专利名称：接收装置、无线通信终端、无线基站以及接收方法
技术领域：
本发明涉及接收具有在时间方向以及频率方向上分散配置的多个已知信号的无 线信号的接收装置、无线通信终端、无线基站以及接收方法。
背景技术：
以往，在无线通信系统中，作为表示接收装置从发送装置接收的无线信号的接收 质量的基准之一，信噪比(SNR)被广泛使用。在无线通信系统中，无线信号的振幅或相位除了受噪声的影响，也会由于无线传 播路径的特性(例如，频率响应特性)而发生变动。因此，为了精确度良好地测定SNR，重要 的是除去由传播路径的特性引起的无线信号的变动，计算噪声功率。另外，作为用于使用多个子载波的多载波方式中的SNR测定技术，有人提出了以 下的方法(参照专利文献1)。专利文献1记载的接收装置经由无线传播路径从发送装置接收无线信号，使用接 收到的无线信号中所包含的第1已知信号以及第2已知信号，估算SNR。在此，第1已知信 号以及第2已知信号的信号模式(例如，M序列或沃尔什序列等)是在接收装置中已知的 信号。另外，第2已知信号在时间方向上连续配置在第1已知信号之后。专利文献1记载的接收装置计算对第1已知信号的传播路径的特性进行估算后的 传播路径估算信息，并将计算出的传播路径估算信息和第2已知信号相乘。然后，根据与传 播路径估算信息相乘之后的第2已知信号和与传播路径估算信息相乘之前的第2已知信号 之差，计算噪声功率。专利文献1 JP专利第3455773号公报(“技术方案1”，第3图)。但是，在多载波的方式中，多个已知信号在时间方向上不一定是连续的，有时是在 时间方向以及频率方向上分散配置的。在专利文献1记载的方法中，当第1已知信号以及第2已知信号在时间方向上分 散配置的情况下，接收到第1已知信号的时刻的传播路径的特性和接收到第2已知信号的 时刻的传播路径的特性有时不同。在此，专利文献1记载的方法是以对应于第1已知信号的传播路径估算信息和对 应于第2已知信号的传播路径估算信息相等为前提的。因此，如果第1已知信号以及第2已 知信号在时间方向上分散配置，则上述前提不成立，可能无法精确度良好地计算噪声功率。
发明内容
因此，本发明是为了解决上述技术课题而完成的，其目的是提供一种即使在多个 已知信号在时间方向以及频率方向上分散配置的情况下，也能够通过精确度良好地计算噪 声功率，来更准确地估算SNR的接收装置、无线通信终端、无线基站以及接收方法。本发明的第1特征的主要内容如下一种接收装置(接收装置10)，其接收具有在 时间方向以及频率方向上分散配置的第1已知信号(导频信号Pl)、第2已知信号(导频信号P2)、第3已知信号(导频信号P3)以及第4已知信号(导频信号P4)的无线信号，该 接收装置具有估算信息计算部(传播路径估算部130)，其针对上述第1已知信号、上述第 2已知信号、上述第3已知信号以及上述第4已知信号的每个个信号，计算对上述无线信号 的传播路径的特性进行估算后的传播路径估算信息(传播路径估算值h~l(n) h~4(n))； 第1内插部(第1内插部151)，其使用上述第1已知信号以及上述第4已知信号各自的传 播路径估算信息(传播路径估算值h~l(n)以及h~4(n))，对连接上述第1已知信号以及上 述第4已知信号的线与连接上述第2已知信号以及上述第3已知信号的线交叉的交叉部分 的传播路径估算信息进行内插；第2内插部(第2内插部152)，其使用上述第2已知信号 以及上述第3已知信号各自的传播路径估算信息(传播路径估算值h~2 (η)以及h~3 (η))， 对上述交叉部分的传播路径估算信息进行内插；噪声功率计算部(噪声功率计算部154)， 其根据由上述第1内插部内插后的传播路径估算信息(传播路径估算值ITiV4(η))与由上 述第2内插部内插后的传播路径估算信息(传播路径估算值h~02_3(n))的差分，计算上述 无线信号的噪声功率。
