专利名称：通信系统接收端中用于信号解码的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信系统，尤其涉及通信系统的接收端中用于信号 解码的方法和装置。
背景技术：
在系统设计过程中，芯片速度、面积、成本和耗电量等都是衡量 系统性能的重要的指标。本领域技术人员理解，存储器件的容量也对 上述参数有着举足轻重的影响。
对于通信系统的接收设备同样如此，例如，作为信号解码的一个 重要环节，解交织的目的在于通过重新排列恢复数据交织前的顺序， 其处理过程大量占用存储空间。因此，业界认识到，如果能够降低对 解交织对存储器占用的需求，同时在信道信息存储方面进行优化，则 接收机的系统性能将得到可观改善，生产成本也将大幅降低。
具体的，以中国数字电视地面传输标准(DTMB)为例的无线通信 系统的发送端和接收端可以如图l(a)和图l(b)所示。以下以图l(a)和 图1 (b)所示的情形为例简要说明无线通信系统的发送和接收原理。
在如图l(a)所示的信号发送端，信源比特流首先经过纠错编码， 加入校验信息，以使接收端可以通过所加入的校验信息实现纠错。
接着，通过正交幅度调制(QAM)星座映射将编码器输出的比特 流，分组映射到星座图的复平面，得到QAM符号。每个QAM符号 由其的I路和Q路分量幅度信息表示。现有的正交幅度调制根据电平 的幅度和相位，分为16/32/64/128/256 QAM等。如图2所示，以具有 64个样点的64QAM星座图为例，其中，每6位二进制数对应64个 样点中的一个。换而言之，64-QAM中规定了 64种载波和相位的组合。在正交轴和同相轴上的电平幅度不再是2个而是6个，因为 26=64，所以，能传输的数码率也是原来的6倍。
星座映射得到的QAM符号的I路和Q路分量幅度信息，被送入 交织器进行交织。作为一种时间/频率扩展技术，交织可以减小信道错 误的相关度，将突发错误离散为随机错误，从而为译码提供更好的条 件，提高系统纠错性能。常用的交织方法包括矩阵交织和巻积交织。 矩阵交织是将编码后的码字序列按行填入矩阵，矩阵填满后再按列发 送。相应的，接收端的解交织器将接收到的信号按列填入矩阵，填满 后再按行读出并送入解码器进行解码。这样，信道中的连续突发错误 被解交织器以矩阵行数个比特为周期分隔后送入解码器，将该错误比 特控制在信道编码的纠错能力范围内，以达到消除突发错误的目的。 相对矩阵交织，巻积交织可以连续工作，无须将编码后的码字序列分 组，且比矩阵序列更加经济高效。巻积交织器的原理可以如图3所示。 编码后的码字序列在切换开关的左右下一次进入B个支路，周而复 始。每个支路的延迟存储器的大小依次以M的倍数增加。
交织后的数据按照 一 定的规则构成数据帧，该数据帧经过离散傅 立叶变换(DFT),优选为快速傅立叶变换(FFT)被调制成OFDM 信号帧，进行传输。
在如图l(b)所示的信号接收端，首先对接收到的OFDM信号帧 进行解调，该解调步骤包括载波同步、定时同步、信道估计和信道均 衡等。解调器输出解调后的OFDM信号帧，该OFDM信号帧中包括 解调后的未解交织的QAM符号的I路和Q路分量幅度相关信息，解 调后的OFMD信号帧中还包括子信道估计值等解码过程中所需要的 参量。
接着，基于所述解调后的QAM符号的I路和Q路分量幅度相关 信息进行解码。在现有技术中，该解码过程主要采用以下两种方式实 现
实施方式一根据硬判决数据进行解交织。具体地，对解调器输出 的每个QAM信号进行星座解映射，得到硬判决数据，然后进行解交织和低密度奇偶校验码(LDPC)解码。这种方法的实现复杂度较低，且
所需的交织器容量也较小。以64QAM为例，每个QAM符号的硬判决 输出6bit数据。假设，解交织器所需的存储器容量为"&xMbit,其中，
2
k为硬判决输出数据的比特位个数，B为交织宽度(支路)，M^为交织
深度，则此种实施方式对存储器的占用为"^xM。但是，多载波系统
2
中各子信道的频响不同，而此种实施方式并未对信道信息加以利用，其 精确度相对较低。
实施方式二 根据软判决数据进行解交织。在信道解码中，软判 决是指对解调器输出的模拟信号进行多比特量化以逼近解调器输出的 原始模拟信号，再根据该多比特量化后的软判决输出信号进行解码。将 OFDM解调器输出的软判决数据输入解交织器，即每个QAM符号的I 路和Q路幅度信息。再根据解交织后的I路和Q路的分量幅度以及子载 波信道估计的结果A,进行LDPC解码。目前，I路和Q路分量幅度的 精度分别在10bit以上，子载波信道估计的结果A为复数，精度在
10-12bit左右。假设，各分量幅度的精度为10bit，子载波信道估计的结 果^的精度为12bit，且采用与现有技术1相同的解交织器，则所需存
储器容量为(2xlG + 12)x^xM = 32^x"。不难看出，此种实施方式的精
2 2
度较高，但相较实施方式一对存储器容量的要求有大幅提高。
不难看出，减少系统解码对存储器占用的核心在于对解交织环节 的优化。而在现有^支术中，无论实施方式一还是实施方式二都难以同 时满足高解码精度和占用较少存储空间的要求。
发明内容
为解决现有技术中的上述问题，本发明提出在上述实现方式二的 基础上进行改进，通过对接收设备的解调输出信息进行适当的近似处 理，可以在保持接收设备的解码精度的同时，显著地降低接收设备对 存储空间的要求。尤其是，本发明通过将经过近似计算的解调输出信 息结合相应的由经过近似计算的信道状态信息确定的信号可靠度信
9息来进行解码，可以保持较高的系统解码精度。
根据本发明的 一个方面，提供了 一种在通信系统的接收设备中用于
信号解码的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤a)对调制符号相 关信息进行第一近似处理，以生成经近似处理的调制符号相关信息；b) 对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第一解码处理，以生成解码 后的信号序列。
根据本发明的另 一个方面，还提供了 一种在通信系统的接收设备 中用于信号解码的解码装置，其特征在于，该解码装置包括第一近似 装置，用于对调制符号相关信息进行第一近似处理，以生成经近似处理 的调制符号相关信息；第一解码装置，用于对所述经近似处理的调制符 号相关信息进行第一解码处理，以生成解码后的信号序列。
根据本发明提供的方法和装置，近似后的调制符号相关信息的保 存相对原有调制符号相关信息占用了较少的存储空间。进一步的，在 后续解码处理中，随着运算量的降低，近似后的调制符号相关信息所 需要的存储空间也大大减少，从而节省了系统的成本。
通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述， 本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显
图la示出了现有技术中无线通信系统的发送端的编码原理图； 图lb示出了现有技术中无线通信系统的接收端的解码原理图； 图2为具有64个样点的64QAM方形星座的示意图； 图3为巻积交织器的交织模式示意图4为根据本发明 一 个具体实施方式
的在无线通信系统的接收设 备中用于信号解码的方法流程图5为根据本发明 一 个具体实施方式
