信号处理系统以及处理信号的方法与流程

技术领域

本发明大体上涉及其中有利地减少信号波峰的信号传输系统(包括那些与单元式基础设施相关联的系统)，并且更特别地涉及用于通过自适应控制信号来降低波峰功率要求的方法和设备。

背景技术：

无线通信基站、网络、和其他系统使用功率放大器来将信号传输至蜂窝电话、手持信息通信装置、计算机、个人电子助理、以及其他装置。功率放大器充分地增加所传输无线信号的平均功率以保持处于任何所要求距离的可靠通信链路。由于使用信号波形来有效地在发送机和远距离的接收机之间传达信息因此这是必须的。由于在接收机处噪声和干扰与信号波形结合，发送机必须在传输之前充分地放大其波形以确保接收到的信号能量与噪声/干扰能量的比率超过特定值；否则接收机的添加噪声/干扰可以淹没该信号能量，导致通过数据链路的信息丢失。该约束适用于使用无线传输(包括射频(RF)、光学和音频技术)的通信系统。

信息方位信号波形的预传输放大构成了与现代信息传送相关联的主要费用之一。图1描述了放大费用和信号波形的最大(波峰)幅度之间的典型关系。包成本通常支配低波峰功率放大器。然而，在某一点之外，附加波峰功率性能导致放大器成本指数增加。因此，在现代无线信号传输系统中非常重视能够降低所传输的波形的波峰的信号处理技术。

所传输的信号的功率随着调制类型和正传输的数据序列而变化，这导致瞬时功率中的波峰和波谷作为时间的函数。放大器的复 杂性和成本高度取决于其必须适应的最大瞬时功率。因此，基站提供商和经营者和其他电子设备用户寻求途径以降低相关系统的瞬时或“波峰”功率要求。

为降低系统波峰功率要求，提供商可以简单地通过对放大器输出信号的最大幅度进行抑制或“削波”来限制最大放大器输出功率。对放大器输出进行削波有效地降低了波峰功率输出要求而同时仍为非波峰信号提供普通放大。由于需要功率放大器来适应较高波峰功率水平因此功率放大器的成本快速增加，因此削波可以显著降低系统成本。在仅偶尔发生大波峰的应用中削波可以是极有吸引力的。例如，单一放大器经常同时放大多重信道的信号。有时候，多重信道信号构造地组合以产生较高的波峰。放大器必须充分放大该波峰(需要昂贵的高波峰放大器)或可以对输出幅度进行削波以有助于使用较低波峰功率、较少费用的放大器。

然而，在无线通信和联网中，削波是不可接受的。削波导致频谱再生，在潜在限制性频谱区中产生频谱能量。电磁频谱是有限资源，并且其由来自多个政府调节机构严格地分配以使来自竞争用户的干扰最小化。多个频谱用户收到在某带宽内传输的许可并且通常被禁止在指定带宽之外传输。甚至在所谓的“未许可带”，严格的FFC标准调节频谱发射以使干扰最小化。由于频谱再生将不能接受的频率组分加入信号，因此频谱调节不允许削波作为高功率放大器要求的一种解决方案。

对于无线通信，信号波峰和放大器特性之间的关系是十分重要的。有效功率放大器呈现了输入和输出功率之间的本征非线性关系。在图2的下方曲线240中描述了放大器输入和输出功率之间的关系。对于低水平输入功率，放大器输出信号本质上是输入的线性放大复制品。然而，在较高输入信号功率水平处，放大器输出达到上限(不能超出的放大器饱和功率)。接近该饱和点的放大器曲线区是非线性的。放大器接近其非线性放大区的运行产生不能接受的 非线性噪声，其妨碍调节频谱掩码，强制运行处于较低输入功率水平。现有技术包括多种可以用来“线性化”放大器的技术，从而减轻非线性特性，并逼近在图2中上方曲线242中示出的理想线性关系。

放大器非线性将输入线号能量转换为非线性频谱能量，其可能妨碍调节频谱掩码约束。因此需要限制输入到放大器的信号的强度，从而其幅度仅仅很少延伸超出运行的线性区。如图2所示，放大器线性化的值可以极大地延伸放大器的线性区的上限。在放大器已被线性化至实际限制后，可以通过对延伸超出放大器线性区的信号幅度的可能性进行限制来进一步降低不想要的非线性频谱成分的产生。这反映了不想要的非线性成分的产生需要信号波峰延伸超出放大器的线性区的重要事实；涉及信号和放大器特性，并且两者都必须被处理。

通过相对新近的广泛采用所谓的‘多-信道’信号波形用于无线基础设施系统，极大地增加了对于波峰降低处理的需要。多信道信号(multi-channel signaling，简称MCS)的采用出现的原因在于强经济刺激来组合数个独立信号波形，其中所有信号在同一空间方向上传输并且然后所有的信号可以共享一个天线。先前，基础设施基站对各波形进行单独放大，然后在将合成放大信号发送至天线之前使用‘双信号耦合器’对其进行组合。然而，由于四信号高功率双信号耦合器可以花费大约$10,000，因此发展了MCS形式的可替换解决方案。在MCS中，产生并组合多个独立信号波形而同时仍以数字形式。接下来，对于RF、公共放大器和公共天线，所组合的信号共享公共频率变换。消除了沉重、庞大、以及昂贵的双信号耦合器。数字信道波形通过信道间的频率间隔(通常少于十兆赫)保持分隔，从而便宜的(相对较低价格)数字处理可以容易地产生合成波形。图3描述了与四个相邻单元式信号相关联的基带复合频谱。注意到，频率偏置仅对应于相对传输频率，由于在MCS波形已被 转换至模拟形式之后公共RF频率变换将被加入至此。尽管MCS对于与早先传输系统相关联的双信号耦合器问题提供了具有经济优势的解决方案，但是MCS极大地加剧了波峰幅度问题，原因在于MCS波形的信号波峰远高于其各成分信号波形的波峰。因此，MCS保持了对于早期传输系统的双信号耦合器问题的不完善解决方案，直到有效解决MCS中的波峰降低。

除了具有较大波峰幅度的MCS波形出现之外，多种重要的全球无线标准[例如，802.11(WiFi)和802.16(WiMAX)]已采用使用多个窄带成分平行传输的正交频分复用(OFDM)波形。可以将OFDM信号认为是在相邻信道之间不具有频谱间隔的多信道传输和短脉冲群(而非连续)传输的特殊情况。WiMAX波形(其已被提议作为用于所有无线通信的潜在全球解决方案)使用由具有数百个信道的OFDM所组成的基站传输。这些信道被分配给许多用户，具有基于各相异物理链路的通路衰减所选择的发送至各用户的那些信道组的调制类型和功率水平。许多OFDM信道的较大波峰功率水平变化产生了与MCS的那些相类似的波峰降低需求。在面对动态变化信道调制次序、路径损耗、以及信号功率水平时，OFDM必须也满足对于分配给各单独用户的各信道组的严格的误差向量幅度(EVM)约束。因此波峰降低处理为现代无线通信系统(RF以及光学，MCS和OFDM)以及基于任何标准、要求或经济因素而有利地降低信号波峰的任何其他系统(例如，包括数字无线电和电视广播系统)提供了经济优势。

对于如此经济重大挑战，正如所预计的，多篇集中于波峰降低处理技术的技术论文已发表，并且已被授予数个专利。

一种波峰降低处理方法简单地在信号产生(调制)操作之前更改其自身的信息流。例如，参见R.W.Bauml，R.F.H.Fisher，and J.B.Huber，“Reducing the Peak-to-Average Power Ratio of Multi-Carrier Modulation by Selected Mapping，”Electro.Lett.， vol.32，no.22，Oct.1996，pp.2056-2057；R.van Nee and A.de Wild，“Reducing the Peak-to-Average Power Ratio of OFDM,”Proc.IEEE VTC‘98，May 1998,pp.2072-2076。尽管该技术降低了波峰，但它也显著地降低了纠错编码的性能，并因此不能实现任何显著的上市能力。

其他途径在波形上产生/调制信息流，然后改变该波形以降低其波峰幅度。例如，参见T.May和H.Rohling，“Reducing the Peak-To-Average Power Ratio in OFDM Radio Transmission System，”Proc.IEEE VTC’98，,May 1998，pp.2474-78。一种这样的途径将局部平滑-变化衰减应用至各波峰附近中的信号。又一途径通过从信号中简单地减去适当定标的限带脉冲以消除各波峰来避免产生非线性噪声。尽管这些途径提供了改进，并且对于这种途径已授权了至少两个专利(U.S.Pat.Nos.6,336,319和6,104,761)，但是它们都将额外噪声加入该信号。当MCS信道相对于功率水平动态变化并且当各信道的EVM要求也动态变化时，这些途径也未提供全面的并且系统的波峰降低处理解决方案，这就是真实世界MCS传输的情况。

又一技术是具有代表性的削波-滤波(clip-and-filter)途径，其简单地使波形通过“削波器”(即，硬-限幅器，hard-limiter)，然后对该削波进行滤波以确保适应调节频谱约束。该途径非常普遍地用于OFDM信号的波峰降低，例如，R.O’Neill和L.Lopes，“Envelope Variations and Spectral Splatter in Clipped Multi-carrier Signals，”Proceedings of the PMRC’95，September 1995，pp.71-75；J.Armstrong，“New OFDM Peak-to-Average Power Reduction Scheme，”IEEE VTC 2001，May 2001，Rhodes，Greece；J.Armstrong，“Peak-to-Average Power Reduction in Digital Television Transmitters,”DICTA2002Conference Melbourne，January 2002，pp.19-24；J.Armstrong，“Peak-to-Average Power Reduction forOFDM by Repeated Clipping and Frequency Domain Filtering，”Electronics Letters.vol.38，No.5，February 2002，pp.246-47；U.S.Patent Nos.2004/0266372，2004/0266369；H.A.Suraweera，K.Panta，M.Feramez and J.Armstrong，“OFDM Peak-to-Average Power Reduction Scheme With Spectral Masking，”Int’l Symposium on Comm.Systems Networks and Digital Processing(2004)。该领域中的现有技术仅滤除频带外(OOB)能量。然而，如此硬限幅引入不能通过频带外滤波移除的通带非线性干扰，并且甚至频带外DFT滤波使信号失真。

相关概念的波峰降低技术涉及确定‘漂移’(信号超出限定幅度阈值的部分)，然后在将该漂移从原始信号的适当延迟形式中减去之前对其进行滤波、定标以及时间对准。该“滤波漂移”途径通过仅将滤波应用于漂移而消除信号失真。该优点是在不产生信号失真的情况下满足频谱约束，并且通过频谱约束所允许的最大量可以降低波峰。滤波漂移途径的仅有现有技术描述(J.Armstrong，“PCC-OFDM with Reduced Peak-to-Average Power Ratio，”in IEEE 3Gwireless 2001，May 30-June 2，2001，San Francisco，pp.386-391)限于涉及重叠符号的OFDM的非标准变量。该作者已在所有后来的出版物中将削波-滤波显著地描述为用于标准OFDM信号的优选波峰降低途径。

