专利名称：：一种基于导频的子载波上噪声功率估计方法
技术领域：
：本发明涉及了一种OFDM(orthogonalfrequency-divisionmultiplexing,正交频分复用技术)系统中导频处噪声功率的估计方法。
背景技术：
：在LTE(LongTermEvolution,长期演化)中，下行链路引入了OFDM调制方式。OFDM(orthogonalfrequency-divisionmultiplexing,正交步贞分复用技术)是一种多载波调制技术，在频域上使用一系列的正交子载波调制数据，由于子载波间的正交性，OFDM可以充分利用频带带宽，信号的频谱接近矩形。其带宽利用率接近理论上的香农信息极限。同是由于数据信息在不同的子载波上传输，OFDM具有很强的抗多径能力。另外通过在OFDM符号前增加循环前缀，还可以有效消除信道多径效应所产生的符号间干扰。无线系统的高速率数据传输，是依赖于采用链路自适应技术的。根据当前信道的瞬时信道质量安排适当的编码和调制方式和资源分配，从而最大限度的利用信道资源。而上层的资源块的分配需要知道各子载波上的信噪比或信噪功率情况才可以更有效的进行资源分配。噪声的存在会对信道估计造成偏差，进而会影响检测算法的性能，为了减小噪声对信道估计造成的偏差，也需要对子载波的噪声功率或资源块上的平均噪声功率进行估计，另夕卜，当进行CQI(ChannelQualityIndicator,信道质量指示)反馈时，计算各子载波上的SINR(SignalToInterferenceAndNoiseratio,信号干扰比)时，也需要子载波上的噪声功率值。当前的文献中，对噪声功率估计的参考文献还不是很多。即便有些文献提到了噪声功率的估计方法，但仅仅给出了整个带宽内平均噪声功率的估计方法。
发明内容本发明所解决的技术问题在于提供一种基于导频的子载波上噪声功率估计方法，以解决如何得到基于导频的子载波上噪声功率的问题。为了解决上述问题，本发明提供了一种基于导频的子载波上噪声功率估计方法，其特征在于，包括以下步骤(1)根据多径及多径延时信息得到的信道相位旋转矩阵和通过导频序列及导频图样得到的对角化导频矩阵，得到导频相位旋转矩阵；(2)对所述导频相位旋转矩阵计算其零空间向量，并运用导频位置的接收数据和所述零空间向量得到导频的各子载波平均噪声功率；(3)所述导频相位旋转矩阵对待估计的导频处的列数据清除，并计算其零空间向量，同时得到剩余导频子载波的平均功率；(4)用步骤(2)中得到的平均噪声功率乘以总的导频个数的结果与果相减，并对最后结果取绝对值。本发明所述的方法，其中，所述步骤(1)为根据多径及多径延时信息得到的信道相位旋转矩阵和通过导频序列及导频图样得到的对角化导频矩阵相乘，得到导频相位旋转矩阵。本发明所述的方法，其中，所述步骤(2)为对所述的导频相位旋转矩阵计算其零空间向量，并运用接收的导频数据和所述零空间向量相乘去除接收的导频数据中的有用信号部分，得到导频处各子载波上平均噪声功率。本发明所述的方法，其中，所述步骤(3)为根据当前要估计的导频处，将导频相位旋转矩阵中的该导频对应的列数据置为清除，并计算新的导频相位旋转矩阵的零空间向量，用清除后的导频位置的接收数据与所述新计算的零空间向量相乘，计算去除当前子载波后剩余导频子载波的平均功率。本发明所述的方法，其中，步骤(2)中所述的对所述导频相位旋转矩阵计算其零空间向量，为使所迷导频相位旋转矩阵与其零空间向量相乘为零。本发明所述的方法，其中，所述导频位置的接收数据，为高斯白噪声加上千扰信号的和后与零空间向量相乘。本发明在参考前期平均噪声功率估计的基础上，提出了一种导频位置子载波上噪声功率的估计方法，解决无法估计基于导频的子载波上噪声功率的问题。图1是本发明实施例所述的子栽波噪声功率估计实施步骤处理流程图2是本发明实施例所述的-5dB(上图)和10dB(下图)时信噪比情况下估计噪声干扰功率与实际白噪声功率的比较结果(无符号间干扰和子载波间干扰)图3是本发明实施例所述的-5dB(上图)和10dB(下图)时信噪比情况下估计噪声干扰功率与实际白噪声功率的比较结果(存在符号间和子载波间干扰)图4是本发明实施例所述的-5dB(上图)和10dB(下图)时信噪比情况下估计噪声干扰功率与实际白噪声功率的比较结果图。具体实施例方式本发明在这里提供了一种基于导频的子载波上噪声功率估计方法，以解决如何得到基于导频的子载波上噪声功率的问题。以下对具体实施方式进行详细描述，但不作为对本发明的限定。在LTE(LongTermEvolution,长期演化)系统的下行链路中，为了UE(UserEquipment,用户设备)能够进行信道估计、频偏估计及某些系统信息的识别，在每个子帧的某些OFDM符号中插入了导频序列。