的的巻积交织和解巻积交织 的模式示意图6为根据本发明 一个具体实施方式
的在多载波系统的接收设备 中用于信号解码的方法流程图；图7为本发明 一个优选例和现有技术的浮点算法的解码方式的性
能相比较的信号仿真图8为根据本发明一个具体实施方式
的在无线通信系统的接收设 备中用于信号解码的解码装置框图。
具体实施例方式
下面结合附图对本发明的方法部分作进一步详细描述。 图4为根据本发明一个具体实施方式
的在无线通信系统的接收设 备中用于信号解码的方法流程图。以下参照图2和图3对本发明所提 供的信号解码方法进行描述。本发明所提供的方法可以适用于任何无 线通信系统的接收设备中，包括但不限于数字电视地面传输系统、数 字广播全程覆盖系统、数字集群调度系统等等，以下就以数字地面传 输系统为例做进一步说明。本领域技术人员理解，本发明中的解码方 法并不依赖于系统的信道传输方式，因此，对于有线通信系统同样适 用。
在步骤S10中，对调制符号相关信息进行第一近似处理，以生成 经近似处理的调制符号相关信息。优选的，该调制符号相关信息可以 是由接收设备解调后输出的符号的表征信息，例如I路幅度信息，Q 路幅度信息和信道状态信息。
在接收端，模拟前端接收到的模拟信号经过滤波和采样后变成复 数信号，即通过解复用被分成I路和Q路分量幅度的信息。对于OFDM 系统为例的多载波通信系统，接收机信道估计部分为解码部分的软判 决信道解码器提供了每个子载波的子载信道估计值。本领域技术人员 可以理解，现有技术中，接收设备的解调端可以得到较高输出精度的 调制符号相关信息，但是在满足系统性能要求，或者信道噪声引起的 误差导致调制符号相关信息输出精度有效数字位数多于该调制符号 相关信息实际有效数字位数的情况下，就无需将输出的调制符号相关 信息的全部数字作为下一模块处理的输入信息。在此情形下，在步骤 S10中，对输出信息进行例如四舍五入近似、截断近似、进一近似等第一近似处理，以节省所述输出信息对系统资源，例如，存储空间的 占用。所述调制符号相关信息可以是上文中提及的调制符号的I路和 Q路分量的幅度相关信息、子载波信道估计值、软判决可靠度、信号 的可靠度等等信息。在完成步骤S10后，生成经近似处理的调制符号 相关信息。
在后续步骤中，对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第一 解码处理，以生成解码后的信号序列。所述第一解码处理，根据不同 的经近似处理的调制符号相关信息对应不同的现有技术中解码处理 的步骤，其具体实施方式
与现有技术的解码处理相同，此处不再—— 赘述。基于以上分析可以理解，本发明的核心要点在于，引入对调制 符号相关信息的近似处理，以减少运算量和对系统存储器的占用，而 非对解码步骤的算法进行改变。
具体而言，所述第一解码处理也可以包括以下步骤
在步骤Sll中，对所述经近似处理的调制符号信息进行解交织， 以生成解交织的调制符号相关信息。对应发送端的交织方法，所述解 交织方法可以是解矩阵交织、解巻积交织等等。以巻积交织为例，其 具体实现方法可以是移位寄存器法、RAM分区循环移位法、RAM整 块循环移位法或美国ATSC系统中所采用的巻积实现方法等等。
在步骤S12中，对所述经解交织处理的调制符号相关信息进行第 二解码处理，以生成解码后的信号序列。所述第二解码处理，可以进 一步包括对经解交织的调制符号相关信息进行解映射，以生成经解映 射的比特流；以及对所述经解映射的比特流进行信道解码，以生成解 码后的信号序列。
需要说明的是，步骤Sll和S12的先后顺序并不构成对本发明的 限定。如上，不同的调制符号相关信息以及发送端的编码顺序对应不 同的第一解码处理。例如，假设发送端在LDPC+BCH编码后，先对 编码后得到的符号进行交织，再对交织后的符号进行QAM星座映射。 则，接收端在对OFDM调制后得到的I i 各和Q路幅度信息进行近似 处理后作为经近似处理的调制符号相关信息，该经近似处理的调制符号相关信息对应的第 一 解码处理为先对经近似处理的调制符号相关
信息通过QAM星座图进行解映射，接着对经解映射后的比特流进行 解交织处理，然后根据经解交织的比特流进行LDPC+BCH解码，以 生成解码后的信号序列。又例如，假设接收端在LDPC+BCH解码前 对调制符号的信道状态信息进行了近似处理，则所述第一解码处理可 以是根据经近似的信道状态信息以及其它相关信息进行LDPC+BCH 解码。
通过对不同情形下进行测试与仿真，发现本发明相对于未作近似 处理的传统解码方法可基本保持系统的解码精度，以下参照图7给出 了对其中 一个具体实施例的仿真结果，本领域技术人员应能理解本发 明对于其他情形也可实现相同或相似的技术效果。
以下再对本实施方式的一个优选例作进一步描述。本优选例的调 制方法为64QAM正交幅度调制。即，所述调制符号为正交幅度调制 符号，即QAM符号，在此，调制符号相关信息包含所述调制符号， 即QAM符号，的I路分量的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信 息，所述解映射为如图2所示的64QAM星座解映射。
在步骤S10中，对OFDM解调得到的QAM符号的I路分量幅度 和Q路分量幅度信息进行近似处理，以生成经近似的QAM符号的I 路分量幅度和成经近似的QAM符号的Q路分量幅度。
本领域技术人员可以理解，对于正交幅度调制，每个QAM符号 的信息可以由I路分量的幅度和Q路分量的幅度表示。在本例中， OFDM解调器的输出采用软判决输出，输出的I路分量幅度为I(t), Q 路分量幅度为Q(t)。假设，I(t)和Q(t)的精度分别以K!和Kq个比特位 表示。通常，在现有技术中I(t)和Q(t)的精度分别在10个比特位以上， 且比特位数相同，即K尸KqMO,这里以此为例来对本发明进行说明， 本领域技术人员应能理解本发明还可适用于其他精度大小的情形。
对I路分量幅度I(t)和Q路分量幅度Q(t)分别进行第一近似处理。 该第 一近似处理可以是四舍五入近似法、截断近似法或进一近似法。 I(t)和Q(t)经过四舍五入近似处理后，分别生成经近似处理的I路分量的幅度信息I柳(t)和经近似处理的Q路分量的幅度信息Qapp(t), I卿(t)和 QappW的精度分别以N^和Mq个比特位表示。可以理解，近似处理的 目的在于使I路分量的幅度信息和Q路分量的幅度信息各自占用的比
特位数少于近似处理前所占用的比特位数，即M^K!或/且Mq<Kq,
以使达到节省存储空间的技术效果。此外，为保证解码精度，近似处 理后的幅度信息精度应大于或等于星座映射后的符号精度。具体的，
如果星座图中的每个矢量点所代表的正交调制符号的I路和Q路分量 幅度分别为N!和Nq个比特位。以64QAM的方形星座图为例，如图 2所示，每个QAM符号(即正交调制符号)对应六个比特位的信息， 其中，I路分量的幅度信息和Q路幅度的分量信息分别以4个比特位 表示。例如，正交调制符号"101011"所对应的I路分量的幅度数值 为-3,以三个比特位的二进制数011以及需要一个比特位存储的负号 表示；其所对应的Q路分量的幅度数值为5,同样以三个比特位的二 进制数101以及需要一个比特位存储的正号表示，因此，N，Nq二4。 可以理解，每个QAM符号至少需要N!个比特位表示I路分量幅度， Nq个比特位表示Q路分量幅度，即，如果经近似后的分量幅度信息 所占用的比特位数小于上述比特数将无法确定对应的QAM符号。因 此，可以理解，经近似后的I路分量的幅度信息和Q路分量的幅度信 息各自占用的比特位数M！和Mq需要分别满足M！ > N!,且Mq > Nq。