该‘滤波漂移’途径形成下面描述和所主张的本发明的理论基础，但本发明在多个显著方面超越了现有途径。尽管错误地声称通过仅仅两个因数来进行过采样，但是涉及滤波漂移的现有技术接近于在形成漂移信号之前内插所需的恰当识别的波峰降低处理。增加的采样率防止与漂移相关联的非线性频谱成分返回混淆由原始信号所占据的频谱。因为一旦这种非线性成分出现，其不能通过滤波被移除，所以这是重要的。然而，现有技术无法做到对实现最佳波峰降低中所涉及的多个关键因数的识别。例如，现有技术不能识别需要以改变信号通带上漂移滤波的衰减对频率特性用于恰当保护 较弱信号成分。现有技术仅描述了频带外漂移频谱成分的静态依赖于频率的衰减，并突出教导“使差异(漂移)的带内(即，通带)成分失真尽可能的小”。然而，由漂移形成所表示的非线性在信号带宽上产生相对均一的频谱非线性噪声。因此确保信号的所有部分满足最小信噪比(SNR)的约束要求将额外衰减应用至较弱信号频谱能量的那些频谱区中的漂移。甚至更加严格，由于不同信号的相对频谱能量动态变化，因此任何这种信号响应滤波必须是整个时间上动态适应。最终，多信道信号的各部分必须独立满足误差向量幅度(EVM)约束，其取决于信道的调制类型将各不同信道的SNR限制至限定值集合中的一个。所引用的现有技术没有意识到需要以动态地适应信号通带‘滤波’以满足该临界规格。最终，该现有技术无法掌握在滤波之前将动态定标应用至漂移的不同部分的临界重要性以实现显著增强的波峰降低。因此，考虑到使受到噪声水平(例如，EVM)约束、信号动态和残余线性和非线性失真能量影响的波峰降低最优化，本发明的一个目的是提供增益和其他控制策略。

技术实现要素：

根据本发明多个方面的用于(例如)通信和/或放大器系统中的信号处理系统包括：漂移信号发生器和滤波系统。该漂移信号发生器鉴别超出阈值(诸如，幅度阈值)的信号的波峰部分。对漂移波形的不同部分进行动态定标以增强波峰降低。滤波系统将具有与超出阈值的部分相对应的幅度和波形的相应漂移信号进行滤波以将无用频率成分从漂移信号的定标形式中移除。接下来可以从原始信号的延迟形式中减去滤波漂移信号以降低波峰。在一个实施例中，信号处理系统通过调节幅度阈值来适应变化的信道功率水平。该信号处理系统还可以调整漂移信号和/或单独信道信号的定标，从而来满足对于信道噪声和输出频谱的约束，或优化波峰降低。在其他实 施例中，幅度阈值、漂移信号和/或单独信道信号还可以基于(例如)诸如噪声水平规格的信道信号质量被适应性调整。

附图说明

当结合下面的示例性附图考虑来参考详细描述时可以获得对本发明的更全面的理解。在下面的附图中，相同的参考编号指的是类似的元件或步骤。

图1示出了信号波峰的幅度和放大器成本之间的关系；

图2是非线性和线性放大器特性的比较；

图3示出了与相邻单元式信号相关联的基带复合频谱；

图4是时间上的复合信号和幅度阈值的示图；

图5示出了示例性的信号幅度概率密度函数(pdf)；

图6示出了示例性的波峰降低信号幅度概率密度函数；

图7使用幅度阈值的多个值描述了与四个宽带码分多址(WCDMA)信道相对应的互补累计分布函数(CCDF)曲线；

图8示出了波峰降低和放大器线性化之间的最佳关系；

图9示出了包括超出限定阈值的信号的一部分的示例性的原始的(raw)漂移和滤波后的漂移波形；

图10包括多重波峰或“波峰事件”的漂移的图表；

图11是根据本发明的多个方面的通信系统的框图；

图12是根据本发明的多个方面具有波峰功率降低组分的信号处理系统的框图；

图13是MCS调制器的框图；

图14是波峰功率降低部件的框图；

图15是漂移信号发生器的可替换实施例的框图；

图16是漂移信号发生器的实施例的框图；

图17是具有多重定标电路的漂移信号发生器的框图；

图18A-C是通过滤波系统所处理的信号的频率图；

图19是对子信道进行滤波的信道滤波器的图表；

图20是包括具有子信道的多重信道的信号的幅度图；

图21是包括示例性的信道定标电路的详细的波峰降低处理算法和架构的示意图；

图22示出了波峰降低处理架构；

图23是包括示例性的信道定标电路和用于适应地改变信号幅度阈值电路的详细的波峰降低处理算法和架构的示意图；

图24示出了典型的漂移滤波系统514的功能架构；

图25是漂移滤波器、相应定标滤波器、以及它们相应的脉冲响应的示意表示；

图26是将各信道滤波器518内的增益上所期望的变量描述为来自各漂移滤波信道的滤波的漂移功率的函数的曲线；

图27是示出了相应于图21的算法和架构的增益控制的EVM动态的示例性曲线；

图27A是示出了使用图21的算法和架构的EVM-控制的增益的可忽略频谱影响的示例性曲线；

图27B示出了相应于图23的算法和架构的四个强信道的组合的原始的和波峰降低的CCDF曲线；

图27C示出了相应于图27B的CCDF曲线的信道增益和EVM值相对于时间的曲线；

图27D示出了相应于图23的算法和架构的一个弱信道和三个强信道的原始的和波峰降低的CCDF曲线；

图27E示出了对应于图27D的CCDF曲线的信道增益和EVM值相对于时间的曲线；

图27F示出了利用级联波峰降低所实现的改进的CCDF曲线；

图28是具有模拟/定标滤波器的定标系统的框图；

图29是时隙序列和时隙窗信号的TDMA波形图；

图30是具有附加的滤波器和切换系统的滤波系统的框图；

图31示出了包括以时隙系列传输的多重信道的TDMA信号的幅度；

图32是具有内插器、减少器(decimator)、快速傅立叶变换(FFT)、以及波峰事件定标的OFDM波峰功率降低部件的框图，其示出了基于信道-特定的信号功率和EVM约束的掩码产生；以及

图33是具有内插器、减少器、快速傅立叶变换(FFT)、波峰事件定标、基于信道-特定的信号功率和EVM约束的掩码产生、以及幅度阈值的自适应控制的OFDM波峰功率降低部件的框图。

出于简单和清楚的目的示出了附图中的元件和步骤，而没有必要根据任何特定顺序。例如，可以同时或按照不同于附图中所示的顺序来执行步骤以有助于增进对本发明的实施例的理解。

具体实施方式

主要在MCS(典型的四个WCDMA信道)背景中给出下面所讨论的本发明的波峰降低概念，原因在于其将讨论简化至较小数目的信号信道。然而，本发明的波峰降低处理概念同样可应用于OFDM信号。类似地，在无线通信系统的背景中给出下面的讨论。然而，本发明的波峰降低处理概念同样可应用于(例如)包括有线、地面和卫星广播系统的数字无线电和电视广播系统。例如，本发明可以在经由电磁或声场变化所传达的任何信号的处理中提供益处。因此本发明概念可以应用于光学数据传输和音频系统中。因此在本发明的范围内，本发明包括信号处理、或为此的在其中可以基于或依照任何标准、要求或经济因素被有利地降低信号波峰的任何系统中的设备。

在本发明的波峰降低概念的下面讨论中，假设信号由唯一地将信号的瞬时幅度和相位描述为时间上动态演化的这些值的复合(即，求积分)采样序列表示。信号所携带的随机信息导致信号相位和幅度上的随机动态变化。图4将这种信号描述为随时间变化的轨迹。图4中柱面特征简单地对应于信号幅度(‘阈值’)上的限定 约束。偶然地，幅度超过阈值；图4中信号222的额外柱部分410是超出阈值412的信号的示例性部分。

参考图4，‘削波信号’是全部位于柱面内或位于柱面上的信号的一部分，具有被其到柱面上的投影410A替代的柱面外部的部分。通过阈值对削波信号幅度进行划界；其相位始终与原始(未削波)信号一致。在数学上可以将对信号幅度的约束表示如下：

其中，C(n)是削波信号，S(n)是未削波信号，||S(n)||是未削波信号的幅度，M是幅度阈值以及表示“对于所有n值的S(n)的幅度”。柱面外部的各信号段410被定义为漂移事件X(n)：

X(n)≡S(n)-C(n)

可以在统计上量化信号幅度中的变化。图5是典型信号的所谓幅度概率密度函数(pdf)的图示。注意到，幅度pdf 250呈现非常长的尾部(沿信号幅度轴)，尽管随着信号幅度变大具有下降的可能性，但暗示着可以发生信号幅度的非常大的值。波峰降低处理的目的是按照消除或根本上降低信号幅度超出某限定(阈值)值的概率的方式来改变信号。完全消除信号幅度超出这种阈值的概率将具有将幅度pdf从图5所描述的改变为图6所描述的效果。图5的垂直虚线表示幅度阈值。与图5比较，图6中幅度阈值附近的概率上的增加是pdf曲线下面的区域必须等于一的事实的结果。因此波峰降低算法的影响必须能够将尾部(高于幅度阈值)转换回pdf(低于幅度阈值)的主体。MCS幅度pdf呈现了如图5中所示的极为长的尾部，其示出了为什么MCS保持对于上面所讨论的双信号耦合器的不完善解决方案直到有效地解决了波峰降低。

因此，正如可以从图5和图6所理解的，波峰降低处理的重要功能是降低大信号幅度的可能性。通信产业通常使用已知的补偿积分概率密度函数(CCDF)曲线的统计度量来更清晰地突出波峰降低处理的效力。CCDF曲线的x-轴(水平的)开始于0dB(定义为信号的平均功率)，并延伸至信号的最大波峰-平均功率比率(PAR)值。CCDF曲线的y-轴(垂直的)列出了给定符合采样具有任意特定波峰-平均值的概率(以log标尺)。在同一图表上绘制之前和之后的CCDF曲线突出了波峰降低的效力。使用可替换的波峰降低处理算法对同一信号组绘制CCDF清楚地描绘了它们的比较效果。例如，图7使用幅度阈值M的多个值描绘了对应于的四个波峰降低WCDMA信道的CCDF。在图7中，最右曲线对应于原始输入而其他曲线对应于波峰降低的信道信号。

正如上面关于试图解决与波峰功率降低相关联的问题的现有技术所讨论的，在没有调节频谱约束情况下，最佳波峰降低途径将简单地确定漂移并从原始信号中减去该波形。这将产生削波信号。然而，事实上频谱掩码约束的确存在(例如，在无线通信领域)，并因此必须将原始信号设计为满足频谱掩码。因此，由于这种系统中的原始信号被设计为满足频谱掩码约束，仅漂移导致不可接受的频谱能量。因此必须对漂移波形(由许多分离的漂移事件组成)应用充分的滤波，以实现符合调节频谱掩码。尽管该途径没有实现完全消除有害的漂移事件，但是其尽可能地接近处于这种滤波技术的约束内而同时符合调节频谱约束。本文中所描述和要求的波峰降低途径建立在这种“滤波漂移”概念之上以提供对于与波峰降低处理相关联的问题的更完善的解决方案。

