专利名称：：移动多媒体数字广播ofdm系统信道估计方法
技术领域：
：本发明涉及无线通信
技术领域：
，尤其是涉及一种基于OFDM系统的移动多媒体广播接收机利用训练序列及离散导频估计信道的方法。
背景技术：
：正交频分复用(OFDM)技术具有高频谱利用率和抵抗无线信道多径效应的优点，在无线通信，尤其是面向地面的移动多媒体数字广播领域具有广泛的应用。目前广泛采用的相移键控(MPSK)及正交幅度调制(MQAM)，利用OFDM系统进行星座映射，使系统具有较高的数据率。但在接收机进行相干解调时，需要已知无线信道的冲激响应，即进行信道估计。一般而言，对OFDM系统进行信道估计通常利用导频进行。具体而言分为两类，一种利用训练序列，又称块状导频模式，这种模式下的导频子载波周期性插入到一个完整的OFDM符号中；另一种利用离散导频，又称复合导频模式，这种模式下导频子载波以一定周期在频域和时域二维散列在各OFDM符号中。这两种方式的导频模式如图1(a)和图l(b)所示。采用训练序列进行信道估计，通常能获得较为精确的信道冲激响应值，尤其能获取当前无线信道的冲激响应长度，然而其不适应快速变化的移动多媒体广播无线信道，过于密集使用则会造成效率太低。采用离散导频进行信道估计，需要通过内插获取数据符号处的信道冲激响应，实现对信道进行动态跟踪。然而由于其不能准确估计信道，对噪声敏感，因而其暂态效果不及训练序列信道估计。在移动多媒体广播应用中，单独采用这些技术均不能完全满足应用要求。
发明内容本发明提出一种针对移动多媒体广播系统的信道估计方法。本方法利用频域伪随机序列进行初始信道冲激响应长度估计，再利用离散导频进行动态信道跟踪，能够提高估计性能。一种OFDM系统信道估计方法，所述方法包含a)利用频域伪随机序列，采用伪随机序列旋转相关的方法，利用相关值估计信道冲激响应C;b)对所获取信道冲激响应不含信道抽头部分功率平均，获取估计的噪声功率o"2，确定迫零抽头门限^和截取抽头门限^;C)对a)步骤估计的信道冲激响应C从N-ZMAX进行搜索，ZMAx为带限伪随机序列Sl的IFFT变换对sine函数中第十个零点的偏移值，获取第一个高于截取抽头门限^的抽头序号，定义为当前信道冲激响应长度L;d)利用离散导频P进行现有的最小二乘算法(LS)信道估计，获取离散导频处信道频域响应值PE;e)对第k个数据OFDM符号处进行频域内插处理，获取完整的信道频域响应值FEk;f)对信道频域响应值FEk进行反离散傅立叶变换(IFFT)，获取LS信道时域冲激响应值CEk;g)对获取的时域冲激响应值CEk进行加右半窗处理，对所有序号大于c)步骤估计长度L的响应值迫零得到剩余时域冲激响应值CEknh)对剩余时域冲激响应值CEW进行处理，对其中低于b)步骤确定迫零抽头门限;^的抽头进行迫零，得到处理完成的时域冲激响应值CEk2;i)对处理完成的时域冲激响应值CEk2进行离散傅立叶变换(FFT)，获取处理后的信道频域响应FEkl;j)对OFDM符号利用信道频域响应值FEkl进行频域均衡；k)接收机接收的下一信号仍不是频域伪随机序列，则重复上述d)-j)步骤。所述步骤a)中，信道冲激响应C是通过以下步骤得到的al)接收机生成与发射训练序列相同的频域带限伪噪声随机PN序列SL;a2)接收机根据SL生成频域旋转序列系列Su，SL2，......，SLN，N为FFT长度，Sl。是由序列Sl和WN(n.,)生成，其中WN(n.D为参考文献1("信号与系统基础教程，第三版"，EdwardKamen,BonnieHeck，2007年，培生教育出版集团，"FundamentalsofSignalsandSystems,ThirdEdition",EdwardKamen,BonnieHeck，2007，PearsonEducation)所定义的W因子；a3)接收机接收到准确定时同步的两段由发射机发送的Sl的吋域版本SS1和SS2，将SS2做N点FFT变换到频域序列SE;a4)将Se与SLn依次相关，得到相关系数序列C，长度为N，相关系数序列C即为信道冲激响应C。