根据上述特征，可以利用上述交叉部分的传播路径的特性相等这一点，除去由传 播路径的特性引起的无线信号的变动，计算噪声功率。因此，可以提供一种即使在多个已知 信号在时间方向以及频率方向上分散配置的情况下，也能够通过精确度良好地计算噪声功 率，来更准确地估算SNR的接收装置。本发明的第2特征涉及本发明的第1特征，主要内容如下在上述无线信号中不包 含噪声的情况下，由上述第1内插部内插后的传播路径估算信息与由上述第2内插部内插 后的传播路径估算信息一致。本发明的第3特征涉及本发明的第1特征，主要内容如下上述估算信息计算部根 据最小二乘法(LS法)，将上述第1已知信号、上述第2已知信号、上述第3已知信号以及上 述第4已知信号与事先规定的参照信号进行比较，由此针对上述第1已知信号、上述第2已 知信号、上述第3已知信号以及上述第4已知信号的每一个信号，计算传播路径估算信息。本发明的第4特征涉及本发明的第1特征，主要内容如下还具有第3内插部 (第3内插部153)，其使用上述第1已知信号、上述第2已知信号、上述第3已知信号以及 上述第4已知信号各自的传播路径估算信息，对上述交叉部分的传播路径估算信息进行内 插；信号功率计算部(信号功率计算部155)，其使用由上述第3内插部内插后的传播路径 估算信息(传播路径估算值h~0(n))和由上述噪声功率计算部计算出的上述噪声功率，计 算上述无线信号的信号功率。本发明的第5特征涉及本发明的第1特征，主要内容如下还具有SNR计算部(SNR 计算部156)，其使用由上述信号功率计算部计算出的上述信号功率和由上述噪声功率计算 部计算出的上述噪声功率，计算上述无线信号的信噪比。本发明的第6特征是具有与本发明的第1特征 第5特征中任意一项相关的接收 装置的无线通信终端(无线通信终端200)。本发明的第7特征是具有与本发明的第1特征 第5特征中任意一项相关的接收 装置的无线基站(无线基站100)。本发明的第8特征的主要内容如下一种接收方法，接收具有在时间方向以及频 率方向上分散配置的第ι已知信号、第2已知信号、第3已知信号以及第4已知信号的无线信号，该接收方法具有针对上述第1已知信号、上述第2已知信号、上述第3已知信号以 及上述第4已知信号的每个信号，计算对上述无线信号的传播路径的特性进行估算后的传 播路径估算信息的步骤(步骤S104)；使用上述第1已知信号以及上述第4已知信号各自 的传播路径估算信息，对连接上述第1已知信号以及上述第4已知信号的线和连接上述第 2已知信号以及上述第3已知信号的线交叉的交叉部分的传播路径估算信息进行内插的步 骤(步骤S106)；使用上述第2已知信号以及上述第3已知信号各自的传播路径估算信息， 对上述交叉部分的传播路径估算信息进行内插的步骤(步骤S106)；根据使用上述第1已 知信号以及上述第4已知信号各自的传播路径估算信息进行内插后的传播路径估算信息、 与使用上述第2已知信号以及上述第3已知信号各自的传播路径估算信息进行内插后的传 播路径估算信息的差分，计算上述无线信号的噪声功率的步骤(步骤S109)。根据本发明，可以提供一种即使在多个已知信号在时间方向以及频率方向上分散 配置的情况下，也能够通过精确度良好地计算噪声功率，来更准确地估算SNR的接收装置、 无线通信终端、无线基站以及接收方法。
图1是本发明的实施方式中的无线通信系统的整体概略构成图。图2是表示在本发明的实施方式中的无线通信系统中使用的上行子帧或下行子 帧的构成的概略的帧构成图。图3是本发明的实施方式中的接收装置的功能块构成图。图4是本发明的实施方式中的SNR估算部的功能块构成图。图5是用于说明本发明的实施方式中的传播路径估算值的计算处理以及SNR的计 算处理的概念图。图6是表示本发明的实施方式中的接收装置的工作的的流程图。图7是其他实施方式中的集群构成图。