显而易见的，可以如上所述通过用削波信号替换原始信号来简单地改变如在图5和图6中所描述的信号幅度概率密度函数。可惜，还如上面所讨论的，削波是固有非线性操作，其在高阶信号导数中引入突然中断。这种中断导致所谓的频谱干扰，其在调整的频谱掩 码外产生伪频谱能量。因此存在需要来同时满足频谱掩码和重新整形幅度概率密度函数。本波峰降低概念的方法的多个方面实现了该目的和其他目的。

关于上面关于图2、图5和图6的信号幅度中变化的讨论，注意到无论是否使用线性化，波峰降低将允许进入放大器的信号进一步转移至右边。如果使用波峰降低和线性化，可以增加信号输入功率水平(即，转移至右边)从而信号幅度阈值与放大器线性区的上限一致。其有可能利用特定信号和放大器产生最大平均输出功率和操作效率。信号传输系统可以采用这些处理技术，提供独特的增效优点。图8描绘了对于线性化放大器特性处于两个不同输入功率的波峰降低信号。在两种情况下，放大器运行是完全线性，原因在于整个信号幅度范围位于放大器的运行的线性区内。然而，当输入信号已被预放大时放大器输出功率较大，其转移pdf曲线252从而其幅度波峰与放大器的最大线性限制(如最右边的幅度pdf曲线254所示)对准。

图8用图表描绘了波峰降低和放大器线性化之间关键关系。本发明的一个目的是使信号的最大PAR值最大化，垂直边界理想地与放大器的最大线性限制对准。例如，PAR中每1dB降低增加了最大平均放大器功率输出的额外1dB。信号PAR中3dB降低可以将基站放大器的费用降低数千美元，提供显著的经济鼓励。

图9描绘了表示幅度超过限定阈值412的信号段的部分，相应的漂移事件410和滤波后的漂移410B。宽阴暗带表示前指针412A和后指针412B段，其中发生指数衰变振荡。注意到，由于漂移滤波系统平滑了漂移波形，其由所要求的来改变波峰幅度以当随后从时间对准原始信号中减去时完全消除该波峰。因此必须定标各滤波漂移来确保随后从时间对准的原始信号中的减去降低信号波峰以匹配所限定的阈值。因此显然所期望的定标因数是漂移波峰幅度M_x与滤波后的漂移波峰幅度M_f之比。由于滤波器的效果对于定标 变化是不变的，该定标确保滤波后的波峰充分地匹配原始漂移波峰幅度。然而，由于最佳定标因数对于每一漂移是不同的并且取决于漂移采样和漂移滤波系统特性之间的相互作用(卷积)，所以漂移定标操作是复杂的。

漂移事件通常由多重局部波峰事件构成。上面启发式描述传达了滤波漂移的核心概念，以及需要通过取决于漂移形状和所应用滤波的因数来定标各漂移。然而，在描述本发明的范围内的用于波峰降低的功能架构之前，必须扩展术语的定义来解决漂移事件(包括毗邻非零漂移波形采样)通常由多重信号幅度波峰构成的事实。图10描述了这种多波峰漂移事件的实例，并示出了各个这种漂移事件2310可以被分割(‘分列’)为毗邻波峰事件2312组的方式。在该实例中，波峰事件之间的边界被定义为处于局部最小化的幅度采样；为了定标，其可以被任意包含在边界波峰事件中的任一中。接下来定标进程可以将漂移波形分列至波峰事件组，确定用于包括各波峰事件的复采样的最佳定标因数，接下来在对漂移信号进行滤波之前应用合成定标因数以满足频谱掩码约束。当然，在本发明的其他实施例中漂移事件可以基于信号漂移的特性或属性(其导致所期望的漂移降低)被不同地分列。

部分地根据功能部件并且部分地根据多种处理步骤来描述本发明。可以通过配置为执行特定功能并达到多种结果的任意数目的部件来实现这种功能部件。例如，本发明可以使用可以执行多种功能的多种元件、材料、信号源、信号类型、集成部件、放大器、滤波器等。此外，尽管在无线通信环境中描述本发明，但可以结合任意数目的应用、环境、通信协议、放大系统、以及信号处理系统(包括，但不限于，光学/声学应用、环境、通信协议和系统)来实践本发明。本文中所描述的系统仅是本发明的示例应用。此外，本发明可以采用任意数目的技术用于制造、组装、测试等。

参考图11，根据本发明的多种示例方面的通信系统100包括：发送机110和接收机112。发送机110经由介质114将诸如光学信号、电信号、声学信号、或可以在本发明的范围内传达信息的任何其他信号提供至接收机112。介质114可以包括用于在发送机110和接收机112之间传输信息的任何机制。在指向无线通信系统的本示例性实施例中，发送机110将诸如射频(RF)信号、无线电话信号、或无线数据信号的电磁信号提供至接收机112。因此本实施例中的介质114是能够维持电磁信号传输的任意介质。

发送机110和接收机112分别被配置为发送和接收经由介质114所传输的信号。可以将发送机110和/或接收机112配置为允许接收和传输来自同一单元的多重信号的的收发机。在本实施例中，发送机110被配置为调制和传输多重信号至多个接收机112。例如，这种配置对应于无线通信基站。在该实施例中，接收机112包括：诸如无线电话、计算机、个人数字助理、手持电子消息存储装置或其他接收机的远程接收机。然而，可以按照在任意发送机110和接收机112(诸如，网络中的计算机)之间通信的任意适合方式来配置通信系统100，例如，经由使用诸如正交频分复用(OFDM)或正交频分多址接入(OFDMA)的多载波调制的无线网络。

图11的发送机110可以适当地被配置为处理数字信号并将相应信号传输至接收机112。例如，在典型的单元式通信实施例中，可以根据无线数字通信中任何适当的规格或标准(诸如，根据全球移动通信系统(GSM)、时分多路存取(TDMA)、和/或码分多址(CDMA)规格或标准)来配置发送机110。在数据通信环境中，可以结合任何适当的数据通信规格或标准(诸如，IEEE 802.11、802.15或802.16)来配置发送机110。可以按照任何适当的方式进一步配置发送机110以接收数字信息并将相应的模拟信号传输至接收机112。

例如，参考图12，本实施例的发送机110包括信号处理系统208，用于处理诸如经由通信系统100通信的信号。在本实施例中，信号处理系统208包括：调制器210、波峰功率降低部件212、数字模拟转换器(DAC)214、RF转换器214A、以及放大器216。调制器210接收来自一个以上数据源218的数字信息220并产生基带调制信号222。

在多种实施例中，波峰功率降低部件212被配置为接收来自调制器210的调制信号222并充分地降低发送机110的波峰功率输出要求。波峰功率降低部件212可以附加地被配置为禁止频谱再生或在一个以上期望带宽外的其他频率成分。此外，波峰功率降低部件212可以进一步被配置为阻止或最小化添加噪声到信号以保持可接受的信噪比和/或保持在相关误差向量幅度(EVM)约束内。

DAC 214被配置为接收来自波峰功率降低部件212的波峰降低数字信号224并将该数字信号转化为模拟信号226。在放大之前RF转换器214A将模拟信号从低频(靠近或处于基带)转变为期望的RF传输频率。在传输至接收机112之前放大器216放大模拟RF信号228。可以在波峰功率降低部件212以及DAC 214之前执行附加的失真补偿处理。

调制器210可以包括用于调制数字信号的任何合适系统。参照图13，示例性的调制器210包括传统数字调制器并产生基带调制的多信道信号222。该调制器210适当地包括多信道调制器用于接收多重数据流、调制各信道和频率的数据流并将调制信号转变为适当的偏置频率、并对多个信道输出求和为复合输出信号。然而，可以按照任何适当的方式(例如，作为单信道调制器)来配置调制器210。本示例性的调制器210包括一个以上基带调制器312和一个以上数字合成器314。各基带调制器312A-D根据适当调制将数据转换为基带波形，从而各基带调制器312A-D将信息比特(诸如相应于声音、数据、或视频信号的压缩二进制数字数据)转换为相应的基带 数字波形316A-D。该基带数字波形316A-D可以包括诸如根据所选择的传输编码规格(诸如，GSM、展布频谱、TDMA、CDMA等)的任何适当的波形。在示例性的实施例中，基带数字波形316A-D包括具有按照限定采样率出现的同相成分(I)和正交成分(Q)的时间变化复数偶序列。

在多种实施例中，各数字合成器314A-D均产生复合数字本地振荡器(LO)信号，其对基带数字波形进行乘法以产生偏置频率调制信号322，接下来对其进行组合以形成基带多信道信号222。数字合成器314可以包括数字载波频率或其他信号的适合的源以产生单独偏置频率调制信号322A-D。在本示例性实施例中，数字合成器314包括传统的多输出数字合成器(其被配置为提供数个不同偏置频率的不同的LO信号318A-D)。例如，这些频率可以对应于特定单元式或无线网络的可接受的传输频率或其他通信频谱掩码的偏置频率。在本示例实施例中，数字合成器314可以适当地为各信道的单独偏置调制的调制信号322A-D产生处于期望偏置频率的复指数(“顺向”)信号318A-D。在本发明的该实施例中，经由乘法器用相关信道的基带数字波形316乘以数字合成器输出信号318，因此将各基带波形转变为适当的信道偏移频率，因此组成单独的偏置频率调制信号322A-D。可以对多个偏置频率调制信号322A-D求和以形成复合基带调制信号222。

再次参考图11和图12，在本发明范围内的波峰功率降低部件的示例实施例中，复合基带调制信号222从MCS调制器210提供至波峰功率降低部件212。可以按照任何合适的方式来配置波峰功率降低部件212以降低发送机110的波峰功率输出(诸如，通过从信号中减去超出阈值的信号的一部分)。波峰功率降低部件212还可以禁止无用频谱能量(例如，调整的频谱掩码之外的频率成分)的传输。波峰功率降低部件212接收来自调制器210的基带调制信号222并根据任意合适的处理对该基带调制信号222进行处理。例 如，参考图4，波峰功率降低部件212可以被配置为响应于在具有超过限定幅度阈值412的幅度的基带调制信号222中波峰部分410来产生漂移信号。波峰功率降低部件212响应于漂移信号来适当地移除或降低来自基带调制信号222的波峰部分410。

参考图14，根据本发明的多个方面的波峰功率降低部件212的示例性实施例包括：延迟元件510、内插器502、漂移信号发生器512、定标系统820、漂移滤波系统514、以及漂移减弱器(reducer)544。漂移信号发生器512响应于如图4所示超出幅度阈值412的基带调制信号222来产生漂移信号410。漂移信号发生器512的输出410在被漂移滤波系统514处理之前还可以被定标系统820定标。如图14所示，漂移滤波系统514对来自漂移信号发生器512所产生的信号的无用频率进行滤波。漂移减弱器544从适当延迟的基带调制信号222中减去定标和滤波后的漂移信号。延迟元件510对通过漂移信号发生器512和漂移滤波系统514的传播时间延迟进行补偿从而来自滤波系统552的信号与延迟的基带调制信号222时间对准。