本发明利用下行链路的导频序列公共信息进行子载波上的噪声功率估计。本发明的大致思路为，参考导频序列通常是恒幅值的随机复数序列，导频序列对于接收机来说为已知的序列；发射信号经过信道的反射和折射后，多个路径的信号经过不同延迟后到达接收机；同时信号中加入了白噪声和干扰等；要较准确的估计出各个子载波处的噪声功率，需要首先消除有用信号的影响；在各径衰落H未知的情况下，利用多径及多径延时信息，通过合理设计多径信号的零空间向量分离出噪声干扰信号，并进而估计出各导频子载波出的噪声功率。本发明实施例为，假设发射天线和接收天线数目分别为w*";导频符号在各天线间是相互正交的。在某一个导频发射时间点上，接收天线同时只能接收其中一根发射天线的导频信号。假设w根天线上发射的导频序列分别为Su(l,:),Su(2,:)，…，Su(m,:);我们仅仅考虑导频符号。为分析简单，我们仅仅以第一根发射天线到第一根接收天线的情况进行分析，假设到达接收方的径数为L,在接收方各径信号的时延在频域表现为相位的旋转，L径的时延向量产生的频域相差分别为exp(2^承d"(0:N-l)/N);其中dk表示第k径的归一化延迟(用变化的点数进行归一化)，pl为导频的数目，iV为i^T点数。因此在接收方来看，第一根发射天线的信号到第一根接收天线后的合成信号为<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>(l)式中，d(l,i),(i^2.丄)表示第l根天线发出的第/个子载波出的数据,W,=(1,2..丄)为第一根发射天线到第一根接收天线各径的频域信道沖击响应。在导频位置，则上式变为<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>(2)式中/〃对应于第一根天线上的导频位置。同理可以推导出其他天线到第一根天线的4各式可以写成:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(3)(3)式中为1*//的向量，///对应于第/根天线上的导频位置,^6'，/U为第i根天线上导频序列的第k个值。当信道中存在噪声和干扰时，接收数据方信号可以用(4)式表示<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(4)(4)式其中/为时域的信道冲击响应向量，[S]A=exp(-/2"紐4)为信道相位旋转矩阵B;(^.4为导频所在OFDM符号中的位置索引)；0S"<iV-1<=k<=L-1;丄径数；A:为当前径对应的时延；A为导频序列的对角化矩阵；『和/分别为高斯白噪声和干扰信号。如果我们根据BA设计其零空间向量①，使W①=0;则对导频处的接收数据执行如下操作<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(5)可见通过该式(5)，可以从接收的导频信号中分离出其中的噪声信号而不受信道相应/z耳又值的影响；根据式(6)可以计算出各导频子载波的平均噪声功率<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(6)根据上述分析，如图1所示，可以用下述过程估计子载波上噪声功率步骤101，根据多径及多径延时信息得到步骤102的信道相位旋转矩阵(B);步骤102,将信道相位旋转矩阵(B)和通过导频序列及导频图样得到的对角化导频矩阵(A)相乘得到一个Ppl矩阵，我们称之为导频相位旋转矩阵(C);步骤103计算导频相位旋转矩阵(C)的零空间向量；步骤104用导频位置的接收数据与步骤103得到的零空间向量相乘去除接收数据中的有用信号部分后得到步骤105所需内容；步骤105，计算导频处各子载波上平均噪声功率，表示为cr2。分别计算各个子载波上的噪声功率，例如假设当前要估计第kk个导频处的噪声，将导频相位旋转矩阵(C)中的第kk列数据置为清除，并计算新矩阵的零空间向量，用清除第kk个导频数据的接收导频数据与新计算的零空间向量相乘，计算去除当前子载波后剩余导频子载波的平均功率，表示为^;步骤106-108,为如果步骤110判断是否是最后导频噪声功率计算？结果为否，则执行步骤106删除矩阵(B)x(A)中待估计导频对应列后新矩阵的零空间向量，步骤107删除待估计导频处的接收数据并与步骤106得到的零空间向量相乘，得到步骤108所述的估计剩余子载波平均噪声功率，并传送给步骤109。步骤109,用步骤105中计算得到的平均噪声功率^乘以总的导频个数减去步骤108中得到的^乘以剩余的导频个数，并取绝对值；即ct2*Wp-2*(jyp—1)|,其中W/为导频的个数。