所述步骤b)中，o"2是由C序列N/2+1到N-Zmax响应的平方均值得到的，其中ZMAx为带限PN序列Sl的IFFT变换对sine函数中第十个零点的偏移值。迫零抽头门限^为2c72，截取抽头门限^为4一。所述步骤e)中，频域内插处理为线性内插、二阶高斯内插或齿条内插，优选为齿条内插。所述步骤g)中，右半窗采用矩形窗、三角窗、升余弦窗或汉明窗中的一种。所述步骤j)中，频域均衡指参考文献("无线通信"，AndreaGoldsmith,2005年，剑桥大学出版社，"WirelessCommunications",AndreaGoldsmith,2005，CambridgeUniversityPress)中提到的子信道平衰落的反转。本发明改进了传统的基于OFDM移动多媒体广播信道估计系统，该方法结合传统的基于训练序列和离散导频的方法，通过捕获和跟踪过程提高信道估计的性能，抑制噪声，具有适应变化多径无线信道和抵抗多普勒频移引起的快衰落的能力。本发明适于移动多媒体广播的无线应用环境，具有较高的使用价值。图1(a)是用训练序列，又称块状导频模式OFDM系统导频模式示意图；图1(b)是用离散导频，又称复合导频模式OFDM系统导频模式示意图；图2是本发明实施例的操作流程示意图；图3是本发明实施例中步骤210的操作流程示意图；图4(a)是将N-Zmax+1到N的抽头迫零的频域估计幅值图；图4(b)是保留N-Zmax+1到N的抽头频域估计幅值图；图5(a)是将N-Zmax+1到N的抽头迫零的频域估计相位图；图5(b)是保留N-Zmax+1到N的抽头频域估计相位图；图6是频域旋转相关信道估计方法得到的信道冲激响应图；图7是传统信道估计和本发明信道估计均方误差性能比图；图8(a)是训练序列信道估计结果均衡发送序列星座图；图8(b)是本发明信道估计结果均衡发送序列星座图；图9是传统信道估计和本发明信道估计比特错误概率性能比较图。具体实施方式下面结合附图和实施例，对本发明进行具体介绍本发明实施例的操作流程示意图如图2所示，以下结合图2详细介绍实施例中各步骤的处理方法步骤210是初始捕获移动信道的过程。这一过程需要准确估计信道冲激响应，尤其是幅度。这一步骤采用频域伪随机序列旋转相关获取。发射机连续发送两个不带间隔的OFDM符号，这两个符号完全一致，其频域为伪噪声随机序列。这一步骤又可细化为图3中的处理过程。步骤310中，接收机生成和发射机发送一致的频域伪噪声随机序列Sl。这一序列可以是预先保存的，也可以按照文献("数字通信，基础与应用"，BernardSklar,2001年，培生教育出版集团，"DigitalCommunications,fundamentalsandApplications"，BernardSklar,2001，PearsonEducation)中所述通过确定系数和初始值的线性移位反馈寄存器组得到。为了和后续OFDM频谱模版一致，SL必须是带限的PN序列。时域的线性移位等于频域的角度旋转。因此，步骤320中，为了确定时域信道冲激响应中多径的位置，在接收机7本地需要生成一系列Sl的角度旋转值，即SLn。其中n为OFDM符号长度。Sl。是由序列矢量Sl和W因子矢量Ww(n.D相乘生成。步骤330中，如果接收机已经完成同步，则从第2个OFDM符号处接收时域信号SS2，将其变換到頻域Se。步骤340中，序列SE依次与序列S^做相关运算。相关值强的样值点对应了强的多径。因此，相关运算结果为估计的信道冲激响应C。步骤220的目的是确定噪声的功率大小，从而确定判定没有多径存在的样值点迫零抽头门限^和估计当前信道冲激响应长度的截取抽头门限Y2。根据现代信号处理学虚警和漏报的分析，这两个门限分别定义为2一和4c72。噪声功率的大小采用C序列N/2+l到N-Zmax响应的平方均值得到。这一部分主要是噪声的响应，且不存在因为PN序列的频域带限带来的冲激函数sinc展宽处的响应。步骤230是估计当前移动信道冲激响应长度的过程。这一步骤的主要目的是提供当前移动信道冲激响应长度L,从而减少位于L之后的抽头噪声影响。动态估计可以适应不同长度信道冲激响应的环境。