可以按照任何合适的方式来配置图14的波峰功率降低部件中示出的漂移信号发生器512以响应于基带调制信号222或其他相关信号的波峰部分来产生漂移信号410。接下来可以将漂移信号410的适当定标和滤波后的形式从原始信号中减去或以其他方式使用以降低原始信号中一个以上的波峰。此外，可以按照任意合适的方式来使用漂移信号410以降低原始信号的波峰功率。参考图15，示例性的漂移信号发生器512包括幅度计算电路810、阈值电路812(未示出)、波峰剖析器910以及波形发生器814。漂移信号发生器512的输出410流入定标系统820。波峰剖析器910识别信号222中的单独的幅度波峰，并且波形发生器814响应于所识别的波峰来产生漂移信号410。在一个实施例中，漂移信号发生器512接收基带调制信号222并计算幅度(诸如，基于连续信号复数偶的基带调 制信号222的连续幅度)。漂移信号发生器512将信号222的采样的幅度与幅度阈值412进行比较。漂移信号发生器512响应于基带调制信号222超出幅度阈值412的那部分产生漂移信号410。在又一示例实施例中，尽管该漂移信号发生器512可以被配置为产生对应于超出幅度阈值412的信号的任何方面的漂移信号410，但是漂移信号发生器512被配置为产生对应于基带调制信号222(其超出幅度阈值412)的全宽度(或全采样组)的漂移信号410。

参考图16，示例性的漂移信号发生器512包括：幅度计算电路810、阈值电路812以及波形发生器814，其输出410是对于公共模式的(相对于信道特有的)定标系统820的输入。幅度计算电路810计算基带调制信号222的幅度并产生相应的幅度信号816。可以按照任何适当的方式来实现幅度计算电路810以确定基带调制信号222的采样的幅度，诸如根据下列等式配置为计算幅度的传统电路：

M(n)＝[I²(n)+Q²(n)]^1/2

其中，M(n)是采样n处复合采样偶的基带调制信号222的幅度，I(n)是复合采样偶I的信号的同相成分，以及Q(n)是复合采样偶I的信号的求积成分。然而，可以根据任何合适的技术或算法来执行幅度计算。

在图16示出的本实施例中，幅度信号816被提供至阈值电路812，其将经计算的幅度与幅度阈值412进行比较并产生相应的比较信号818。阈值电路812可以包括用于将基带调制信号222的幅度与阈值进行比较的任何合适的系统。例如，阈值电路812可以包括传统比较器电路或减法电路。

幅度阈值412可以包括任意合适的值和/或信号。例如，该阈值可以包括静态值，诸如对应于放大器216的最大功率或略微低于最大功率的功率水平的值。因此，比较信号818指出对应于超出放大器216的最大功率水平或其他合适的阈值的RF信号值的信号222的采样。可替换地，幅度阈值412可以是动态值。可以根据任意合 适的标准来调整幅度阈值412。例如，可以计算幅度阈值412作为多个信道的信号功率和/或信号中噪声量的函数。因此，如果两个信道以最大功率工作而其他两个信道以最大功率的一半工作，则可以将幅度阈值412设定处于最大功率的75％。如果一个以上信道中的噪声量接近和/或超出限制(诸如，EVM阈值)，则可以增加幅度阈值412。相反地，如果噪声量较低，则可以进一步减少幅度阈值412。然而，可以使用任何适当的标准或算法来选择幅度阈值412。

由于波峰功率降低部件212，通信系统100可以被配置为利用降低的波峰功率要求。例如，可以将通信系统设计或重新配置为使用较低功率放大器来传输信号。此外，通信系统100可以被配置为使用通过波峰功率降低部件212而使得可用的附加功率来改善发送机110和接收机112之间的链路和/或扩展信号的覆盖。

例如，可以将幅度阈值412设定在所选择的水平以降低发送机110的整体波峰功率要求。接下来可以增加所传输的平均信号功率，使得通过该系统传输的波峰功率返回至其原始水平，但具有所传输的信号的较高平均功率。例如，如果原始地将阈值设定为降低波峰功率要求3dB，则可以将波峰降低信号的传输功率增加3dB以匹配原始波峰功率。因此，可以使用相同的放大器传输较高的平均功率信号，从而增强链路质量。还可以动态地改变幅度阈值412来降低整个功率损耗。

降低幅度阈值412的水平可能提高所传输的信号中的噪声水平。然而，在许多应用中，与接收机处的普通噪声水平(例如，热噪声)相比所传输的信号中的噪声是相对较低的。因此，由于噪声水平仅略微增加而同时所传输的信号的功率显著增加，因此接收机处的信噪比(SNR)趋于改进。

在多个实施例中，降低幅度阈值412来提高传输功率可能是不可接受的，例如，由于引起接收机处的SNR与应用的标准相抵触。例如，当前的IEEE 802.16标准要求发送机SNR不少于19.6dB。 如果将发送机110的幅度阈值412降低超过某点，那么尽管改进了链路的整体品质，但是由产生漂移所引起的噪声可能导致SNR下降低于19.6dB最小值。在这种环境下，改进的链路质量可以作为一个选项来实施。例如，可以将发送机110和接收机112配置为最初根据相关标准来工作。发送机110和接收机112可以通信以确定是否另一个可以使用改进质量的链路来工作。如果单元共享利用改进质量的链路通信的能力，则可以手动或自动地将发送机110和接收机112重新配置为将幅度阈值412降低至较低水平并增加各自传输水平。

在一实施例中，阈值电路812监测各信道的EVM值并调节幅度阈值412以最小化信号波峰(即，最大化波峰降低)同时保持在EVM规格内。如果噪声足够低以使测量到的EVM值低于相关界限，则阈值电路812减少幅度阈值412。如果EVM幅度接近或超过相关界限，则阈值电路增加幅度阈值412。

再次参考图16并继续多个示例实施例的实施方式细节的描述，比较信号818被提供至波形发生器814。波形发生器814根据比较信号818产生漂移信号410。可以按照任何适当的方式配置波形发生器814以产生漂移信号410，诸如从基带调制信号222的幅度成分中减去幅度阈值412值的传统减法电路。用于产生漂移的另一示例性方法将采用CORDIC算法。例如，参见Ray Andraka，“A Survey of CORDIC Algorithms for FPGA-based Computers，”Proceedings of the 1998 ACM/SIGDA Sixth International Symposium on Field Programmable Gate Arrays，Feb.22-24，1998，Monterey，CA，pp.191-200。优选的CORDIC算法使用涉及了一系列相位旋转操作以将原始信号向量(即，采样)旋转至相等幅度零相位向量，而同时对初始化至零相位的向量和幅度等于幅度阈值412执行共轭相位操作；如果原始信号幅度大于幅度阈值412则漂移采样等于合成向量和原始复合向量之间的差异，否则等于零。阈值电路812和波形发 生器814的操作可以通过单一电路或系统来执行，诸如配置为通过从基带调制信号222的幅度中减去幅度阈值412来执行比较幅度阈值412并产生波形的减法电路。如果比较信号818表明幅度信号816未超出幅度阈值412，则波形发生器814可以产生空信号。如果比较信号818表明幅度信号816超出幅度阈值412，则波形发生器814产生信号，该信号具有对应于基带调制信号222的幅度和幅度阈值412之间差异的幅度以及与基带调制信号相同的相位。接下来可以对产生的漂移信号进行滤波、定标、并将其从基带调制信号222的适当延迟形式中减去以降低信号波峰。

在多个实施例中，可以提供并配置如图16中所示公共模式定标系统820以调节所产生的(漂移)波形的幅度从而在滤波之后产生的定标漂移信号降低初始超出幅度阈值的基带调制信号222中的波峰，使得它们等于所选择的值(通常为幅度阈值)。公共模式定标系统820接收来自波形发生器814的未定标漂移信号410并有选择地调节漂移采样的幅度以产生定标的漂移信号516。系统820可以根据任何适当的处理对漂移信号410进行定标并可以按照任何适当的方式实施该系统。例如，该系统820可以被配置为选择性地调制未定标漂移信号410从而波峰降低信号224的最大幅度未超出所选择的幅度阈值。例如，如果特定系统的幅度阈值412是1.8而基带调制信号222的幅度是4.0，则公共模式定标系统820可以被适当地配置为将通过波峰功率降低部件212所产生的相应采样(诸如如图14所示，经定标和滤波的漂移信号552)的波峰阈值定标至2.2。在又一实例中，公共模式定标系统可以被配置为基于未滤波漂移信号410的波峰幅度的比率将漂移信号定标为滤波漂移信号410B的波峰幅度。正如上面所讨论的，其确保经定标和滤波的漂移波峰幅度基本上匹配原始漂移波峰幅度。正如可以理解的，实现调节所产生波形的幅度从而滤波漂移信号将信号波峰降低至限定 阈值水平或之下的所期望目的的任何实施方式都在本发明的范围内。

参考图10，漂移事件2310可以包括多重波峰事件2312。可以根据任何适当的标准来限定波峰事件2312之间的边界。通过谷底采样2314(其可以被定义为在各侧具有较高幅度采样的漂移事件采样)分割波峰事件2312。可以将波峰事件2312定义为漂移事件组，其紧邻采样的幅度低于幅度阈值412(在漂移边界处)或高于两个波峰事件之间的谷底的幅度。因此公共模式定标系统820可以(例如，根据预滤波波峰事件、后滤波波峰事件或两者中的最高幅度采样的幅度)适当地将所选择的定标值应用至特定波峰事件2312的每一个采样。因此，可以使用相同的定标因数(根据构成漂移事件2310的波峰事件2312的采样组中的最高幅度采样而适当选择该因数)对两个谷底2314之间(或漂移的开始2316和第一谷底2314之间或最后的谷底2314和漂移的结束2318之间)的所有采样进行定标。

因此，在多个实施例中，例如在通过图15所示，可以按照任何适当的方式来提供并配置波峰剖析器910以识别输入信号中的波峰，诸如经由来自幅度计算电路810的幅度信号。在一个实施例中，波峰剖析器910包括波峰检测器920和缓冲器922。波峰检测器920按照任何适当的方式识别输入信号中的波峰，诸如通过对输入信号中的连续复数偶的幅度进行比较。

在本实施例中，当在输入信号采样中检测到波峰时，波峰检测器920将信号提供至缓冲器922。当波峰检测器920识别到输入信号中的波峰时，缓冲器922被适当地配置为临时存储输入信号。缓冲器922可以包括适当的存储元件，诸如具有适当数目的存储元件的FIFO缓冲器。当检测到波峰时，缓冲器922适当地将相关数据提供至波形发生器912。在本实施例中，波形发生器814被配置为响应于在输入信号采样中检测到的波峰来产生未定标波形。