具体实施例方式接下来，参照附图对本发明的实施方式进行说明。在以下的实施方式的附图的记 载中，针对相同或相似的部分标注相同或相似的附图符号。以下，对(1)无线通信系统的概略的构成、(2)接收装置的构成、(3)接收装置的工 作、(4)作用·效果、(5)其他实施方式进行说明。(1)无线通信系统的概略构成首先，对本实施方式中的无线通信系统的概略构成进行说明。图1是本发明的实 施方式中的无线通信系统1的整体概略构成图。如图1所示，无线通信系统1具有无线基站100以及无线通信终端200。在无线通 信系统1中，采用通过多个子载波构成无线信号RS，即所谓多载波方式。具体而言，在无线通信系统1中，采用正交频分复用(OFDM)方式。即，无线信号RS 是按照OFDM构成的。OFDM系统的前提是在宽带中使用。作为OFDM的特征，可以举出与单载波方式相 比，每一符号的时间长这一特征。这表明虽然在多通道环境中会发挥优势作用，但是，传播路径中的每个符号的时间变动相对变大。即，在宽频率以及长时间区域中，由于频率选择性 或多普勒频率的影响，频率以及时间双方发生变动。在本实施方式中，在无线通信系统1中导入了根据SNR将子载波动态地分配 的动态信道分配(DCA)、或根据SNR选择调制方式的自适应调制。在自适应调制中，从 BPSK(Binary Phase ShiftKeying) 24QAM(Quadrature Amplitude Modulation) ^^^ 调制方式中选择适当的调制方式。因此，无线基站100以及无线通信终端200定期地测定 SNR。图2是表示在无线通信系统1的上行方向或下行方向中使用的通信帧，即，上行子 帧或下行子帧的构成的帧构成图。无线通信终端200能在子帧内分配1以上的集群(在时间方向和频率方向上 具有 固定数量的符号的通信单位)，以集群单位进行通信。在集群内，4个以上的已知符号(以 下，称为导频信号)在时间方向以及频率方向上分散配置。在本实施方式中，4个导频信号 Pl P4配置在集群的四角。无线基站100以及无线通信终端200使用接收到的导频信号，计算对无线传播路 径的特性(例如，频率响应特性)进行估算后的传播路径估算值。然后，无线基站100以及 无线通信终端200使用计算出的传播路径估算值，将数据信号(数据符号)均衡化。具体而言，无线基站100以及无线通信终端200使用最小二乘(LS)法，计算导频 信号的传播路径估算值。因此，传播路径估算值不是仅反映无线传播路径的特性的值，而是 也反映噪声成分的值。无线基站100以及无线通信终端200通过2维(频率/时间)内插(1次、2次、样 条内插)导频信号的传播路径估算值，估算数据信号的传播路径估算值。(2)接收装置的构成接下来，参照图3 图5，对无线基站100以及无线通信终端200中所设置的接收 装置10的构成进行说明。并且，以下对与本发明相关的点进行主要说明。(2. 1)接收装置的功能块的构成图3是接收装置10的功能块构成图。如图3所示，接收装置10具有串-并行转 换部(以下称为s/ρ部)110、傅立叶转换部120、传播路径估算部130、均衡部140、SNR估 算部150、并-串行转换部(以下称为P/S部)160、以及解调部170。从省略图示的天线以及RF部等向S/Ρ部110输入接收信号。S/Ρ部110将被输入 的接收信号进行串_并行转换。从S/Ρ部110输出的各串行信号与例如子载波对应。傅立叶转换部120通过将串-并行转换后的接收信号进行FFT或DFT，而将时间区 域的接收信号转换为频率区域。被转换为频率区域的接收信号被输入到传播路径估算部130。传播路径估算部 130通过LS法计算传播路径估算值。具体而言，传播路径估算部130通过存储与导频信号 同等的信号序列即参照信号，并对导频信号和参照信号进行比较，从而计算传播路径估算值。在本实施方式中，传播路径估算部130针对导频信号Pl、导频信号P2、导频信号P3 以及导频信号P4中的每一个，按照每个集群，计算对无线信号RS的传播路径的特性进行估 算后的传播路径估算值h~l (η)以及h~4(n) (η 集群编号)。