该步骤对步骤210估计的信道冲激响应C从N-Zmax迸行搜索，获取第一个高于截取抽头门限W的抽头序号，定义为当前信道冲激响应长度L。步骤240采用已有的LS信道估计方法对处于离散导频处的信道频率响应进行估计。假设接收的是第k个OFDM符号。这些导频处的频域响应通常可以认为是准确的。获取导频处的信道响应，可以采用不同的方法完成对数据频点处信道响应的内插估计。这些方法包括了步骤251线性内插、步骤252二阶高斯内插和步骤253齿条内插。文献("OFDM系统中基于导频分布的信道估计技术"，SinemColeri,MustafaErgen，AnujPuri,AhmadBahai，关于广播通信的IEEE会报，2002年9月第48巻3号，"ChannelEstimationTechniquesBasedonPilotArrangementinOFDMSystems"，SinemColeri,MustafaErgen，AnujPuri，AhmadBahai，IEEETransactionsonBroadcasting,Vol.48，No.3,September,2002)中的分析表明，253的齿条内插的方法通常具有最优的性能。步骤260对251、252或253得到的进行N点IFFT变换到时域响应。步骤271-274根据不同的窗函数抑制260得到的时域响应中大于L的抽头。这样的目的是抑制这些抽头处的噪声。这些步骤依照不同的右半窗分为271矩形窗、272三角窗、273升余弦窗或274汉明窗，实际应用不限于这些窗。这一步骤中，N-Zmax+1到N的抽头不进行迫零。因为PN序列在频域是带限的低通信号，信道冲激响应和PN序列巻积后被展宽为sinc函数，这些展宽处响应幅值较高的部分不能迫零，否则估计的信道会产生失真。图4(a)中表現了将N-Zmax+1到N的抽头迫零带来的频域估计幅值影响，在靠近低通截断部分产生失真，图4(b)中表现了保留这些抽头的幅值校正结果。图5(a)中表現了将N-Zmax+1到N的抽头迫零带来的频域估计相位影响，在靠近低通截断部分产生较大失真，图4(b)中表现了保留这些抽头的相位校正结果。注意上述实例中N为2048，其中的1号子载波(直流)和770-1280号子载波没有PN有效子载波分布，因此是无效的估计结果。步骤280进一步抑制L以内的非多径处抽头噪声。凡是低于门限的抽头一律迫零处理。步骤290将步骤280得到的处理后的做FFT变换到频域。步骤2100为均衡操作，根据优化处理的信道频率响应抵消数据频点处的信道影响。步骤2110是一个判断操作，如果下一个OFDM符号是PN序列，则需要更新L，重新完成从步骤210开始的一系列步骤；如果下一个OFDM符号仍然是数据传送符号，则不需要更新L，开始从步骤240以下的步骤完成信道估计的优化。下面通过仿真例说明本发明的效果。在该实施例中，仿真参数如下N=2048，有效子载波个数为1536，调制方式为16QAM，未进行信道编码，采样频率为lOMHz，载波频率2.4GHz。训练序列每隔52个OFDM符号重复一次发送。离散导频等间距分布，为所有有效子载波个数的1/4。多径模型采用了BrazilB信道，这一信道为Rician分布多径衰落信道，多普勒频移每一抽头固定为40Hz。其抽头延迟线参数见表l:表l<table>tableseeoriginaldocumentpage10</column></row><table>图6展示了信噪比为20dB的情况下，通过步骤210获取的信道冲激响应C的幅值。可以看出，采用频域旋转相关方法能够正确反应出信道冲激响应。同时注意到因为带限PN序列所带来的主径展宽。图7表现了采用本方法和经典LS方法信道估计的均方误差示意图。图中可以看出，采用本方法估计有明显降低均方误差的作用。这一作用是步骤271-274和步骤280抑制噪声所带来的性能提升。图8(a)和图8(b)比较了仅采用训练序列与采用本方法进行均衡时的星座图散列程度。本星座图均为第28个OFDM符号时进行均衡，信噪比为20dB。