该发明的实施方案如图1所示，本领域的技术人员通过该实施流程足以实现本发明。附图中给出的仿真只是一个实施例，实施例仅代表了可能的变体，本发明的范围包括全部权利要求及所有等同物。分别对不同信噪比情况和不同路径数及不同路径延时偏差情况进行仿真，仿真结果如图24所示。由图可见，该发明可以较准确的估计出各子载波上噪声功率。图2图4为不同仿真条件下的仿真结果。仿真条件设置如下:<table>tableseeoriginaldocumentpage9</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage10</column></row><table>如图2所示，多径及多径时延信息无偏差、无符号间干扰和子载波干扰情况下识别出的各子载波上噪声功率与实际噪声功率的对比。各径的时延情况为。如图3所示，多径及多径时延信息无偏差、最大时延大于CP(循环前缀)长度(即存在符号间干扰和子载波干扰)情况下识别出的各子载波上噪声功率与实际噪声功率的对比；各径的实际时延情况为[Ous0.2us0.5us1.6us2.3us5.6us];最大时延大于CP长度4.6875us;此时估计出的噪声功率为符号间干扰与噪声的叠加估计值。如图4所示，本发明实施例实现过程中只考虑部分路径，识别出的各子载波上噪声功率与实际噪声功率的对比。假设达到接收机的径数为6,各径的实际时延情况为[Ous0.2us0.5us1.6us2.3us5.6us]，估计过程中只用其中5径[Ous0.2us0.5us1.6us2.3us],此时估计算法将最后一径的信息当作噪声处理，按照本发明的内容进行操作。当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。权利要求1、一种基于导频的子载波上噪声功率估计方法，其特征在于，包括以下步骤(1)根据多径及多径延时信息得到的信道相位旋转矩阵和通过导频序列及导频图样得到的对角化导频矩阵，得到导频相位旋转矩阵；(2)对所述导频相位旋转矩阵计算其零空间向量，并运用导频位置的接收数据和所述零空间向量得到导频的各子载波平均噪声功率；(3)所述导频相位旋转矩阵对待估计的导频处的列数据清除，并计算其零空间向量，同时得到剩余导频子载波的平均功率；(4)用步骤(2)中得到的平均噪声功率乘以总的导频个数的结果与步骤(3)中得到的剩余导频子载波的平均功率乘以剩余的导频个数的结果相减，并对最后结果取绝对值。2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(1)为根据多径及多径延时信息得到的信道相位旋转矩阵和通过导频序列及导频图样得到的对角化导频矩阵相乘，得到导频相位旋转矩阵。3、如权利要求l所述的方法，其特征在于，所述步骤(2)为对所述的导频相位旋转矩阵计算其零空间向量，并运用接收的导频数据和所述零空间向量相乘去除接收的导频数据中的有用信号部分，得到导频处各子载波上平均噪声功率。4、如权利要求l所述的方法，其特征在于，所述步骤(3)为根据当前要估计的导频处，将导频相位旋转矩阵中的该导频对应的列数据置为清除，并计算新的导频相位旋转矩阵的零空间向量，用清除后的导频位置的接收数据与所述新计算的零空间向量相乘，计算去除当前子载波后剩余导频子载波的平均功率。5、如权利要求1或3所述的方法，其特征在于，步骤(2)中所述的对所述导频相位旋转矩阵计算其零空间向量，为使所述导频相位旋转矩阵与其零空间向量相乘为零。6、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述导频位置的接收数据，为高斯白噪声加上干扰信号的和后与零空间向量相乘。全文摘要本发明公开一种基于导频的子载波上噪声功率估计方法，包括(1)根据多径及多径延时信息得到的信道相位旋转矩阵和通过导频序列及导频图样得到对角化导频矩阵，得到导频相位旋转矩阵；(2)对导频相位旋转矩阵计算其零空间向量，并运用导频位置的接收数据和所述零空间向量得到导频的各子载波平均噪声功率；(3)导频相位旋转矩阵对待估计的导频处的列数据清除，并计算其零空间向量，同时得到剩余导频子载波的平均功率；(4)用步骤(2)中得到的平均噪声功率乘以总的导频个数的结果与步骤(3)中得到的剩余导频子载波的平均功率乘以剩余的导频个数的结果相减，并对最后结果取绝对值。本发明解决无法估计基于导频的子载波上噪声功率的问题。文档编号H04B17/00GK101364846SQ20071014353公开日2009年2月11日申请日期2007年8月7日优先权日2007年8月7日发明者孙云锋申请人:中兴通讯股份有限公司