被转换为频率区域的接收信号被输入到均衡部140。均衡部140使用通过传播路 径估算部130计算出的传播路径估算值，针对接收信号进行信道均衡化。具体而言，均衡部 140通过在传播路径中修改无线信号RS的相位或振幅中产生的失真，再现在发送侧被发送 的信号序列。 P/S部160将修改后的接收信号进行并_串行转换。解调部170使用P/S部160 的输出信号，将在发送侧被发送的信号序列进行解调。向SNR估算部150输入由传播路径估算部130计算出的传播路径估算值。SNR估 算部150使用传播路径估算值，估算无线信号RS (接收信号)的SNR。(2. 2) SNR估算部的功能块构成接下来，对SNR估算部150的功能块构成进行说明。图4是SNR估算部150的功 能块构成图。如图4所示，SNR估算部150具有第1内插部151、第2内插部152、第3内插部 153、噪声功率计算部154、信号功率计算部155、以及SNR计算部156。第1内插部151使用导频信号Pl以及导频信号P4的各自的传播路径估算值 h"l(n)以及h~4 (η)，对连接导频信号Pl以及导频信号Ρ4的线和连接导频信号Ρ2以及导 频信号Ρ3的线交叉的交叉部分C (参照图5)的传播路径估算值h~(V4(n)进行1次线性内 插。第2内插部152使用导频信号P2以及导频信号P3的各自的传播路径估算值 h"2(n)以及h~3(n)，对交叉部分C的传播路径估算值h~02_3(n)进行1次线性内插。第3内插部153使用导频信号P1、导频信号P2、导频信号P3以及导频信号P4的 各自的传播路径估算值h~l (η) h~4(n)，对交叉部分C的传播路径估算值h~0(n)进行1 次线性内插。噪声功率计算部154根据由第1内插部151内插的传播路径估算值tTOy (η)与 由第2内插部152内插的传播路径估算值h~02_3(n)的差分，计算无线信号RS的噪声功率 P"n。信号功率计算部155使用由第3内插部153内插的传播路径估算值h~0 (η)和由 噪声功率计算部154计算出的噪声功率Ρ~η，计算无线信号RS的信号功率。具体而言，信号功率计算部155根据传播路径估算值h~0 (η)估算出信号功率+准 噪声功率(准噪声功率是噪声功率的固定倍数的功率)，根据噪声功率Ρ~η与信号功率+准 噪声功率的差分，计算信号功率。SNR计算部156使用由信号功率计算部155计算出的信号功率和由噪声功率计算 部154计算出的噪声功率Ρ~η，计算无线信号RS的SNR。即，SNR计算部156计算信号功率 与噪声功率Ρ~η之比作为SNR。(2. 3)传播路径估算值的计算处理接下来，通过图5对利用传播路径估算部130执行的传播路径估算值的计算处理 进行说明。传播路径估算部130计算图5所示的导频信号Pl Ρ4的各自的传播路径估算值 h"l(n) h~4(n)。在此，根据LS法的传播路径估算值h~l (η) h~4(n)不是仅反映传播 路径的特性的值，也反映了噪声。
如果将导频信号Pl设为“rl (η) ”，将发送信号(即参照信号)设为“sl(n)”，则与 导频信号Pl对应的传播路径估算值h~l (η)由公式(1)计算。公式1
<formula>formula see original document page 9</formula>⑴另外，如果将与导频信号Pl对应的传播路径的特性设为“hi (η) ”，将与导频信号 Pl对应的噪声设为“nl (η) ”，则公式(2)成立。公式2rl(n) = hl(n)sl(n)+nl(n) (2)如公式(2)所示，接收装置10所接收的接收信号可以设想为当在发送侧发送出的 信号经过传播路径变动之后，附加了噪声的信号。如果将公式⑵代入公式⑴则变为公式(3)。公式3