如图17所示，波峰剖析器910还可以被适当地配置为将单独波峰路由至不同的定标系统用于处理。例如，当识别出第一波峰时，波峰剖析器910适当地将波峰事件采样传输至第一定标系统820A，并且可以将下一波峰事件采样传输至第二定标系统820B，而下面的波峰事件采样流回到第一定标系统820A或附加的定标系统。在定标之后，可以重新组合经定标的采样以形成单一定标的漂移信号516。使用不同的定标系统820A-B来处理连续的波峰可以有利地降低由单一定标系统820的使用所引起的波峰间处理干扰。可以取决于处理系统性能目的来实施多重定标系统820。

在多个实施例中，如图14中示例性示出的，可以将定标漂移信号516提供至漂移滤波系统514以消除不可接受的频谱能量(诸如由漂移信号发生器512所引入的频率成分)。可以根据任何适当的标准对要被滤波的频率进行选择。尽管漂移信号类似未信道化宽带噪声跨越近似三倍的线性信道化信号的带宽，我们可以将其概念化为包括两种不同成分：不能在波峰降低节点544处出现的频谱能量，不违反EVM规格；以及所有其他漂移频谱能量；漂移滤波系统的作用是分离这些成分，通过后者而消除前者。因此漂移信号“包括”信道化漂移能量(容许频谱能量)作为一个成分，并且其是由漂移滤波系统允许通过(具有适当的定标)的成分。即，可以认为漂移信号包括两种不同的成分：(1)容许的频谱能量；以及(2)不容许的频谱能量。然而，直到漂移滤波系统应用信道滤波之前容许的频谱能量和不容许的频谱能量成分之间不存在物理差异，即，直到应用滤波之前漂移未被信道化。在本实施例中，在除了由可应用的调整频谱掩码所批准的频率之外的任意频率处衰减或消除频谱能量。在特定信号通带上具有多重频谱能量等级的系统中，可以将漂移滤波系统514配置为在通带上调节相对频谱能级以近似地匹配带内变化。例如，如果信道的平均功率频谱的一部分低于功率频谱的剩余部分10dB，正如可以是当信道包括相邻子信道时的情况， 则漂移滤波系统514可以在相同频率范围上引入漂移频谱的匹配10dB相对衰减。

可以按照任何适当的方式配置漂移滤波系统514以基本上滤波掉无用频率并传输期望的频率，或者按照其他方式促进期望频率的传输和/或衰减无用频率。例如，漂移滤波系统514被适当地配置为将定标的漂移信号516分离为对应于输入信道的单独的频率成分。漂移滤波系统514对与基带调制信号222对应的漂移信号的单独成分进行滤波以消除任何不可接受的功率频谱能量。可替换地，漂移滤波系统514可以被配置为带通或带阻滤波器以通过或衰减选择频率处的功率频谱能量，或者按照其他方式被配置为在限定的频率范围上改变功率频谱能量的分布。此外，漂移滤波系统514可以包括多重滤波系统，诸如滤波器级联或平行滤波器组。

在本示例性实施例中，漂移滤波系统514包括多重平行信道滤波器518(其输出被相加在一起)。各信道滤波器518适当地包括传统数字滤波器，用于在对应于特定信道的选择的频率处降低漂移信号功率。例如，各信道滤波器518可以包括：下转换器520、低通滤波器522、信道特有的增益调节540、以及上转换器524，并且各信道滤波器518以类似的方式适当地工作。参考图14和图18A-C，下转换器520接收定标的漂移信号516，其呈现较宽的频率f_S范围(图18A)。下转换器520将整个输入频谱的频率转移至左边或右边(诸如，以基本上对应于相关信道的中心/偏置频率f_A的量)。低通滤波器522对输入信号进行滤波以基本上消除高于所选择的截止频率f_C的信号能量并基本上传输低于所选择的截止频率的信号(图18B)。上转换器524将滤波后的信号的频率转移至较高频率，诸如转移至所选择的频率或转移所选择的量。在本实施例中，上转换器524将中心频率转移基本上对应于相关信道的中心频率的量，即，后退至原始中心/偏置频率(图18C)。接下来通过滤波信号加法器550将来自多个信道滤波器518的输出542组合至复合信号552。

如图14中示例性示出的，本实施例的示例性下转换器520包括乘法器526和复共轭发生器528。复共轭发生器528接收来自相关数字合成器314的相关数字合成器信号318并产生对应于数字合成器信号318的复共轭的复共轭信号530。乘法器526将复共轭信号530与定标的漂移信号516相乘。产生的频移信号536是与定标的漂移信号516基本上相同的波形，但频移了基本上等于信道的偏移频率的负数的量。

在本实施例中，频率转换信号536被提供至低通滤波器522。可以按照任何适当的方式实施低通滤波器522并将其配置为使用任何适当的截止频率。例如，低通滤波器可以包括单一滤波器、多重平行滤波器、或滤波器级联。在本实施例中，低通滤波器522包括具有对应于相关信道的批准带宽的一半的截止频率的数字低通滤波器(诸如，有限脉冲响应滤波器)。例如，如果批准的信道频率范围是20MHz至20.5MHz，则可以将截止频率设定处于500kHz带宽的一半，或处于250kHz。因此数字低通滤波器522传输包括下调节信号536的成分(其低于截止频率)的滤波后的信号538并衰减高于截止频率的频谱成分。低通滤波器522适当地包括模拟线性相位滤波器以使由滤波器引起的相位和/或幅度误差量最小化。

在多个信道通带内使用子信道的通信系统中(诸如，OFDMA环境)，各信道滤波器518可以包括一个以上带通或带阻滤波器用于对无用频率进行滤波。例如，参考图19，基带调制信号222的多个信道可以包括处于信道内(诸如，在OFDMA系统中)不同频率处的子信道。各个这种信道滤波器518适当地包括用于各子信道的被配置为对除了子信道频率之外的频率进行滤波的多重带通滤波器或一系列带阻滤波器1710。可以优选地使用快速傅立叶变换(FFT)来实施该子信道滤波。

此外，各子信道滤波器1710的增益可以是可调节的以控制特定子信道的幅度，例如，以有助于在通带上调节相对子信道频谱能 级以模拟匹配带内变化，或符合子信道EVM约束。例如，参考图20，基带调制信号222可以包括多重主信道1810，其中每一个均包括多重子信道1812。各子信道滤波器1710适当地运行作为幅度调整电路以调整子信道的增益用于降低子信道之间的干扰，诸如通过根据相应子信道的相对平均信道功率幅度来调整子信道滤波器1710的幅度。因此，子信道滤波器1710可以为较低幅度子信道信号的子信道漂移信号提供较大的衰减，其趋于降低由相邻子信道中较高能级所导致的干扰，并可能对于符合子信道EVM约束是关键的。

在涉及图14中所示的频率转移的本示例性实施例中，滤波信道信号538被传输至上转换器524用于转换回原始信道频率偏置。在本实施例中，频率转换器524包括乘法器532，其将滤波信号538与来自数字合成器314的数字合成器信号318相乘以将滤波信号538返回至原始信道频率偏置，并且需要移相器534来补偿处理引入的延迟。

信号处理系统还可以被配置为调节滤波信号538的幅度和/或相位。由于要从基带调制信号222中减去滤波漂移，因此滤波漂移被适当地配置为精确匹配基带调制信号222超出阈值412的部分。信道滤波可以相对于基带调制信号222改变其幅度和相位。可以使用无限脉冲响应(IIR)滤波来降低相对于使用有限脉冲响应(FIR)滤波所需要的滤波器复杂性；然而，IIR滤波在信道通带中引入可以降低波峰降低的非线性相位失真和通带幅度波纹，此外，可以调整滤波信号538的幅度以符合传输要求或其他条件。因此，可以使用均衡器来配置信号处理系统以调整滤波信号538的通带幅度和/或相位以降低信道滤波器中的通带失真。可以将均衡功能适当地集成至低通滤波系统522，或可以包括分离的均衡电路566用于处理滤波信号538。低通滤波器522适当地包括FIR或均衡-IIR低通滤 波器。低通滤波器522是单一信道的LPF，因此计算公共模式定标中感兴趣的脉冲响应是整个漂移滤波系统514的。

相位均衡使得作为信道滤波器和均衡器的级联的频率的函数的复合相移尽可能的靠近线性。相位均衡功能被作为可以调节其的相移对频率特性的全通滤波器(即，以统一幅度通过所有幅度)适当地实施。适当地配置相位均衡器以补偿由低通滤波器522和/或无用相位转移的任何其他源所引入的相移。幅度均衡通过添加消除通带幅度波纹解决了通带幅度波纹失真，从而降低了净波纹(即，级联幅度效应的产物)。

在如图14中示例性示出的本示例实施例中，各单独的信道滤波器518还包括专用相位校正元件534以补偿由频率转换操作和处理传播延迟所引入的相移。该相位校正元件534根据乘以了通过信道滤波器518传播延迟的持续时间(按照秒)的来自数字合成器314数字合成器信号318的弧度频率(按照弧度/秒)适当地调整滤波信号538的相位(按照弧度)。例如，相位校正元件534可以在使用数字合成器信号318来上转换该滤波漂移能量之前调整其相位。该信道特有的相移确保在信道通带中的信道滤波器518输入正弦波将从在幅度或相位中没有变化的信道滤波器中脱离。

在包括频移的示例性实施例中，产生的频率转换、相位调整定标和滤波漂移552包括对应于超出阈值幅度的基带调制信号222的定标漂移的波形。由于滤波，相位调整滤波信号552仅是批准带宽外可接受量的频谱能量。

本发明概念的一个目的是将定标漂移信号516提供至漂移滤波系统514以移除定标漂移信号516中在批准信道带宽之外的任何成分。特别地，定标漂移信号516被提供至各下转换器520，其将信号的中心频率从各信道偏置频率转化至基带。接下来将频率转化信号536提供至低通滤波器522，其滤出高于截止频率的频率。在本实施例中，截止频率对应于批准带宽的一半带宽。接下来通过上转 换器524调节滤波信号538以将信号频率转化至原始信道偏置频率。还可以对包括特定通带或信道内的子信道的滤波信号进行处理用于相位和幅度调节，以补偿由漂移信号发生器512和漂移滤波器系统514所引入的改变。

在使用子信道的系统中，各信道滤波器518可以根据信号中的子信道的幅度调节多个子信道滤波器的幅度。因此，在具有较小幅度的漂移信号中的子信道信号经历比那些具有更大幅度的更大的衰减。在时分环境中，各信道滤波器518可以根据在基带调制信号222中那些时隙中的信号的幅度按照取决于漂移信号的时隙的方式调整多个信道滤波器增益调整的幅度。因此，对应于具有较低能量幅度的信号信道时隙的漂移信道时隙经历比对应于具有较大能量幅度的信号信道时隙的漂移信道时隙更大的衰减。各信道滤波器518还可以将滤波窗(smoothing window)应用至由该信道滤波器所产生的滤波漂移信号。

复合滤波信号552包括对应于超出基带调制信号222中阈值的漂移波形的波形。通过对该漂移信号进行滤波，诸如由频谱再生或其他信号处理影响所引起的那些无用频率成分可以从复合滤波漂移信号552中消除。当通过漂移减弱器将该复合滤波信号552从延迟基带调制信号222中减去时，产生的波峰降低信号224趋于呈现最大波峰幅度(其实质上等于幅度阈值)并呈现了较少或不呈现由波峰功率降低部件212引入的无用频率成分。因此，信号的波峰功率的减少，有助于使用减低成本的放大器216而同时满足所有调整频谱约束(掩码)并最小化对原始信号的失真。