基于上述分析，可以理解，假使经近似后的QAM符号的I路分 量幅度相关信息的精度为M!个比特位，则N^应该满足
>^《Mf Kq
其中，理想星座图QAM符号I路分量幅度的精度为N！个比特位； K!软判决输出的QAM符号I路分量幅度的精度为Kz个比特位。
如果将M!表示为M尸N!+P!，在滿足Nt《M^ IQ的情况下则Pj 可以为0至7中的任一个整数。
同理，经近似后的QAM符号的Q路分量幅度相关信息的精度为 Mq个比特位，贝'J Mq应该满足
Nq《Mq< Kq其中，理想星座图QAM符号Q路分量幅度的精度以N(^个比特 位表示；Kg软判决输出的QAM符号Q路分量幅度的精度以Kq个比 特位表示。
如果将mq表示为Mq=Nq +Pq，在滿足Nq《Mq〈Kq的情况下則 Pq可以为0至7中的任一个整数。
进一步优选的，对于64QAM正交幅度调制方形星座图进行解映 射的情形，可以选用以下参数，Pf=PQ =2， M,-Mq^6，即该星座图 中的所有QAM符号的I路分量幅度信息和Q路幅度相关信息，在经 过近似处理后，各自只占用6个比特位。
经近似处理后的QAM符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度 信息在步骤Sll用于解交织处理。
在步骤Sll中，以符号为单位对QAM符号相关信息进行解交织。 其中，每个QAM符号信息包括步骤S10中生成的经近似处理后的该 QAM符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息，以及其它后续 解码处理，例如解码所需的信道状态信息等。图5所示为巻积交织和 解巻积交织的才莫式示意图。本领域技术人员可以理解，在交织端，即 编码端中，星座映射后的QAM符号信息以QAM符号为单位在切换 开关的作用下一次进入图5中交织端的B个支路，周而复始。每个支 路的延迟缓存器数以M的倍数增加，M为交织深度。在解交织端， 即解码端，中采用同步的切换开关从该B个支路中轮流取出QAM符 号信息。变量B为交织宽度，其单位可为支路，代表交织后相邻的 QAM符号在交织前的最小距离。可以理解，变量M为交织深度，也 即延迟緩存器的大小，是交织前相邻的符号在交织后的最小距离。将 图5左侧的交织器上下倒置，则得到右侧的解巻积交织器。同样采用 同步切换开关从该B个支路中轮流读取QAM符号信息，则得到解巻 积交织后的QAM符号信息。采用此 种方式的巻积交织/解巻积交织的 最大时延为Mx cs -1) xs 。巻积交织和解巻积交织为本领域:技术人员所 熟知的成熟技术，此处不再赘述。本领域技术人员理解，通过步骤 Sll的解巻积交织得到的QAM符号顺序与编码端QAM星座映射之后交织器交织前的顺序相同。但是，针对每个QAM符号而言，其相 关信息，也即该QAM符号的I路分量幅度信息Q路分量幅度 信息Mq等，之间的相对顺序不被解巻积交织步骤Sll调整。
在此后的步骤S12中，根据解交织后的QAM符号的相关信息进 行第二解码处理。其中包括以下步骤l)根据解交织后的QAM符号 顺序，以QAM符号为单位，通过每个QAM符号的经近似处理的I 路分量幅度信息1V^和Q路分量幅度信息Mq迸行星座解映射，以生 成经解映射的比特流；2)对经解映射的比特流进行解码，以生成完 成解码的比特流。上述步骤的实现方法为本领域的成熟技术手段，此 处不再赘述。
以上针对根据本发明的无线通信系统尤其是接收设备中的解码 方法进行了详述。该实施方式可以适用于单载波系统和多载波系统。 以下，参照图6对根据本发明的在多载波系统的接收设备中的信号解 码方法进行详细描述。
图6为根据本发明一个具体实施方式
的在多载波系统的接收设备 中用于信号解码的方法流程图。
本实施例中的多载波系统满足以下条件调制方式为64QAM正 交幅度调制，发送端LDPC编码器的输入比特长度为4512,编码效率 为0.6 ,适用于DTMB标准(中国数字电视地面传输标准 GB20600-2006 )。本领域技术人员理解，本实施例的才支术方案同样适 用于DVB-T COFDM、 ISDB-T、 BST-OFDM等其它多载波系统， 16QAM、 128QAM以及64QAM的3008/6016比特输入等等其它调制 方式，因此以上条件并不构成对本发明保护范围的限定。
在发送端，原始信源的比特流经过LDPC编码加入校验信息。 LDPC编码器对输入的4512比特进行按块编码，其输出的长度为7488 比特。接着，对LDPC编码器输出的比特流分组，根据图2进行64QAM 星座映射。映射后的每个QAM符号由6比特表示，再对映射后的符 号流以符号为单位进行交织。DTMB标准提供了两种巻积交织模式1)交织宽度B为52,交织深度M为240; 2)交织宽度B为52,交 织深度M为720。本发明的技术方案适用于任何一种巻积交织模式， 此处不做限定。交织完毕后，符号流以3744个符号为一块，加入36 个TPS (传输参数信令)符号，共同构成一帧数据。这一帧数据经过 调制后，做为一个具有3780个子载波的OFDM信号帧发送。具体调 制方案可参见DTMB标准，此处不再详述。
在系统接收端，对接收到的信号帧进行解调，该解调步骤可以包 括载波同步、定时同步、信道估计、信道均衡等。解调器的输出采用 OFDM帧的形式，每一个输出帧包括3780个QAM符号。在移除去 36个TPS信号后，实际有效数据为3744个QAM符号。每个QAM 符号的信息包括OFDM解调得到的QAM符号的I路分量幅度信息和 Q路分量幅度信息，以及该QAM符号的对应的子载波信道估计的结 果Hk。 OFDM解调输出的子载波信道估计的结果Hk为一个复数，在 现有技术中，子载波信道估计结果Hk的精度一般为10-12个比特位。
在步骤S10中，对OFDM解调得到的QAM符号的相关信息进行 近似处理。
首先，对QAM符号的I路分量幅度和Q路分量幅度信息进行近 似处理，以生成经近似的QAM符号的I路分量幅度和成经近似的 QAM符号的Q^各分量幅度。该近似处理可以是四舍五入进似法、截
断进似法或进一近似法。经近似处理的I路分量的幅度信息Iapp(t)和经
近似处理的Q路分量的幅度信息Qapp(t)， I叩柳和Q卿(t)的精度分别为 M!和Mq,且满足 N《M- IQ
其中，理想星座图中QAM符号I路分量幅度的精度以Ni表示； 软判决输出的QAM符号I路分量幅度的的精度以&表示。
如果将M!表示为M尸^ +PI5在满足N^Mf IQ的情况下则Pj 可以为0至7中的任一个整数。
同理，经近似后的QAM符号的Q路分量幅度相关信息所占用的 比特位Mg应该满足说明书第12/25页
Nq《Mq< Kq
其中，理想星座图中QAM符号Q路分量幅度的精度以Nq表示； 软判决输出的QAM符号Q路分量幅度的的精度以K(3表示。
如果将MQ表示为Mq=Nq+Pq,在满足NQ《MQ〈KQ的情况下则
Pq可以为0至7中的任一个整数。
