时隙时构造参考符号，发射端在组帧成时隙时构造参考符号，所述参考符号包括循环前缀及参考序列，成帧后由发射天线发射。其中参考符号的位置由图1中给出的时隙结构中短块SB的位置决定，在一个子帧中包括2个短块，参考符号的结构是P＝2次重复的时域波形(斜线部分)记为Signa1_Ref，前面加CP。假设信道h(τ，t)收发两端的频率偏移为Δf，同时假设接收端为理想时间同估计，则接收信号可以表示为 Rk＝ske-2πΔft (1) 步骤S404，收端由天线接收信号，根据所得时间同步位置将经过接收机均衡等模块处理后的接收信号中的短块相对应位置的信号分别截取下来(L为短块长度)，分别记为rSB1和rSB2； 步骤S406，将接收到的2个短块的参考符号rSB1和rSB2分别与发射时的原始参考符号Signal_Ref进行相位消除，然后将其所得相位差记录下来，从而得到2组L个相位信息值θ1(k)和θ2(k) θ1(k)＝angle(s*(k)r1(k))(2) θ2(k)＝angle(s*(k)r2(k)) 其中k＝1，2，…，L。
步骤S408，由于长度为L的参考符号分为P个相同的部分，相邻2个已知参考序列对应的相位值相减，每个短块中可得到P-1组相位差序列 (3) 其中p＝1，2，…，P-1，m＝1，2，…，M，
为相位差序列θi，i＝1，2中第(P-1)M+m个值。
将其相加取算术平均值，即得到长度为M的2组与已知参考序列长度有关的相位差序列φ1和φ2，如下所示 其中m＝1，2，…，M。
步骤S410，将不同短块的相位差序列φ1(m)和φ2(m)进行平均，其均值即为所估计的已知参考序列之间的相位差
因为已知参考序列的长度为则所估计的频率偏移量Foffset可由下式得到
其中NFFT为OFDM符号的FFT长度，f为子载波间隔。步骤S412，利用所估计到的频率偏移完成频率同步过程，得到经过同步后的发射符号的估计值
如下式所示 通过实施本发明，所设计时间和频偏估计方案均为在E-UTRA的现有帧结构下实现，其次，估计得到的频偏估计误差小，且运算量较小，另外，通过采用多次平均算法，提高了该同步算法的正确性，并且在保证频偏同步方法精度的同时，运算量并未有明显提高，非常利于工程实现。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
权利要求
1.一种用于无线通信系统上行链路中的频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤
步骤S102，发射端在发射信号的帧结构中构造参考符号，并将所述发射信号发射到接收端；
步骤S104，所述接收端在对接收到的信号进行时间同步后，从所述信号中提取所述参考符号；
步骤S106，将来自所述发射端的所述参考符号与在接收端提取的所述参考符号进行相位比较，并将比较结果记录为相位偏移信息值；以及
步骤S108，根据所述发射信号的所述参考符号的长度以及所述相位偏移信息值确定频偏估计值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述参考符号包括一个参考序列或多个相同的参考序列。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述参考符号设置在所述发射信号的预定位置处的数据块中。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述数据块的数量为两个。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述步骤S106包括以下步骤将接收到的所述参考符号分别与所述发射信号中的原始参考符号进行相位消除，记录得到的相位差，得到两组所述相位偏移信息值θ1(k)＝angle(s*(k)r1(k))，θ2(k)＝angle(s*(k)r2(k))，其中，k＝1，2，...，L，L为所述参考序列的长度，r1(k)，r2(k)分别表示对应于两个所述数据块中的所述参考符号。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述步骤S108包括以下步骤
步骤S108-2，将对应于同一所述数据块中相邻的两个所述参考序列的所述相位偏移信息值相减得到两组相位差序列；
步骤S108-4，确定所述两组相位差序列中各项的算术平均值，得到与所述参考序列长度有关的两组相位差序列；以及
步骤S108-6，对所述与所述参考序列长度有关的两组相位差序列进行平均，并根据所述参考序列的长度得到估计的频率偏移量。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述步骤S108-2包括以下步骤分别根据和来计算对应于两个所述数据块的所述相位差序列，其中，p＝1，2，...，P-1，m＝1，2，...，M，θ1p(m)为相位差序列θ1(k)中的第(P-1)M+m个值，θ2p(m)为相位差序列θ2(k)中的第(P-1)M+m个值，且其中，P为所述参考符号中所述参考序列的数目。
8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述步骤S108-4包括以下步骤分别根据和来确定所述两组相位差序列中各项的算术平均值，从而得到与所述参考序列长度有关的两组相位差序列，其中，m＝1，2，...，M。
9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述步骤S108-6包括以下步骤根据
来对对应于两个所述数据块的所述相位差序列进行平均，并根据
来确定所估计的频率偏移量，其中，NFFT为OFDM符号的快速傅立叶变换的长度，f为子载波间隔。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤利用所述估计的频率偏移量对所述接收到的信号进行频率同步，经过频率同步以后的所述发射信号的估计值
可表示为其中，Rk＝ske-2πΔft表示所述接收到的信号，Δf表示收发两端的频率偏移量。
全文摘要
本发明提供了一种用于无线通信系统上行链路中的频偏估计方法，包括以下步骤步骤S102，发射端在发射信号的帧结构中构造参考符号，并将发射信号发射到接收端；步骤S104，接收端在对接收到的信号进行时间同步后，从信号中提取参考符号；步骤S106，将来自发射端的参考符号与在接收端提取的参考符号进行相位比较，并将比较结果记录为相位偏移信息值；以及步骤S108，根据发射信号的参考符号的长度以及相位偏移信息值确定频偏估计值。本发明在保证同步精度的同时，未增加系统资源负担，运算量很小，有利于工程实现。
文档编号H04L5/02GK101364964SQ20071014012
公开日2009年2月11日 申请日期2007年8月6日 优先权日2007年8月6日
发明者斌 李, 波 冯 申请人:中兴通讯股份有限公司