此外，波峰降低部件212不需要精确地确定漂移波峰发生处的瞬间，或该波峰的精确幅度和相位值，而这在许多可替换途径中是至关重要的。例如，T.May and H.Rohling，“Reducing the Peak-To-Average Power Ratio in OFDM Radio Transmission System，”Proc.1998Vehicular Tech.Conf.，vol.3，pp.2474-78，May 18-21，1998。 正如M.Lampe and H.Rohling，“Reducing Out-of-Band Emissions Due to Nonlinearities in OFDM System，”49^th IEEE Conference on Vehicular Technology，16-20May，1999，pp.2255-2259所描述的，已知从原始信号中减去常量带限制脉冲形状的定标及时间对准形式的波峰降低技术以在波峰出现处确定精确幅度、相位和波峰方面呈现对误差的较高敏感度，强制较高的过采样以减轻该降低。本文中所描述的可替换方法通过处理漂移波形的多采样部分(即，波峰事件)来消除该挑剔的灵敏度；各单独波峰事件均被定标、滤波并且从对延迟和均衡进行了校正的基带调制信号222中被减去。此外，无论输入信号的数目如何，波峰功率降低部件都按照相同的方式适当的工作。使用新途径的本质上的波峰降低性能改进可以直接归因于消除现有技术的定标常量(限带)脉冲形状的限制；高度变化的信号波峰形状需要产生各单独信号波峰的最佳消除波形(即，滤波和定标的波峰事件)。

复合滤波信号552可以被提供至漂移减弱器544或经历进一步的处理。附加的处理可以包括任何适当的处理，诸如以改进信号或使信号适应特定环境。例如，可以使用进一步的波峰功率降低处理或滤波(诸如经由另一波峰功率降低部件212)来处理复合滤波信号552。由于在之前的波峰功率降低处理、定标失调、或其他源中的滤波响应，信号可以在其波峰的最大幅度中呈现略微的变化。重复的波峰功率降低处理降低了这种变化。

参考图14，还可以根据任何期望的标准来进一步处理滤波信号538。例如，可以将滤波信号538提供至信道定标/增益控制元件540(例如，在信道低通滤波器(LPF)滤波器522和上转换器524之间)。例如，可以在由图21所示的本发明的漂移降低方法中使用这种信道定标电路。

在一个实施例中，信道增益控制元件540可以调节多重信号的相对信号能量以控制加入至整个信号或任意单独信道的带内噪声 的量。例如，信道增益控制元件540可以响应于诸如根据发送机110和接收机112之间估计的衰减的基站控制信号(其调节特定信道的传输功率)。

在可替换实施例中，信道增益控制元件540可以调节滤波信号538的幅度以控制可能由波峰功率降低部件212所导致的加入至信号的噪声的量。例如，在单元式通信中，可以加入特定信道的噪声的可接受量通常由误差向量幅度(EVM)规格约束。然而，波峰功率降低部件212可以将噪声加入至一个以上的信道。例如，波峰降低可以将噪声加入较低功率信道中。为降低所加入的噪声，信道增益控制元件540可以通过调整应用至信道的滤波信号538的增益来调节应用至较低功率信道的波峰功率降低的量。

图22描述了本发明的范围内的波峰降低处理算法的功能架构的优选实施例并且其可以根据上述多种配置来进一步实施。复合多信道(MCS)基带调制信号222分离至两种路径：下路径计算最佳波峰降低消除波形，而上路径简单地延迟原始信号使得波峰降低信号被恰当地时间对准。适当地插入内插器502以充分地扩展数字频谱使得在漂移产生期间(固有地非线性操作)生成的非线性频谱成分保持与原始信号频率充分地分开。出于本描述的目的，假设MCS波形的采样率足以满足对于原始基带信号的尼奎斯特-香农采样定理(Nyquist-Shannon sampling theorem)。在这种情况下，由于漂移信号的基带将是相应的基带信号的至少三倍，内插器502必须将采样率增加至少三的因数。内插器502组合了增加信号的采样率以及滤除在该处理中产生的任何频谱‘映像’的功能。偶然地，可以增加原始信号的采样率以有助于采样率转换，在这种情况下可能不需要附加的显式内插器502。然而，关键是在对于漂移发生器的输入处的采样率是再现基带MCS信号所需的尼奎斯特-香农采样率的至少三倍。接下来漂移信号，复合基带信号，被分离为两个路径以有助于定标处理。

内插器的输出信号504是漂移发生器512的输入。通过参考幅度阈值水平412来产生漂移信号410。来自漂移发生器的路径通向波峰剖析器910，其是公共模式定标系统820的一部分。波峰剖析器910将对应于各分离漂移事件的复共轭采样分解为如图10所示的复合波峰事件采样组。应当注意，(例如)可以将最小幅度(即，‘谷底’)采样点任意地分配至前面的或后面的波峰事件。在特定实施例中，经分解的波峰事件被用于计算最佳(实)定标因数(其被应用至各个波峰事件内的各个采样)。正如下面关于图28更充分描述的，图22的实施例可以包括定标滤波器2512以及波峰定标电路2514。接下来定标采样流可以被低通滤波并抽取(在‘减少器’中任何所需的低通滤波通常是隐式的)以将采样率降回至施加漂移滤波之前的原始MCS信号的采样率；降低的采样率明显地降低了功率损耗以及漂移滤波器实施方式的复杂性。无论是否明确示出减少器562，其优选地是定标系统中的最后操作。通过漂移滤波系统514来处理定标的漂移信号516。漂移滤波器将频谱约束施加在定标的复合漂移采样流上。正如下面关于图21和图23的示例性实施例所更为详细描述的，还将约束施加到关于单独信道信号的误差向量幅度水平、剩余失真噪声以及相对功率水平的漂移滤波处理上。接下来在漂移减弱器544处将定标及滤波的漂移信号552和适当延迟形式的基带调制信号222组合以产生波峰降低数字基带信号224。

最佳波峰降低要求各波峰事件由其自身的唯一定标因数定标。最佳定标因数等于原(未滤波)漂移的波峰幅度与滤波漂移的波峰幅度的比率。从上面基础波峰降低概念的讨论中清楚地得出，如果可能，将未滤波漂移波形简单地从延迟信号中减去将导致波峰信号幅度同一地等于幅度阈值412的值。然而，满足频谱约束所要求的漂移滤波使各波峰事件失真，结果，延迟信号和滤波漂移之间的差异的波峰将通常超出阈值。因此需要确定定标因数，其将恢复最终波峰降低信号波峰幅度基本上匹配阈值的条件。如果滤波器将波峰 漂移幅度降低二的因数，则应当通过二的因数对漂移进行定标以对滤波器的有效定标进行补偿。显而易见，最佳定标因数是原始漂移的波峰和未滤波漂移的波峰之比；如何获得滤波漂移的波峰幅度的值不是显而易见的。

理想地，各不同的波峰事件将通过其自身的漂移滤波系统，确定适当的定标因数，接下来将这些定标因数应用至复合漂移波形中的各波峰事件然后定标后的波峰事件通过最终漂移滤波系统。然而，与波峰事件的非常短的典型长度相比漂移滤波系统脉冲响应的非常长的长度施加了实施的挑战性。首先，实施较大数目的这样的漂移滤波系统增加了不期望的实施复杂度。其次，这种长处理步骤的增加将需要原始MCS信号的相应延迟，而其延迟本身增加了明显的复杂度。对这种两难情况的解决方案需要详细审查漂移滤波系统的脉冲响应。

例如，该漂移滤波系统可以包括多个(通常为1-4)平行有限脉冲响应(FIR)带通滤波器，其可以使用诸如像图24中所描述的架构来实施。这种类型的架构有助于动态调谐N个信道中每一个的中心频率。各信道滤波器可以应用独特的频谱掩码并且可以使用有限脉冲响应(FIR)或无限脉冲响应(IIR)滤波器架构来实施各信道滤波器。

不管所采用的漂移滤波系统架构如何，其效果的特征完全在于其的脉冲响应，其将总表现为非常长(复合)序列。漂移滤波系统的脉冲响应的幅度将总在幅度中呈现振荡变化；其缓慢地增加，达到波峰，然后缓慢地衰减至零。认识到位于靠近波峰幅度的相对较少滤波器脉冲响应值将近似地确定滤波波峰事件的波峰幅度是重要的。因此，可以使用非常简单的(模拟)FIR滤波(其脉冲响应主波瓣与全复杂性漂移滤波系统的脉冲响应主波瓣模拟)来计算滤波漂移的波峰幅度。图25描绘了用于定标的模拟滤波器(下)和较长漂移系统滤波器(上)之间的关系。图25的上方的滤波器脉 冲响应曲线对应于所示的全复杂度多分支数字滤波器，而下方的曲线对应于所示的具有很少量分支的模拟滤波器。由于波峰事件长度基本上与定标(模拟)滤波器长度相同，因此在波峰事件幅度波峰集中于全漂移滤波系统或简化的定标滤波器时的瞬间处滤波器输出是基本上相同的。已发现非常适当长度的定标滤波器产生接近于理想的波峰事件定标。滤波波峰事件的幅度当其波峰幅度点与漂移脉冲响应的波峰幅度对准时，被优选地计算。最佳定标因数基本上等于该幅度与未滤波波峰事件的幅度的比率。

在本示例性实施例中，各经剖析的波峰事件通过单独的定标滤波器，从而确定所需的具有精度并较低复杂度的定标因数。正如上面所讨论的，仅需要较少的这种定标滤波器来基本模拟地计算最佳定标因数，即，原始漂移的波峰与滤波漂移的波峰的比率。接下来(实)定标因数用于将最佳定标应用于各波峰事件中的各采样(正如，例如从图22中所示的延迟出现的)。认识到该定标滤波器概念(尽管本文中在MCS的背景中讨论过)还应用于诸如WiMAX信号的OFDM和OFDMA波形(其中，许多不同的子信道调制类型和功率水平描述了该传输的特性，并必须满足EVM约束)的波峰降低是重要的。OFDMA传输可以响应于环境条件而动态地改变子信道功率水平和调制顺序(如MCS信道所进行的)，并且在时间上的任意点，各信道均具有基于信道的动态变化信号功率和调制顺序(具有附带EVM值)的噪声功率的独特最大可允许值。由信道噪声功率最大值所组成的向量形成通带能量掩码，当其利用反-FFT变换至时域时产生类似于图25中的全漂移滤波器和简化漂移滤波器的特性滤波器脉冲响应。使用对于MCS波形所描述的类似过程来确定OFDM符号上的各波峰事件的最佳定标因数。在图32中描述了该处理。在各子信道中所使用的调制类型的知识，以及与该调制类型相关联的EVM规格，准许计算所允许的各信道的相对噪声功率水平向量。接下来通过这些相对权重和实际幅度阈值来唯一地确 定各信道中波峰降低噪声的绝对量。图33描绘了集成OFDM波峰降低系统架构，其中通过波峰降低处理来适应性地改变幅度阈值使得每一个OFDM信道具有添加至其的最大可允许的噪声量。其确保波峰降低的最大可能量与信道调制组和其相关联的EVM规格一致。通过形成上述的定标漂移波形向量和通带以及带外权重的复合向量的点积来对由连结的定标波峰事件组成的定标漂移波形进行滤波。最后，利用反-FFT将点积向量转换至时域，形成滤波漂移波形向量；然后其与延迟OFDM符号向量进行时间对准并从中减去其以产生波峰降低的OFDM符号。