接着，对OFDM解调输出的子载波信道估计值Hk进行处理。取 Hk的模的平方hl2，再对该模的平方|^|2进行归一化，将归一化的结
果作为信道状态信息，最终对该信道状态信息做近似处理，得到经近 似的信道状态信息l^「卿。该近似处理可以是西舍五入进似法、截断
进似法或进一近似法。K个比特位表示经近似的信道状态信息的 精度。
本领域技术人员可以理解，经近似后的QAM符号的I路分量幅 度、Q路分量幅度和经近似的信道状态信息|^|2卿在步骤Sll中被输
入解交织器一同进行解交织。因此，对QAM符号的I路分量幅度和 Q路分量幅度，以及信道状态信息|仏|2，的近似处理在时间顺序上没
有先后限定。
考虑到步骤Sll中的解交织以符号为单位进行，如果每个QAM 符号解交织所需的相关信息可以相对集中的进行存储，就可以减少处 理器的读取次数，降低系统复杂度。
优选的，可以使Z^M!+Mq+K小于或等于接收设备的处理器一次 可以读取的比特位数。其中，M!个比特位表示经近似的所述调制符号 的I路分量的幅度相关信息的精度，Mq个比特位表示經近似的所述 调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似 的信道状态信息|仏|2卿的精度。举例来说，假使系统所使用SDRAM
字宽为16bit,处理器每次可以读取两个字的信息。则应使满足 Z=M!+MQ+K<16。
优选的，可以使满足M!+MQ+K^8承n，其中，n为整数。其中，M！ 个比特位表示经近似的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精
度，Mg个比特位表示经近似的所述调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似的信道状态信息|/^|2，的精度。 对于SRAM而言，在 一个时钟周期可被读取8bit。相应的，对于16QAM 的调制方式，可以将上述相关信息存储在一个SRAM的byte中。而 对于DDR等存储器而言，在一个时钟周期可被读取2个字(word)， 即32bit。同理，对于128QAM的调制方式，可以将上述相关信息存 储在可被一次读取的32bit中。
更优选的，可以使满足MfMQ+K^16,且N^二6， MQ=6， K=4。 其中，n为整数。其中线个比特位表示经近似的所述调制符号的I路 分量的幅度相关信息的精度，Mq个比特位表示经近似的所述调制符 号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似的信道 状态信息l^「卿的精度。。对于64QAM调制使用SDRAM存储的系统
而言，此种实现方式可以得到较优效果。所述16bit的信息可以保存 在SDRAM的一个字中。
在步骤Sll中，以符号为单位对QAM符号的相关信息进行解交 织。该QAM符号的相关信息包括QAM符号的经近似的I路分量和Q 路分量的幅度信息，以及经近似的信道状态信息。本实施例中的步骤 Sll与上文实施例中的步骤Sll相同，此处不再赘述。
在此后的步骤S120中，根据解交织后的QAM符号的分量幅度 信息进行星座解映射。具体而言，根据解交织后的QAM符号顺序， 以QAM符号为单位，通过每个QAM符号的经近似处理的I路分量 幅度信息M!和Q路分量幅度信息Mq迸行星座解映射，以生成经解 映射的比特流。解映射过程为本领域技术人员熟知的技术手段，此处 不再赘述。
在步骤S121中，根据经近似的信道状态信息|/^|2卿计算QAM符
号的可靠度r。由于LDPC解码过程依赖于信号的可靠度r,因此需要
在LDPC解码前对确定该值。信号的可靠度r与信道状态信息1^|2卿和
比特置信度(m)直接相关，可以通过1^|2卿和m相乘得到。本发明
中，根据子载波信道估计值确定信道状态信息l^12，，具体方法已经 在上文中详细描述，此处不再赘述。m根据不同的QAM调制方法预
19先确定。即信号可靠度的表达式为
<formula>formula see original document page 20</formula>其中，|/^|2为经近似的信道状态信息，m为比特置信度。
在步骤S122中，根据经解映射的比特流和信号可靠度进行LDPC 解码。本领域技术人员理解步骤S120生成的经解映射的比特流和步 骤S121生成的信号可靠度同时被作为LDPC解码的输入，因此S120 和S121之间不构成前后顺序的限定。
以上对本发明的解码方法进行了介绍，本领域技术人员理解，本 发明的技术方案相对原有解码方法的改动较小，且引入本发明后可以 保证系统性能的前提下，节省存储空间，提高运算速度。
图7为本发明优选例和现有技术的浮点算法的解码方式的性能 相比较的信号仿真图。图中横轴为信噪比SNR,纵轴为比特错误概率 SNR,星号点所连接的曲线模拟本发明一个优选例的系统性能。该优 选例对应64QAM的星座解映射，使用6个比特表示经近似的QAM 符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息，4个比特表示近似的 QAM符号的信道状态信息，即]^=6， MQ=6, K=4。三角形点所连 接的曲线模拟传统浮点算法的系统性能。仿真结果清楚的表明，采用 此组近似处理结果所得到的系统性能，与传统的直接采用OFDM调 制输出进行解交织解映射和解码的系统性能基本相同。在信噪比相同 的情况下，本发明优选例的比特错误概率相对传统浮点算法的比特错 误概率的偏差小于2%，满足系统设计要求。假设，B为交织宽度， 为交织深度，则本优选例中，接收端的解交织器所占用的存储器容量为 16xfxM 。而采用传统的浮点算法的解交织器所需的存储容量为大约
32xf xM。不难看出，采用本发明的技术方案可以在不影响系统性能的
情况下，节省存储空间，降低系统设计成本。
以下结合图8所示的装置框图对本发明所提供的在无线通信系统 的接收设备中用于信号解码的解码装置进行说明。图8所示的解码装置1包括第一近似装置IO和第一解码装置11。以下结合图2和图3
对本发明所提供的解码装置1进行描述。本发明所提供的解码装置1 可以适用于任何无线通信系统的接收设备中，包括但不限于数字电视 地面传输系统、数字广播全程覆盖系统、数字集群调度系统等等。本 领域技术人员理解，本发明中的解码方法并不依赖于系统的信道传输 方式，因此，对于有线通信系统同样适用。以下就以数字地面传输系 统为例做进一步说明。
首先，第一近似装置IO对调制符号相关信息进行第一近似处理，
以生成经近似处理的调制符号相关信息。优选的，该调制符号相关信 息可以是由接收设备解调后输出的符号的表征信息，例如I路幅度信
息，Q路幅度信息和子信道状态信息。
在接收端，模拟前端接收到的模拟信号经过滤波和采样后变成复 数信号，即通过解复用被分成I路和Q路分量幅度的信息。对于OFDM 系统为例的多载波通信系统，接收机信道估计部分为解码部分的软判 决信道解码器提供了每个子载波的子载信道估计值。本领域技术人员 可以理解，现有技术中，接收设备的解调端可以得到较高输出精度的 调制符号相关信息，但是在满足系统性能要求，或者信道噪声引起的 误差导致调制符号相关信息输出精度有效数字位数多于该调制符号 相关信息实际有效数字位数的情况下，就无需将输出的调制符号相关 信息的全部数字作为下一模块处理的输入信息。在此情形下，第一近 似装置10对输出信息进行例如四舍五入近似、截断近似、进一近似 等等第一近似处理，以节省所述输出信息对系统资源，例如，存储空 间的占用。所述调制符号相关信息可以是上文中提及的调制符号的I 路和Q路分量的幅度相关信息、子载波信道状态信息、软判决可靠度、 比特置信度等等信息。第一近似装置10生成经近似处理的调制符号 相关信息，并将其传递给第一解码装置11。