<formula>formula see original document page 9</formula>同样，如果将导频信号P2设为“r2 (η) ”，将发送信号(即参照信号)设为“s2(n)”； 将与导频信号P2对应的传播路径的特性设为“h2 (η) ”，将与导频信号Ρ2对应的噪声设为 “η2(η)”，则与导频信号Ρ2对应的传播路径估算值h~2(n)由公式(4)表示。公式4<formula>formula see original document page 9</formula>另外，如果将导频信号Ρ3设为“r3 (η) ”，将发送信号(即参照信号)设为“s3(n)”； 将与导频信号P 3对应的传播路径的特性设为“h3 (η) ”，将与导频信号Ρ3对应的噪声设为 “η3(η)”，则与导频信号Ρ3对应的传播路径估算值h~3(n)由公式(5)表示。公式5<formula>formula see original document page 9</formula>进一步地，如果将导频信号P4设为“r4(n)”，将发送信号(即参照信号)设为 "s4(n)，，；将与导频信号P4对应的传播路径的特性设为“h4(n) ”，将与导频信号P4对应的 噪声设为“n4(n)”，则与导频信号P4对应的传播路径估算值h~4(n)由公式(6)表示。公式6<formula>formula see original document page 9</formula>(2. 4) SNR的计算处理
继续使用图5对通过SNR估算部150执行的SNR的计算处理进行说明。SNR估算部150针对连接2个导频信号的线所交叉的交叉部分C(在图3的例子 中，数据信号Dl的位置)进行SNR的估算。首先，SNR估算部150使用导频信号Pl P4的各自的传播路径估算值h~ 1 (η) h~4(n)，如公式(7)所示，计算交叉部分C的传播路径估算值h~0(n)。传播路径估算值 h"0(n)用于信号功率+准噪声功率的估算。公式7
<formula>formula see original document page 10</formula>如果将公式(3) 公式(6)代入公式(7)则成为公式⑶。公式8
<formula>formula see original document page 10</formula>
接下来，SNR估算部150使用根据在集群(η)中位于对角位置上的导频信号Pl以 及Ρ4的传播路径估算值h~l(n)以及h~4(n)，如公式(9)所示，通过1次线性内插计算中央 部分的传播路径估算值ITiV4 (η)。公式9
<formula>formula see original document page 10</formula>同样，SNR估算部150使用根据在集群(η)中位于对角位置上的导频信号Ρ2以及 Ρ3的传播路径估算值h~2(n)以及h~3(n)，如公式(10)所示，通过1次线性内插计算中央 部分的传播路径估算值 Γ02_3(η)。公式10<formula>formula see original document page 10</formula>
传播路径估算值ITiV4以及h~02_3用于噪声功率Ρ~η的估算。即，传播路径估算值 h'O^以及h~02_3的差分表示该交叉部分C的噪声成分。接下来，SNR估算部150为了估算信号功率，如公式(11)所示，针对被分配给用户 (无线通信终端200)的所有集群计算交叉部分C的传播路径估算值h~0 (η)的绝对值的平 方的集合平均。公式11
<formula>formula see original document page 10</formula><formula>formula see original document page 11</formula>其中，“ι表示分配给该用户的所有集群的集合平均的意思。并且，在公式(11) 中，(hl(n)+h4(n))/2 = (h2 (η)+h3 (η))/2 = hO (η)是前提。另外，在公式(11)中，公式12pn = (tnl(n)l2) = (!n2(n)!2> = {|n3(n)|2> = (itl4(n}|2)(12)公式(11)中的P~n相当于准噪声功率。另外，SNR估算部150应该估算的交叉部分C的SNR为接收信号中的信号成分的功 率与噪声成分的功率之比。具体而言，如果将交叉部分C的传播路径的特性设为“hO(η) ”， 将交叉部分C的发送信号(即参照信号)设为“s0(n)”，将交叉部分C的噪声设为“ηθ(η)”， 则信号成分是hO (n) s0 (η)，噪声成分是ηΟ (η)。关于被分配给用户(无线通信终端200)的所有集群，交叉部分C的SNR的绝对值 的平方的集合平均如公式(13)所示。公式13