该独特的定标途径的显而易见的简化模糊了一个重要假设：可以独立于迫近波峰事件来对单独波峰事件进行定标，即，在(例如)没有考虑在特定波峰事件之前或跟随该特定波峰事件的波峰事件的定标的情况下可以对该特定的波峰事件进行定标。研究已经确定所描述的途径提供了近似最佳的波峰降低性能；更精细的定标技术未能产生略好一些的结果。因此可以得出下面的结论：(1)漂移滤波充分地平滑了许多突然增益间断因此防止了所引起的幅度-调制产生频谱掩码干扰以及(2)由迫近波峰事件所导致的定标误差被最小化，原因在于各目标波峰事件集中于定标滤波器主波瓣中，衰减了全部迫近波峰事件的相对影响。

在将此描述扩展超出图22的示例性架构之前，理解误码向量幅度(EVM)约束如何与单独信道MCS信号的动态变化相对功率水平作用是重要的。EVM约束和漂移滤波器增益是被不能解决地互卷。EVM规格确保将标准链路接收机设计为其将在传输的波形(其满足限定的某一最小化质量水平)上运行。信道EVM规格被定义为各信道中最大容许的信噪比。具体地，EVM规格读作

其中，P_N是信道噪声功率而P_S是信道信号功率。信道特有的EVM规格约束各传输信道中总(复合)噪声水平。由数个成分组成的复合噪声包括：(1)由波峰降低产生的噪声；(2)对应于由频率转换和放大所引入的线性失真的信道内‘噪声’；以及(3)由功率放大器引入的信道内‘噪声’。除了信道信号功率响应于所估计的链路传播损失而动态变化的事实之外，各信道的EVM水平也可以动态变化。带宽效率(即，高阶)调制需要用于可容许链路降级的较低EVM水平，并且任何链路可以在任何时刻在调制类型之间进行切换。由于通过放大器和频率转换所引起的剩余失真也是随时间变化的，并且放大器非线性噪声是独立于信号的，因此确保满足EVM约束引起了较大的基站设计挑战。

漂移生成(固有地非线性操作)产生非线性频谱能量，其模拟均一地在线性信号带宽上分布；可以通过较少的最大强度信道信号来整体地确定非线性能量的水平。这呈现了关于传输任何弱信道信号的困难性，原因在于信号功率与相对固定的非线性噪声水平随着信道信号功率的减少而减少。在较低信道信号功率水平处，在这种弱信道带宽中的非线性噪声可能违反EVM约束。之前已经描述了对该问题的一种回答，改变各漂移滤波器信道中的增益以跟踪在该信道中的相对功率(参见美国专利公开第2004/0266369号)。仿真证实了这种简单的增益控制策略防止了非线性噪声使弱信道EVM降级。然而，该简单的增益控制策略降低了比满足EVM约束所需的更多的信道增益，产生了次-最佳波峰降低性能；再者，其不能适应上面所说到的其他噪声贡献中的变化。

因此，显而易见的，在满足EVM约束所需的增益控制程度和达到最佳波峰降低定标所需的增益控制程度之间存在差异。最佳波峰降低定标要求波峰事件特有的公共模式定标被应用至各波峰事件采样，而EVM保护要求响应于许多波峰事件上的平均功率的信道特有的增益控制(而非公共模式增益控制)。然而，一起使用所 描述的公共模式定标和信道特有的定标或单独使用它们可以实现本发明的范围内的优点。再者，即使在没有信道特有的增益控制的情况下，本发明的公共模块定标也可以适应性地响应于测量到的信道信号质量。例如，公共模式定标系统可以基于包括具体误差向量幅度和/或剩余信道或复合噪声水平来调节波峰事件采样。

在本发明的范围内的信道特有增益控制策略的概念基础是在随后的处理期间可以对于由频率转换和放大处理所引入的线性和非线性失真噪声进行估计并适应性地减轻，留下剩余失真噪声的某些可测量的量。由于该噪声独立于波峰降低处理噪声，因此复合的噪声功率将是各独立的噪声处理的均方根(rms)和。这些噪声处理都是松散地关联，并因此按照rms方式组合。一旦估计出信道噪声的剩余，则信道EVM限制的知识准许计算最大噪声(可以通过波峰降低处理将最大噪声加入)。接下来可能测量通过波峰降低被实际加入的短期平均噪声，并且使用这些值的比率来确定特定信道的适当的增益。回想最佳波峰降低要求各信道增益一致。因此当测量到的信道噪声小于满足EVM规格所需要的时，该增益应当默认为统一的值。然而，当波峰降低噪声水平超出其限制(如由信道EVM限制和估计出的剩余信道噪声所确定的)，必须应用等于噪声限制与测量到的噪声的比率的校正增益。如果所测量的波峰降低rms信道噪声是所准许的两倍，则必须应用增益0.5以确保EVM适应性。

上述关于图22所讨论的示例功能架构可以由图21(详细地示出了示例漂移滤波系统514)中所描述的本发明的示例实施例取代。然而，图22的架构是本发明的多方面的同样有效的实施方式。详细地示出了单独的信号滤波器518。尽管各信道滤波器518的参数值通常是不同的，但是各信道滤波器在功能上是相同的。

图21的示例性实施例包括漂移滤波系统514，其进一步包括适应性信道定标(增益控制)电路548(其基于相关的EVM标准对信道噪声与增益控制阈值进行比较)。基于逐个信道基础来适当地 计算EVM值。在多种标准下，最大信道噪声可以被指定为具有EVM限制α(诸如，基带调制信号222的对应信道信号的均方根(rms)功率的17.5％或12.5％)。参考图21，可以计算平均信道信号功率，然后基于对于该信道的EVM规格进行定标，以获得对于总信道噪声功率的限制。发送机系统可以采用任何适当的技术和/或系统来降低由线性失真(诸如，线性均衡)引入的噪声，以及降低其他失真噪声(诸如，例如由线性化处理对于高功率放大器所固有的非线性所引入的噪声)。然而，失真减弱技术可能没有消除所有这种失真噪声能量。可以将信道增益控制电路548配置为在应用失真降低处理之(诸如，在均衡化和线性化处理之后)后测量各信道中剩余失真噪声能量的总量。该信道增益控制电路548可以从EVM准许量(其限定通过波峰降低处理过程可以被加入各信道的准许的噪声)中将测量到的剩余失真噪声能量减去。如果噪声的rms功率未超出准许量，则信道增益控制电路548可以保持导致最大波峰降低的统一增益。如果噪声的rms功率超出阈值，则信道增益控制电路548衰减经滤波的信号538。可以根据任何适当的标准来选择衰减。在本示例实施例中，选择衰减以促使与相关信道EVM标准一致。因此，可以将期望的增益G_K计算为：

其中，P_xk是第k个信道的超出幅度阈值412的信号的功率，而P_sk是第k个信道中的信号功率，α(其可以包括某些余量)是第k个信道的EVM限制，以及N_k是第k个信道的估计出的剩余失真噪声。通过从最大可容许(总)第k个信道噪声的计算出的值α²P_sk中减去与频率转换和放大相关联的所估计的剩余(线性和非线性)失真噪声N_k来计算由于波峰降低处理所致的加入第k个信道的信道噪声 的最大允许量AP_xk。作为实例，该等式对应于图26中示出的期望的增益图。

在除法器2210中计算第k个信道中的所允许添加的波峰噪声与测量到的波峰噪声的比率，AMR_k。如果该比率小于一，则不存在需要降低应用至滤波后的信道漂移信号的增益。然而，如果该功率比率超出一，则可以将增益降低等于AMR_k的平方根的因数。计算该增益值G_k，2216并将其应用至延迟操作器2112的输出端处的滤波后的信道漂移信号的形式。此外，将该增益的修改形式反馈至定标系统以确保该波峰被定标为反应新的信道滤波器增益。需要增益修改来避免如果反馈增益值下降低于限定最小值所遇到的控制环稳定性问题。该最小增益值MinG是充分低的可忽略由限制反馈至定标系统(如图21所示)的最低增益值所引入的波峰定标误差。

图21的示例性实施例提供了一种方法，用于确保EVM的长期平均值保持接近于值α，但由于短期EVM呈现由于信号的结构所导致的某些关于该值的随机变化(其动态变化)，可能偶然超出该限制。因此，必须选择固定标称α值，使得该动态变量的上限很少超过该指定限制。这意味着如果α固定，则可以保持某些波峰降低潜力不使用。经验性地选择α目标也是困难的。因此本发明包括自动的自适应系统，其对各信道α进行调整使得EVM基本上与允许的限制相匹配。例如在该实施例和类似的实施例中，考虑EVM值超出定义的限制的容限来指定标准，例如通过指定超出的EVM是可接受的时间的百分比。接下来考虑定义的限制实际超出的程度来做出确定。如果超出可容忍的限制则降低α的目标值。另一方面，如果未达到可容忍的限制则增加α的目标值。因此消除了经验性地选择α的目标值的难度并且在所有情况下都达到波峰降低的最大量。

再次参考图21，在该实施例中，基带调制信号222被提供至延迟元件510和内插器502。幅度阈值412和漂移发生器512(其可 以包括幅度计算电路810、阈值电路812、以及波形发生器814)识别内插的基带调制信号504超出幅度阈值412的部分并产生相应的未定标漂移信号410。未定标漂移信号410包括用于降低基带调制信号222中波峰的任何适当信号。

按照波峰降低信号224中的信号波峰的最大幅度近似等于所定义的幅度阈值412的方式，通过定标系统820来处理未定标漂移信号410。该定标系统输出定标漂移信号516用于由漂移滤波系统514进行进一步处理。

在图21中示出的示例性实施例中，将来自漂移发生器的复合采样流最佳地定标，然后通过包括多平行信道滤波器518的漂移滤波系统514进行滤波。使用级联下转化、低通滤波、然后上转换实现带通滤波；所表示的相移是这种带通滤波器实施方式的共有特征。计算P_xk作为通过波峰降低处理加入信道的短期平均rms噪声功率。正如所讨论的，从平均信道信号功率、EVM目标值(α_k)以及所估计的剩余(线性和非线性)失真噪声N_k(与频率转换和放大相关联)来计算短期平均rms噪声功率的最大准许值。注意到，由于单独的信道增益在时间上变化，因此必须调整定标单元820内的公共模式增益值以保持最佳波峰事件定标。