接着，第一解码装置11对所述经近似处理的调制符号相关信息 进行第一解码处理，以生成解码后的信号序列。所述第一解码处理， 根据不同的经近似处理的调制符号相关信息对应不同的现有技术中解码处理的步骤，其具体实施方式
与现有技术的解码处理相同，此处 不再——赘述。基于以上分析可以理解，本发明的核心要点在于，引 入对调制符号相关信息的近似处理，以减少运算量和对系统的占用， 而非对解码步骤的算法进行改变，但可在系统的信号误差性能未太多
降低的前提下极大减少了系统存储空间大小以及运算量，具体参见下 文中对技术效果的描述。
具体而言，所述第一解码装置11可以包括解交织装置110和第 二解码装置111。
所述经近似处理的调制符号相关信息被提供给解交织装置110，
以生成解交织的调制符号相关信息。对应发送端的交织方法，所述解 交织方法可以是解矩阵交织、解巻积交织等等。以巻积交织为例，其
具体实现方法可以是移位寄存器法、RAM分区循环移位法、RAM整 块循环移位法或美国ATSC系统中所釆用的巻积实现方法等等。解交 织装置110生成的解交织的调制符号相关信息被传递给第二解码装置 111。
第二解码装置lll对所述经解交织处理的调制符号相关信息进行 第二解码处理，以生成解码后的信号序列。所述第二解码处理，可以 进一步包括对经解交织的调制符号相关信息进行解映射，生成经解映 射的比特流；对所述经解映射的比特流进行信道解码，生成解码后的 信号序列。
需要说明的是，以上操作的先后顺序并不构成对本发明的限定。 如上，不同的调制符号相关信息以及发送端的编码顺序对应不同的第 一解码处理。例如，假设发送端在LDPC+BCH编码后，先对编码后 得到的符号进行交织，再对交织后的符号进行QAM星座映射。则， 接收端在对OFDM调制后得到的I路和Q路幅度相关信息进行近似 处理后作为经近似处理的调制符号相关信息，该经近似处理的调制符 号相关信息对应的第一解码处理为先对经近似处理的调制符号相关 信息通过QAM星座图进行解映射，接着对经解映射后的比特流进行 解交织处理，然后根据经解交织的比特流进行LDPC+BCH解码，以生成解码后的信号序列。又例如，假设接收端在LDPC+BCH解码前 对调制符号的信道状态信息进行了近似处理，则所述第 一 解码处理可 以是根据经近似的信道状态信息以及其他相关信息进行LDPC+BCH解码。
通过对不同情形下进行测试与仿真，发现本发明相对于未作近似 处理的传统解码方法可基本保持系统的解码精度，以下参照图7给出 了对其中 一 个具体实施例的仿真结果，本领域技术人员应能理解本发 明对于其他情形也可实现相同或相似的技术效果。
以下再对本实施方式的一个优选例作进一步描述。本优选例的调 制方法为64QAM正交幅度调制。即，所述调制符号为正交幅度调制 符号，即QAM符号，在此，调制符号相关信息包含所述调制符号， 即QAM符号，的I路分量的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信 息，所述解映射为如图2所示的64QAM星座解映射。
首先，第一近似装置10对OFDM解调得到的QAM符号的I路 分量幅度和Q路分量幅度信息进行近似处理，以生成经近似的QAM 符号的I路分量幅度和成经近似的QAM符号的Q路分量幅度。
本领域技术人员可以理解，对于正交幅度调制，每个QAM符号 的信息可以由I路分量的幅度和Q路分量的幅度表示。在本例中， OFDM解调器的输出采用软判决输出，输出的I路分量幅度为I(t)， Q 路分量幅度为Q(t)。假设，I(t)和Q(t)的精度分别以IQ和Kq个比特位 表示。通常，在现有技术中I(t)和Q(t)的精度分别在10个比特位以上， 且比特位数相同，即K尸Kq〉10，这里以此为例来对本发明进行说明， 本领域技术人员应能理解本发明还可适用于其他精度大小的情形。。
第一近似装置10对I路分量幅度I(t)和Q路分量幅度Q(t)分别 进行第一近似处理。该第一近似处理可以是四舍五入进似法、截断进 似法或进一近似法。I(t)和Q(t)经过四舍五入处理后，分别生成经近似 处理的I路分量的幅度信息I，(t)和经近似处理的Q路分量的幅度信息
Q叩p(t)， I卿(t)和Qapp(t)分别以M!和Mq个比特位表示。可以理解，近似
处理的目的在于使I路分量的幅度信息和Q路分量的幅度信息各自占用的比特位数少于近似处理前所占用的比特位数，即MT< Id或/且Mq <Kq,以使达到节省存储空间的技术效果。此外，为保证解码精度， 近似处理后的幅度信息精度应大于或等于星座映射后的符号精度。具 体的，如果星座图中的每个矢量点所代表的所述正交调制符号的I路
和Q路分量幅度分别为M和Nq个比特位。以64QAM的方形星座图 为例，如图2所示，每个QAM符号(即正交调制符号)对应六个比 特位的信息，其中，I路分量的幅度信息和Q路幅度的分量信息分别 以4个比特位表示。例如，正交调制符号"101011"所对应的I路分 量的幅度数值为-3,以三个比特位的二进制数011以及需要一个比特 位存储的负号表示；其所对应的Q路分量的幅度数值为5,同样以三 个比特位的二进制数101以及需要一个比特位存储的正号表示，因此， N「N(^4。可以理解，每个QAM符号至少需要N!个比特位表示I路 分量幅度，Nq个比特位表示Q路分量幅度，即，如果经近似后的分 量幅度信息所占用的比特位数小于上述比特数将无法确定对应的 QAM符号。因此，可以理解，经近似后的I路分量的幅度信息和Q 路分量的幅度信息各自占用的比特位数M!和Mq需要分別滿足Mj> NI5且M—Nq。
基于上述分析，可以理解，假使经近似后的QAM符号的I路分 量幅度相关信息的精度为M!个比特位，则N^应该满足
Nt《Mf IQ
其中，理想星座图QAM符号I路分量幅度的精度为N!个比特位； K,软判决输出的QAM符号I路分量幅度的精度为IQ个比特位。
如果将M!表示为M尸N！ +P"在满足N！《M!< K！的情况下则P！ 可以为0至7中的任一个整数。
同理，经近似后的QAM符号的Q路分量幅度相关信息的精度为 Mq个比特4立，则MQ应该满足
Nq < MQ< Kq
其中，理想星座图QAM符号Q路分量幅度的精度以Nq个比特 位表示；KQ软判决输出的QAM符号Q路分量幅度的精度以Kq个比特位表示。
如果将mq表示为Mq=Nq+Pq,在滿足Nq《Mq〈Kq的情况下則 pq可以为0至7中的任一个整数。
进一步优选的，对于64QAM正交幅度调制方形星座图进行解映 射的情形，可以选用以下参数，P尸Pq =2, M!=Mq=6,即该星座图 中的所有QAM符号的I路分量幅度信息和Q路幅度相关信息，在经 过近似处理后，各自只占用6个比特位。
第一近似装置IO生成经近似处理后的QAM符号的I路分量幅度 信息和Q路分量幅度信息将其传送给第一解码装置11中的解交织装 置110。