qhQ(n)sO(nm(lhQ(n)\2)伽_2> =《丨
(13)
_(η)|2》 =-
Pn接下来，为了估算噪声功率Ρ~η，如公式(14)所示，对公式(9)以及公式(10)所表 示的交叉部分C的传播路径估算值的差的绝对值的平方的集合平均进行计算。公式14-"W - l0^(n)f) (fm 一) + 峰)；释)-； fe3(n)-"2(W);释)|:)(14)其中，在传播路径估算值h~(V4(n)以及传播路径估算值h~02_3(n)中，交叉部分C 的传播路径的特性可以看作是相等，因此，公式(15)成立。并且，在公式(15)中，与公式 (11)相同，(hl(n)+h4(n))/2 = (h2 (η)+h3 (η))/2 = hO (η)为前提。公式15
hl(n) + Μ(τι) /ι2(η) + h3 (η)--- 二-^-
21(15)因此，公式(14)成为如下的公式(16)。公式16<formula>formula see original document page 12</formula>综上所述，如公式(17)所示，SNR是通过将信号功率设为公式(11)-公式(16)/4， 将噪声功率P~n设为公式(16)进行估算的。公式17
胸<formula>formula see original document page 12</formula>
因此，SNR估算部150能由公式(17)估算SNR。(3)接收装置的工作接下来，使用图6所示的流程图，对接收装置10的工作进行说明。在步骤SlOl中，S/P部110将通过天线以及RF部等放大以及下变频后的接收信 号进行串-并行转换。在步骤S102中，通过进行FFT或DFT将时间区域的接收信号转换为频率区域。在步骤S103中，开始针对每个被分配给无线通信终端200的集群的处理。在步骤S104中，传播路径估算部130根据公式(3) 公式(6)计算传播路径估算 值 h~l(n) h~4(n)。在步骤S105中，第3内插部153使用传播路径估算值h~ 1 (η) h~4 (η)，根据公式 (7)以及公式(8)计算交叉部分C的传播路径估算值h~0 (η)。在步骤S106中，第1内插部151根据公式(9)计算传播路径估算值ITiV4(η)。另 夕卜，第2内插部152根据公式(10)计算传播路径估算值h~02_3(n)。在步骤S107中，当判断关于被分配给无线通信终端200的所有的集群，步骤 S104 步骤S106的处理已经完成的情况下，进入步骤S108的处理。另一方面，当关于被分 配给无线通信终端200的所有的集群，步骤S104 步骤S106的处理尚未完成的情况下，返 回步骤S103的处理，开始下一个集群的处理。在步骤S108中，信号功率计算部155根据公式(11)计算信号功率+准噪声功率。在步骤S109中，噪声功率计算部154根据公式(16)计算噪声功率P~n。在步骤SllO中，SNR计算部156根据公式(17)计算SNR。(4)作用·效果根据本实施方式，利用交叉部分C的传播路径的特性相等这一点，计算噪声功率 P"n0即，在无线信号RS中不包括噪声的情况下，通过第1内插部151内插后的传播路径估 算值ITiV4 (η)与通过第2内插部152内插后的传播路径估算值h~02_3(η) —致。由此，能够除去由传播路径的特性引起的无线信号RS的变动，计算噪声功率Ρ~η。 因此，可以提供一种即使在多个导频信号在时间方向以及频率方向上分散配置的情况下， 也能精确度良好地计算噪声功率Ρ~η的接收装置10。