图8(a)仅采用训练序列的信道估计，在多普勒频移较大的情况下无法跟踪信道，因此星座图中的均衡点产生了相移和幅度的畸变。图8(b)采用本方法的信道估计则能正常跟踪信道变化，因此星座图映射关系良好。图9是采用本方法与传统LS方法误比特率的比较示意图。图中可以看出，本方法由于采用了噪声的估计和抑制技术，误比特率有明显降低,信道估计性能明显提高。以上所述实施例只是本发明的实施例，本发明不局限于此，在不超出本发明的精神范围的情况，所作的种种变化实施，都属于本发明的范围。权利要求1.一种OFDM系统信道估计方法，包括a)利用频域伪随机序列，采用伪随机序列旋转相关的方法，利用相关值估计信道冲激响应C；b)对所获取信道冲激响应不含信道抽头部分功率平均，获取估计的噪声功率σ2，确定迫零抽头门限γ1和截取抽头门限γ2；c)对a)步骤估计的信道冲激响应C从N-ZMAX进行搜索，ZMAX为带限伪随机序列SL的IFFT变换对sinc函数中第十个零点的偏移值，获取第一个高于截取抽头门限γ2的抽头序号，定义为当前信道冲激响应长度L；d)利用离散导频P进行现有的最小二乘算法LS信道估计，获取离散导频处信道频域响应值PE；e)对第k个数据OFDM符号处进行频域内插处理，获取完整的信道频域响应值FEk；f)对信道频域响应值FEk进行反离散傅立叶变换IFFT，获取LS信道时域冲激响应值CEk；g)对获取的时域冲激响应值CEk进行加右半窗处理，对所有序号大于c)步骤估计长度L的响应值迫零得到剩余时域冲激响应值CEk1；h)对剩余时域冲激响应值CEk1进行处理，对其中低于b)步骤确定迫零抽头门限γ1的抽头进行迫零，得到处理完成的时域冲激响应值CEk2；i)对处理完成的时域冲激响应值CEk2进行离散傅立叶变换FFT，获取处理后的信道频域响应值FEk1；j)对OFDM符号利用信道频域响应值FEk1进行频域均衡；k)接收机接收的下一信号仍不是频域伪随机序列，则重复上述d)-j)步骤。2.根据权利要求1所述的OFDM系统信道估计方法，其特征在于:所述步骤a)中，信道冲激响应C是通过以下步骤得到的al)接收机生成与发射训练序列相同的频域带限伪噪声随机PN序列SL;a2)接收机根据SL生成频域旋转序列系列Su，SL2，......，SLN，N为FFT长度，S^是由序列Sl和Wn(w)生成，其中W，.D为W因子；a3)接收机接收到准确定时同步的两段由发射机发送的Sl的吋域版本SS1和SS2，将SS2做N点FFT变换到频域序列SE;a4)将Se与SLn依次相关，得到相关系数序列C，长度为N，相关系数序列C即为信道冲激响应C。3.根据权利要求1所述的OFDM系统信道估计方法，其特征在于所述步骤b)中，a2是由C序列N/2+1到N-ZMAX响应的平方均值得到的，其中ZMAx为带限PN序列Sl的IFFT变换对sine函数中第十个零点的偏移值，迫零抽头门限^为2CT2，截取抽头门限^为4c72。4.根据权利要求1所述的OFDM系统信道估计方法，其特征在于所述步骤e)中，所述的频域内插处理为线性内插、二阶高斯内插或齿条内插。5.根据权利要求4所述的OFDM系统信道估计方法，其特征在于所述步骤e)中，所述的频域内插处理为齿条内插。6.根据权利要求1所述的OFDM系统信道估计方法，其特征在于所述步骤g)中，所述的右半窗采用矩形窗、三角窗、升余弦窗或汉明窗中的一种。7.根据权利要求1所述的OFDM系统信道估计方法，其特征在于所述步骤j)中，所述的频域均衡是指子信道平衰落的反转。全文摘要本发明公开了一种OFDM移动多媒体广播信道估计系统，该方法本方法利用频域伪随机序列进行初始信道冲激响应长度估计，再利用离散导频进行动态信道跟踪，通过捕获和跟踪过程提高信道估计的性能，抑制噪声，具有适应变化多径无线信道和抵抗多普勒频移引起的快衰落的能力。本发明适于移动多媒体广播的无线应用环境，具有较高的使用价值。文档编号H04J11/00GK101257471SQ200810060208公开日2008年9月3日申请日期2008年3月31日优先权日2008年3月31日发明者侨周,翔张,曦彭,徐元欣,维杜,匡王,辉赵,金羽晔,明高申请人:浙江大学