解交织装置110以符号为单位对QAM符号相关信息进行解交 织。其中，每个QAM符号信息包括经近似处理后的该QAM符号的 I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息，以及其它后续解码处理，例 如解码所需的信道状态信息等。图5所示为巻积交织和解巻积交织的 模式示意图。本领域技术人员可以理解，在交织端，即编码端中，星 座映射后的QAM符号信息以QAM符号为单位在切换开关的作用下 一次进入图5中交织端的B个支路，周而复始。每个支路的延迟緩存 器数以M的倍数增加，M为交织深度。在解交织端，即解码端中， 采用同步的切换开关从该B个支路中轮流取出QAM符号信息。变量 B为交织宽度，其单位可为支路，代表交织后相邻的QAM符号在交 织前的最小距离。可以理解，变量M为交织深度，也即延迟緩存器 的大小，是交织前相邻的符号在交织后的最小距离。将图5左侧的交 织器上下倒置，则得到右侧的解巻积交织器。同样采用同步切换开关 从该B个支路中轮流读取QAM符号信息，则得到解巻积交织后的 QAM符号信息。采用此种方式的巻积交织/解巻积交织的最大时延为 MxCB-l)xS。巻积交织和解巻积交织为本领iiU支术人员所熟知的成熟 技术，此处不再赘述。本领域技术人员理解，解巻积交织后得到的 QAM符号顺序与编码端QAM星座缺射之后交织器交织前的顺序相 同。但是，针对每个QAM符号而言，其相关信息，也即该QAM符号的I路分量幅度信息M!和Q路分量幅度信息Mq等，之间的相对 顺序不被解交织装置110调整。
第二解码装置ill根据解交织后的QAM符号的相关信息进行第 二解码处理。其中包括以下操作l)根据解交织后的QAM符号顺序， 以QAM符号为单位，通过每个QAM符号的经近似处理的I路分量 幅度信息M!和Q路分量幅度信息Mq迸行星座解映射，以生成经解 映射的比特流；2)对经解映射的比特流进行解码，以生成完成解码 的比特流。上述操作的实现方法为本领域的成熟技术手段，此处不再 赘述。
以上针对根据本发明的无线通信系统尤其是接收设备中的解码 方法进4亍了详述。该实施方式可以适用于单载波系统和多载波系统。 以下，基于同样的发明构思，参照图8对根据本发明的在多载波系统 的接收设备中的信号解码解码装置1进行详细描述。第一近似装置还 进一步包括信道状态信息确定装置100和信道状态信息近似装置 101。第二解码装置111还进一步包括解映射装置1110、可靠度确定 装置1111和信道解码装置1112。
本实施例中的多载波系统满足以下条件调制方式为64QAM正 交幅度调制，发送端LDPC编码器的输入比特长度为4512,编码效率 为0.6 ,适用于DTMB标准(中国数字电视地面传输标准 GB20600-2006 )。本领域技术人员理解，本实施例的技术方案同样适 用于DVB-T COFDM、 ISDB-T、 BST-OFDM等其它多载波系统， 16QAM、 128QAM以及64QAM的3008/6016比特输入等等其它调制 方式，因此以上条件并不构成对本发明保护范围的限定。
在发送端，原始信源的比特流经过LDPC编码加入校验信息。 LDPC编码器对输入的4512比特进行按块编码，其输出的长度为7488 比特。接着，对LDPC编码器输出的比特流分组，根据图2进行64QAM 星座映射。映射后的每个QAM符号由6比特表示，再对映射后的符 号流以符号为单位进行交织。DTMB标准提供了两种巻积交织模式1)交织宽度B为52,交织深度M为240; 2)交织宽度B为52,交 织深度M为720。本发明的技术方案适用于任何一种巻积交织模式， 此处不做限定。交织完毕后，符号流以3744个符号为一块，加入36 个TPS (传输参数信令)符号，共同构成一帧数据。这一帧数据经过 调制后，做为一个具有3780个子载波的OFDM信号帧发送。具体调 制方案可参见DTMB标准，此处不再详述。
在系统接收端，对接收到的信号帧进行解调，该解调步骤可以包 括载波同步、定时同步、信道估计、信道均衡等。解调器的输出采用 OFDM帧的形式，每一个输出帧包括3780个QAM符号。在移除去 36个TPS信号后，实际有效数据为3744个QAM符号。每个QAM 符号的信息包括OFDM解调得到的QAM符号的I路分量幅度信息和 Q路分量幅度信息，以及该QAM符号的对应的子载波信道估计的结 果Hk。 OFDM解调输出的子载波信道估计的结果Hk为一个复数，在 现有技术中，子载波信道估计结果Hk的精度一般为10-12个比特位。 第一近似装置10对OFDM解调得到的QAM符号的相关信息进行近 似处理。
首先，第一近似装置10对QAM符号的I路分量幅度和Q路分 量幅度信息进行近似处理，以生成经近似的QAM符号的I路分量幅 度和成经近似的QAM符号的Q路分量幅度。该近似处理可以是四舍 五入法、截断法或进一法。经近似处理的I路分量的幅度信息Iapp(t) 和经近似处理的Q路分量的幅度信息Qapp(t), I卿(t)和Q卿(t)的精度分别 为Mj口 Mq,且满足
m < Mf Id
其中，理想星座图中QAM符号I路分量幅度的精度以N!表示； 软判决输出的QAM符号I路分量幅度的的精度以IQ表示。
如果将M,表示为M产^ +P!，在满足N!《Mf K!的情况下则Pj 可以为0至7中的任一个整数。
同理，经近似后的QAM符号的Q路分量幅度相关信息所占用的 比特位Mq应该满足
27Nq《Mq< Kq
其中，理想星座图中QAM符号Q路分量幅度的精度以Nq表示； 软判决输出的QAM符号Q路分量幅度的的精度以Kq表示。
如果将MQ表示为Mq=Nq+Pq，在满足NQ《MQ〈KQ的情况下则
Pq可以为0至7中的任一个整数。
接着，第一近似装置10对OFDM解调输出的子载波信道估计值 Hk进行处理。信道状态信息确定装置100通过取Hk的模的平方l^12,
再对该模的平方|/^|2进行归 一化，得到归一化后的结果作为信道状态
信息。信道状态信息近似装置101对该信道状态信息做近似处理，得 到经近似的信道状态信息l^l:。该近似处理可以是四舍五入法、截
断法或进一法。K个比特位表示经近似的信道状态信息|///卿的精度。
本领域技术人员可以理解，经近似后的QAM符号的I路分量幅 度、Q路分量幅度和经近似的信道状态信息|^|2，将被输入解交织装
置110—同进行解交织处理。因此，对QAM符号的I路分量幅度和 Q路分量幅度，以及信道状态信息|仏|2，的近似处理在时间顺序上没
有先后限定。
考虑到解交织装置110以符号为单位进行，如果每个QAM符号 解交织所需的相关信息可以相对集中的进行存储，就可以减少处理器 的读取次数，降低系统复杂度。
优选的，可以使Z:M!+Mq+K小于或等于接收设备的处理器一次
可以读取的比特位数。其中，M!个比特位表示经近似的所述调制符号
的I路分量的幅度相关信息的精度，Mq个比特位表示经近似的所述
调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似 的信道状态信息l^l;的精度。举例来说，假使系统所使用SDRAM
字宽为16bit,处理器每次可以读取两个字的信息。则应使满足 Z,+Mq+I"16。