根据本实施方式，接收装置10根据LS法将导频信号Pl、导频信号Ρ2、导频信号Ρ3以及导频信号P4与事先规定的参照信号进行比较，由此，计算导频信号PI、导频信号P2、导 频信号P3以及导频信号P4的各自的传播路径估算值。在这种情况下，虽然计算出的传播路径估算值反映了传播路径的特性以及噪声的 影响两者，但是，如上所述，能够除去由传播路径的特性引起的无线信号RS的变动，计算噪 声功率P~n。因此，即使在使用根据LS法这样计算量少的算法计算出的传播路径估算值的情 况下，也能够精确度良好地计算噪声功率P~n。即，根据本实施方式，与使用复杂的算法的情 况相比，可以减轻接收装置10的处理负荷。特别地，在OFDM这样的宽带的系统中，如果要进行高度的传播路径估算以及传播 路径均衡化，则计算量变得巨大，因此，传播路径估算值的计算本身优选是尽量简单的方 法。根据本实施方式，接收装置10对交叉部分C的传播路径估算值进行内插，使用内 插后的传播路径估算值h~0(n)和计算出的噪声功率P~n，计算无线信号RS的信号功率。由 于使用精确度良好地计算出的噪声功率P~n来计算信号功率，所以，能更准确地计算信号 功率。根据本实施方式，接收装置10使用计算出的信号功率和计算出的噪声功率P~n， 计算无线信号RS的SNR。如上所述，由于精确度良好地计算信号功率以及噪声功率P~n，所 以，能够更准确地计算SNR。因此，可以使用由接收装置10计算出的SNR，更有效地实现动 态信道分配以及自适应调制。(5)其他的实施方式综上所述，虽然本发明是根据实施方式记载的，但是不应该理解为构成该公开内 容的一部分的论述以及附图是对本发明的限定。从本发明的公开可知，对于本领域技术人 员来说，本发明具有各种代替的实施方式、实施例以及运用的技术都是显而易见的。在上述实施方式中，4个导频信号Pl P4配置在集群(η)的四角。但是，不局限 于导频信号Pl Ρ4配置在集群(η)的四角，如图7所示，也可以将导频信号Pl Ρ4配置 在集群(η)内的任意位置上。即，只要在导频信号Pl Ρ4中，连接2个导频信号的线交叉 即可。而且，集群(η)内的导频信号的数量不局限于4个，也可以是5个以上。另外，分 配给无线通信终端200的集群也可以只有1个。在上述实施方式中，虽然对进行按照OFDM的无线通信的无线通信系统1进行了说 明，但是也可以按照OFDM以外的多载波方式进行无线通信。在上述实施方式中，虽然噪声功率计算部154计算出的噪声功率Ρ~η用于SNR的 计算，但不局限于SNR的计算，也可以将噪声功率计算部154计算出的噪声功率Ρ~η用于自 适应阵列控制或天线校准等。在上述实施方式中，虽然传播路径估算值ITiV4以及h~02_3是通过1次线性内插计 算出的，但也可以采用与1次线性内插不同的内插方法。综上所述，本发明应该理解为包括在此没有记载的各种实施方式等。因此，本发明 仅由根据其公开的内容而适当确定的技术方案中的技术特征进行限定。并且，日本特许申请第2007-255815号(2007年9月28日申请)的所有内容通过参照而被写入本申请说明书。(产业上的可利用性)如上所述，本发明的接收装置、无线通信终端、无线基站以及接收方法在即使将多 个已知信号在时间方向以及频率方向上分散配置的情况下，也能够通过精确度良好地计算 噪声功率，来更准确地估算SNR ，因此，在移动台通信等的无线通信中很有用。
权利要求
一种接收装置，其接收具有在时间方向以及频率方向上分散配置的第1已知信号、第2已知信号、第3已知信号以及第4已知信号的无线信号，该接收装置具有估算信息计算部，其针对上述第1已知信号、上述第2已知信号、上述第3已知信号以及上述第4已知信号的每个信号，计算对上述无线信号的传播路径的特性进行估算后的传播路径估算信息；第1内插部，其使用上述第1已知信号以及上述第4已知信号各自的传播路径估算信息，对连接上述第1已知信号以及上述第4已知信号的线与连接上述第2已知信号以及上述第3已知信号的线交叉的交叉部分的传播路径估算信息进行内插；第2内插部，其使用上述第2已知信号以及上述第3已知信号各自的传播路径估算信息，对上述交叉部分的传播路径估算信息进行内插；和噪声功率计算部，其根据由上述第1内插部内插后的传播路径估算信息与由上述第2内插部内插后的传播路径估算信息的差分，计算上述无线信号的噪声功率。