优选的，可以使满足M^MQ+K二8承n,其中，n为整数。其中，M！ 个比特位表示经近似的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精 度，MQ个比特位表示经近似的所述调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似的信道状态信息|///，的精度。
对于SRAM而言，在一个时钟周期可被读取8bit。相应的，对于16QAM 的调制方式，可以将上述相关信息存储在一个SRAM的byte中。而 对于DDR等存储器而言，在一个时钟周期可被读取2个字(word)， 即32bit。同理，对于128QAM的调制方式，可以将上述相关信息存 储在可被一次读取的32bit中。
更优选的，可以使滿足M,+Mq+K^16,且Mt二6， MQ=6, K=4。 其中，n为整数。其中，M,个比特位表示经近似的所述调制符号的I 路分量的幅度相关信息的精度，Mq个比特位表示经近似的所述调制 符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似的信 道状态信息|/^|2卿的精度。。对于64QAM调制使用SDRAM存储的系
统而言，此种实现方式可以得到较优效果。所述16bit的信息可以保 存在SDRAM的一个字中。
解交织装置110以符号为单位对QAM符号相关信息进行解交 织。该QAM符号的相关信息包括QAM符号的经近似的I路分量和Q 路分量的幅度信息，以及经近似的信道状态信息。该操作过程与上一 实施例中的解交织操作相同，此处不再赘述。解交织装置110将解交 织后的QAM符号信息(QAM符号分量幅度信息，信道估计状态) 分别传送给解映射装置1110和可靠度确定装置1112。
解映射装置1110根据解交织后的QAM符号的分量幅度信息进行 星座解映射。具体而言，根据解交织后的QAM符号顺序，以QAM 符号为单位，通过每个QAM符号的经近似处理的I路分量幅度信息 M!和Q路分量幅度信息Mq迸行星座解映射，以生成经解映射的比特 流传送给信道解码装置1112。解映射过程为本领域技术人员熟知的技 术手段，此处不再赘述。
可靠度确定装置1111根据经近似的信道状态信息|/^|2，计算
QAM符号的可靠度r。由于LDPC解码过程依赖于信号的可靠度r, 因此需要在LDPC解码前对确定该值。信号的可靠度r与信道状态信 息I^I:和比特置信度(m )直接相关，可以通过和m相乘得到。本发明中，根据子载波信道估计值确定信道状态信息P"，，具体方
法已经在上文中详细描述，此处不再赘述。m根据不同的QAM调制 方法预先确定。即信号可靠度的表达式为
其中，|/^|:为经近似的信道状态信息，m为比特置信度。
可靠度确定装置1111将生成的QAM符号的可靠度传送给信道解 码装置1112。
信道解码装置1112根据经解映射的比特流和信号可靠度进行 LDPC解码。本领域技术人员理解解映射装置1110生成的经解映射的 比特流和可靠度确定装置1111生成的信号可靠度同时被作为信道解 码装置1112的输入，因此经解映射的比特流和信号可靠度的生成之 间没有先后顺序的限定。
以上对本发明的解码装置进行了介绍，本领域技术人员理解，本 发明的技术方案相对原有解码装置的改动较小，且引入本发明后可以 保证系统性能的前提下，节省存储空间，提高运算速度。
图7为本发明优选例和现有技术的浮点算法的解码方式的性能 相比较的信号仿真图。图中横轴为信噪比SNR,纵轴为比特错误概率 SNR，星号点所连接的曲线模拟本发明一个优选例的系统性能。该优 选例对应64QAM的星座解映射，使用6个比特表示经近似的QAM 符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息，4个比特表示近似的 QAM符号的信道状态信息，即M!^6， MQ=6， K=4。三角形点所连 接的曲线模拟传统浮点算法的系统性能。仿真结果清楚的表明，采用 此组近似处理结果所得到的系统性能，与传统的直接采用OFDM调 制输出进行解交织解映射和解码的系统性能基本相同。在信噪比相同 的情况下，本发明优选例的比特错误概率相对传统浮点算法的比特错 误概率的偏差小于2%,满足系统设计要求。假设，B为交织宽度， 为交织深度，则本优选例中，接收端的解交织器所占用的存储器容量为 16"2xM 。而采用传统的浮点算法的解交织器所需的存储容量为大约，請。不难看出，采用本发明的技术方案可以在不影响系统性能的 2
情况下，节省存储空间，降低系统设计成本。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明 并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在所附权利要求 的范围内做出各种变形或修改。
权利要求
1.一种在通信系统的接收设备中用于信号解码的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤a.对调制符号的调制符号相关信息进行第一近似处理，以生成经近似处理的调制符号相关信息；b.对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第一解码处理，以生成解码后的信号序列。
2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤b包括以下 步骤M.对所述经近似处理的调制符号相关信息进行解交织，以生成经 解交织的调制符号相关信息；b2.对所述经解交织处理的调制符号相关信息进行第二解码处理， 以生成解码后的信号序列。
3. 根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤b2包括以 下步骤b21.对经解交织的调制符号相关信息进行解映射，以生成经解映射 的比特流；b22.对所述经解映射的比特流进行信道解码，以生成解码后的信号 序列。
4. 根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述解交织包括解巻 积交织。
5. 根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述调制符号包括正 交幅度调制符号，所述调制符号相关信息包括所述调制符号的I路分量 的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信息，所述解映射为星座解映射。
6. 根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述每个所述正交调 制符号的I和Q路分量幅度的精度与经解交织的所述调制符号的I路分 量的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信息的精度满足以下条件 M尸N!+P!， Mq=Nq+Pq,其中，N!个比特位表示所述正交调制符号的I路分量幅度的精度，nq个比特位表示所述正交调制符号的Q路分量幅度 的精度，M!个比特位表示经解交织的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精度，Mq个比特位表示经解交织的所述调制符号的Q路分量 的幅度相关信息的精度，MI7 ni3 Mq, nq为整数，P!和Pg分别为0至7 的整数中任一个整数。