2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，在上述无线信号中不包含噪声的情况下，由上述第1内插部内插后的传播路径估算信 息与由上述第2内插部内插后的传播路径估算信息一致。
3.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，上述估算信息计算部根据最小二乘法，将上述第1已知信号、上述第2已知信号、上述 第3已知信号以及上述第4已知信号与事先规定的参照信号进行比较，由此针对上述第1 已知信号、上述第2已知信号、上述第3已知信号以及上述第4已知信号的每一个信号，计 算传播路径估算信息。
4.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，该接收装置还具有第3内插部，其使用上述第1已知信号、上述第2已知信号、上述第3已知信号以及上述 第4已知信号各自的传播路径估算信息，对上述交叉部分的传播路径估算信息进行内插； 禾口信号功率计算部，其使用由上述第3内插部内插后的传播路径估算信息和由上述噪声 功率计算部计算出的上述噪声功率，计算上述无线信号的信号功率。
5.根据权利要求4所述的接收装置，其特征在于，该接收装置还具有SNR计算部，其使用由上述信号功率计算部计算出的上述信号功率和由上述噪声功率 计算部计算出的上述噪声功率，计算上述无线信号的信噪比。
6.一种无线通信终端，其具有权利要求1 5中任意一项所述的接收装置。
7.一种无线基站，其具有权利要求1 5中任意一项所述的接收装置。
8.一种接收方法，是接收具有在时间方向以及频率方向上分散配置的第1已知信号、 第2已知信号、第3已知信号以及第4已知信号的无线信号的接收方法，该接收方法具有针对上述第1已知信号、上述第2已知信号、上述第3已知信号以及上述第4已知信号 的每个信号，计算对上述无线信号的传播路径的特性进行估算后的传播路径估算信息的步 骤；使用上述第1已知信号以及上述第4已知信号各自的传播路径估算信息，对连接上述第1已知信号以及上述第4已知信号的线与连接上述第2已知信号以及上述第3已知信号的线交叉的交叉部分的传播路径估算信息进行内插的步骤；使用上述第2已知信号以及上述第3已知信号各自的传播路径估算信息，对上述交叉 部分的传播路径估算信息进行内插的步骤；以及根据使用上述第1已知信号以及上述第4已知信号各自的传播路径估算信息进行内插 后的传播路径估算信息、与使用上述第2已知信号以及上述第3已知信号各自的传播路径 估算信息进行内插后的传播路径估算信息的差分，计算上述无线信号的噪声功率的步骤。
全文摘要
本发明提供一种接收装置、无线通信终端、无线基站以及接收方法。接收装置(10)具有传播路径估算部(130)，其针对分散配置在时间方向以及频率方向上的第1～第4导频信号的各个信号，计算对无线信号的传播路径的特性进行估算后的传播路径估算信息；和SNR估算部(150)，其使用第1以及第4导频信号的各自的传播路径估算信息，对连接第1以及第4导频信号的线与连接第2以及第3导频信号的线交叉的交叉部分的传播路径估算信息进行内插，使用第2以及第3导频信号的各自的传播路径估算信息，对交叉部分的传播路径估算信息进行内插，根据内插的2个传播路径估算信息的差分，计算无线信号的噪声功率。
文档编号H04J11/00GK101809908SQ20088010894
公开日2010年8月18日 申请日期2008年9月17日 优先权日2007年9月28日
发明者中山琢, 冲野健太 申请人:京瓷株式会社