7. 根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述星座图包括 64画QAM星座图，所述P尸Pq二2， M^Mq二6。
8. 根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述通信系统为采用 多载波调制的通信系统，所述步骤b22之前还包括以下步骤A. 根据每个调制符号对应的子载波信道估计值来确定该调制符号 的信道状态信息；B. 对所述信道状态信息进行第二近似处理，以生成经近似的信道状 态信息；所述步骤b22之前还包括-根据所述经近似的信道状态信息确定信号的可靠度； 所述步骤b22还包括以下步骤-根据所述经解映射的比特流和所述信号的可靠度进行所述信道解码。
9. 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述步骤A包括-对所述子载波信道估计值的模的平方进行归一化，以生成所述信 道状态信息。
10. 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述经近似的信道 状态信息的精度满足条件M!+Mq+K小于或等于所述接收设备的处理 器一次读取的比特位数，其中，K个比特位表示所述经近似的信道状态 信息的精度。
11. 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述经近似的信道 状态信息的精度满足条件M,+Mq+K二8^, n为整数，K个比特位表 示所述经近似的信道状态信息的精度。
12. 根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述11=2。
13. 根据权利要求12所述的方法，其特征在于，同一调制符号的所 述经近似的调制符号相关信息和所述经近似的信道状态信息保存在存 储器的同一个字。
14. 根据权利要求1至13中任一项所述的方法，其特征在于，所述第一近似处理和第二近似处理包括四舍五入近似处理或截断近似处理 或进一近似处理。
15. —种在通信系统的接收设备中用于信号解码的解码装置，其特 征在于，包括 第一近似装置，用于对软判决得到的调制符号相关信息进行第一近 似处理，以生成经近似处理的调制符号相关信息；第一解码装置，用于对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第 一解码处理，以生成解码后的信号序列。
16. 根据权利要求15所述的解码装置，其特征在于，所述第一解码 装置包括解交织装置，用于对所述经近似处理的调制符号相关信息进行解交 织，以生成经解交织的调制符号相关信息；第二解码装置，用于对所述经解交织处理的调制符号相关信息进行 第二解码处理，以生成解码后的信号序列。
17. 根据权利要16所述的解码装置，其特征在于，所述第二解码装 置包括解映射装置，用于对经解交织的调制符号相关信息进行解映射，以 生成经解映射的比特流；信道解码装置，用于对所述经解映射的比特流进行信道解码，以生 成完成解码的比特流。
18. 根据权利要求17所述的解码装置，其特征在于，所述解交织包 括解巻积交织。
19. 根据权利要18所述的解码装置，其特征在于，所述调制符号包 括正交幅度调制符号，所述调制符号相关信息包括所述调制符号的I路 分量的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信息，所述解映射为星座解映射。
20. 根据权利要求19所述的解码装置，其特征在于，所述每个所述 正交调制符号的I和Q路分量幅度的精度与经解交织的所述调制符号的 I路分量的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信息的精度满足以下条 件M「N!+P!， Mq=Nq+Pq，其中，N!个比特位表示所述正交调制符号 的I路分量幅度的精度，nq个比特位表示所述正交调制符号的Q路分量 幅度的精度，M!个比特位表示经解交织的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精度，Mg个比特位表示经解交织的所述调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，MI5 Nn MQ, NQ为整数，Pf和Pg分别为O 至7的整数中任一个整数。
21. 根据权利要求20所述的解码装置，其特征在于，所述星座图包 括64-QAM星座图，所述P「Pq二2， M! = Mq=6。
22. 根据权利要求20所述的解码装置，其特征在于，所述通信系统 为采用多载波调制的通信系统，所述解码装置还包括可靠度确定装置，用于根据所述经近似的信道状态信息确定信号的可靠度；所述第 一近似装置还包括信道状态信息确定装置，用于根据每个调制符号对应的子载波信道 估计值来确定该调制符号的信道状态信息；信道状态信息近似装置，用于对所述信道状态信息进行第二近似处 理，以生成经近似的信道状态信息；所述信道解码装置还用于根据所述经解映射的比特流和所述可靠度 进行所述信道解码。
23. 根据权利要求22所述的解码装置，其特征在于，所述信道状态 信息确定装置用于对所述子载波信道估计值的模的平方进行归一化，以 生成所述信道状态信息。
24. 根据权利要求22所述的解码装置，其特征在于，所述经近似的 信道状态信息的精度满足条件MrfMQ+K小于或等于所述接收设备的 处理器一次读取的比特位数，其中，K个比特位表示所述经近似的信道状态信息的精度。
25. 根据权利要求22所述的解码装置，其特征在于，所述经近似的 信道状态信息的精度满足条件M!+Mq+K二8M， n为整数，K个比特 位表示所述经近似的信道状态信息的精度。
26. 根据权利要求25所述的解码装置，其特征在于，所述n-2。
27. 根据权利要求26所述的解码装置，其特征在于，同一调制符号 的所述经近似的调制符号相关信息和所述经近似的信道状态信息保存 在存储器的同一个字。
28. 根据权利要求25至27中任一项所述的解码装置，其特征在于， 所述第一近似处理和第二近似处理包括四舍五入近似处理或截断近似 处理或进一近似处理。
29. —种在通信系统的接收设备，其特征在于，包括权利要求15-28 中任一项所述的用于信号解码的解码装置。
全文摘要
本发明提供了一种优化的在通信系统的接收设备中用于信号解码的方法。其中，先对软判决得到的调制符号相关信息进行第一近似处理，以生成经近似处理的调制符号相关信息；再对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第一解码处理，以生成解码后的信号序列。引入本发明可以在不影响系统性能的前提下，使得系统对存储器的占用降低，并减小系统运算量。
文档编号H04B1/707GK101599934SQ20081003849
公开日2009年12月9日 申请日期2008年6月3日 优先权日2008年6月3日
发明者林文敏, 泊 沈, 苏佳宁 申请人:泰鼎多媒体技术(上海)有限公司