图27和图27A示出了使用图21中示出的波峰降低功能架构可达到的性能，具有信道信号功率水平特定应答组：两个相邻强信道和两个相邻弱信道。图27和图27A特征化了使用上述架构仿真的弱信道增益和EVM的变化。图27的上曲线2710示出了在时间上原始EVM的变化，中间曲线2712示出了相应的增益控制的EVM，而下曲线2714是乘以十的因数的信道增益。注意到，即使弱信道的相对幅度仅有0.1，但是本文中所描述和要求的适应性增益控制途径导致实现了近似0.6的平均弱信道增益，并且即使在波峰EVM的间隔期间，弱信道增益仍大于0.5。这些详细的计算机仿真结果证实了本发明途径和所描述的架构确保了EVM一致性而同时使信 号波峰漂移最小化。图27A证实了其已经被实现，而没有违反WCDMA频谱掩码。在没有适应性增益控制情况下，原始EVM 2710呈现±5％变化，其将需要浪费余量的噪声预算的5％。注意到使用本发明增益控制途径极大降低了(五段)EVM可变性2712。该信道增益2714清楚地示出了由本文中所描述和要求的适应性增益策略所引入的动态，并且严格控制产生的信道EVM清楚地示出了该增益控制策略的优点。图27A描述了信道信号的功率频谱密度，特别是两个弱信道，在2718之前和2716之后都应用了适应性增益控制策略；明显地这是与所描述的增益控制策略相关联的可忽略的频谱降低(由于远低于80dB)。

本文中所描述和要求的增益控制策略按照下列方式影响波峰降低性能。仅有那些需要EVM保护的弱信道实际上呈现增益降低，然后仅需要最小值来满足EVM约束；较强的信道保持其的近似统一的增益，以使可达到的波峰降低性能最大化。研究表明本发明的增益控制途径保护弱信道收到EVM干扰的影响而同时实现模拟最佳的波峰降低。

所陈述的由Armstrong所著的现有技术参考不能认识到对于所有的传统OFDM信号的单独对漂移进行滤波然后将该结果从延迟的原始信号中减去的优点。现有技术认识到需要在削波OFDM信号之前内插信号，以及需要应用滤波来将带外OFDM信号能量降低到充分地符合制定的频谱掩码。现有技术没有认识到应用带内动态适应性滤波以保护任何相对弱的信道信号的重要性，并且没有认识到将适应性增益控制应用至信道以确保它们满足EVM规格。现有技术还没有掌握适应性波峰定标以极大地改善波峰降低性能的优点。因此本文中所提供和要求的技术和系统提供优于现有技术和系统的多个优点并且对于确保OFDM信号内的各子信道(特别是当其在传输强度中动态变化时)均满足EVM规格是重要的。当然，这些优点也应用于MCS。

上述的算法/架构还可以被配置为监控最终波峰降低信号幅度统计，从而适应性地调整阈值以最佳化波峰降低性能。信号‘波峰’的产业标准定义是超出时间0.01％的幅度。上述的架构准许信号统计的精确测量和阈值的伴随调整以最小化信号波峰的统计度量。

当所有的四个信道都处于最大功率时，参考上述图21的波峰降低算法在对PAR进行最小化的过程中工作非常好，并因此实现降低为支持本发明的实施例所需的高功率放大器(HPA)的费用的优点。然而，基站的生命周期费用很大程度上受到那些相同HPA的功率消耗的影响。对于参考图21所描述的算法的进一步修改(其中，适应性地改变阈值)产生了在发送机的寿命上功率消耗中的附加优点。考虑所有四个信道都处于它们所需的波峰传输功率水平的仅10％的功率水平传输的情况。该情况实际上要远比所有四个信道均处于最大功率更经常的发生。如果该幅度阈值412与对于所有四个信道处于最大功率的最小化PAR的相同，则参照图21所描述的波峰降低处理算法将不具有信号的重整形CCDF的所期望效果，原因在于信号仅十分少有地超出该较高幅度阈值412水平。如果PAR要被最小化甚至处于该降低的功率水平，必须适应性地降低该阈值。

因此本发明在一个实施例中(如在图23中示出)，包括用于信道增益和由AMR_k驱动的幅度阈值412的集成控制算法，在各信道中所允许的波峰降低噪声功率与测量到的波峰降低噪声功率的比率；信道AMR_k值的平方根被称作信道的‘净空’，原因在于其等于信道的估计增益余量。增益控制环稳定性考虑因素建立信道增益的最小允许值，MinG。如果以定义的时间间隔驱动，则执行该如下的算法：

幅度阈值控制：

如有AMR_k<MinG，则增加M

否则，如有AMR_k>1.0，则降低M

否则，保持M处于当前值

该附加至对于图21所描述的波峰降低架构和算法导致在图23中所描绘的波峰降低架构和算法。如图23中虚线所示，关于附加从漂移滤波系统514到阈值控制系统2208的反馈，图23与图21是相同的。图23的波峰降低架构的结构和操作是通过信道特有的测量来驱动四个平行的自动增益控制(AGC)环，而其导致反馈至影响全部信道的两个串行公共模式操作(漂移产生和波峰定标)。净结果是对任何信道功率组合的波峰平均功率比率(PAR)进行最小化的独特的能力，并且当环境进展时动态调整。由于该处理产生低于动态变化的信道功率水平的非常严格限定的波峰幅度，其可能动态地控制对于提供至用于放大该信号的放大器的电压的最大值。由于放大器的功率消耗与其的供给电压成比例，因此严格限定的信号波峰准许在所有运行情况上在放大器功率消耗中的基本降低。在可替换实施例中，阈值计算电路2208接收来自漂移滤波系统514的输出的反馈信号并根据输出信号的幅度调整幅度阈值412。可以根据任何适当的算法或处理基于波峰功率降低部件212来调整幅度阈值412。例如，阈值计算电路2208可以将输出信号功率或所选择的持续时间上的平均输出信号功率与所选择的水平(诸如，放大器216的最大功率水平)进行比较。如果输出的功率水平基本上低于所选择的水平，则阈值计算电路2208可以将幅度阈值412调整至较低水平。还可以响应于其他标准或输出(例如，响应于波峰功率降低部件212的输出)来对幅度阈值412进行定标。

在图27B和图27C中(对于四个强信道的组合)以及在图27D和图27E中(对于一个弱信道和三个强信道)示出了图23中所示的本发明的实施例的性能。图27B示出了四个强信道的原始2720和波峰降低2722CCDF图。图27C示出了使用基于EVM漂移信道滤波器增益控制的四个强信道的相对于时间的10x增益2726和EVM 2724变化。图27D示出了一个弱信道和三个强信道的原始 2728和波峰降低2730CCDF图。图27E示出了使用基于EVM漂移信道滤波器增益控制的一个弱信道2736和三个强信道2734的相对于时间的10x增益和EVM变化2732。在这些情况下，全部四个信道的EVM值快速聚合至定义的17％的EVM目标。

本发明波峰降低处理的又一方面是以CCDF曲线中下降率为目标。理想波峰减弱器将呈现近似垂直的限制线(其意味着信号幅度决不超出该限制)。然而，实际上CCDF曲线呈现轻微的突然离开，其代表两个主要机制：1)定标误差以及2)有限的自动增益控制带宽和延迟。由于在模拟波峰事件的定标上的影响定标误差经常发生，并且由于极长的波峰事件可以导致显著的定标误差。突然离开的两种机制都可以通过简单地将波峰降低波形通过相同处理的第二应用来减轻。图27F描述了使用两个级联波峰降低操作所实现的示例性的改进的CCDF图。图27F示出了示例性的原始CCDF 2738、波峰降低CCDF 2740、以及波峰降低CCDF 2742(其经历两个级联的波峰降低操作)。

还可以调整由波峰功率降低部件212所提供的信号以补偿由漂移滤波系统514(例如，通过信道定标(增益控制)电路548)导致的信号的幅度上的变化。例如，公共模式定标系统820还可以被配置为调整公共模式定标因数以补偿由多信道电路所导致的幅度变化，诸如，可能受到信道定标电路548的影响的信道增益调整。因此可以将公共模式定标应用至(例如)EVM控制。可替换地，可以通过其他部件(诸如，下游放大器)执行该调整，以及公共模式定标系统820可以根据任何适当的标准或信息(诸如来自漂移滤波系统514的反馈，和/或由诸如漂移滤波系统514的其他部件所引入的信号中的变化的模拟)来调整信号。

可以按照任何适当的方式以及根据任何适当的标准来调整信号幅度。例如，在本示例实施例中，公共模式定标电路820接收来自信道定标电路548的一个以上的反馈信号。公共模式定标电路820 基于反馈信号调整公共模式定标幅度。显而易见的，该反馈途径与图21和图23中所描述的本发明的示例性实施例一致。

在优选实施例中，反馈信号包括由各信道定标电路548所产生的定标因数(具有潜在约束最小值)。例如，再次参考图21，各比较电路2212的输出可以被提供至公共模式定标系统820。公共模式定标系统820还可以根据任何其他合适的标准(诸如，包括图24中漂移滤波系统514的多种信道滤波器518的已知的脉冲响应)来调整公共模式定标因数。

注意到，图21中比较电路2212的输出被示为直接提供至定标系统820。在示例性实施例中，定标系统820可以被配置为根据由漂移滤波系统514或其他部件所引入的变化的模拟来调整定标。然而，可以将比较电路2212的输出直接提供至定标系统820而没有任何这种模拟处理。在包括模拟处理的实施例中，可以按照任何适当的方式产生该模拟，诸如通过具有类似于漂移滤波系统514的脉冲响应的模拟滤波器。例如，参照图22和图28，定标系统820可以包括定标延迟电路2510、定标(模拟)滤波器2512、以及波峰定标电路2514。输入信号被提供至定标延迟电路2510和定标(模拟)滤波器2512。该定标延迟电路2510延迟信号的传播而同时定标(模拟)滤波器2512和波峰定标电路2514对该信号进行处理。定标(模拟)滤波器2512对该信号进行处理以关于该信号接近漂移滤波系统514的效果。波峰定标电路2514基于由定标(模拟)滤波器2512所示出的效果来调整应用至漂移采样的定标。

定标(模拟)滤波器2512可以按照任何适当的方式被配置以接近漂移滤波系统514中的一个以上的效果。可以对于任何漂移滤波系统514计算对应于各组漂移滤波采样的输出序列。该输出可以包括漂移波形(沿着各时间方向夹在振荡衰减之间)的平滑形式。需要振荡来满足由漂移滤波系统514所施加的频率约束。该定标(模拟)滤波器2512可以产生平滑的漂移自身的精确估计，而没有振 荡延长、以及所滤波的漂移的波峰或所确定的波峰事件。在一个实施例中，模拟滤波器2512确定对于各组漂移采样的定标作为输入(未滤波)波峰事件的波峰幅度与滤波后的波峰事件的最大幅度的比率，其促进波峰调整输出信号最大波峰紧密地匹配所定义的幅度阈值412。

在本实施例中，定标(模拟)滤波器反映了多种信道滤波器518和/或其他包括漂移滤波系统514的部件的效果。例如，模拟滤波器可以包括各低通滤波器和其相关部件的简化形式。参考图14和图28，各低通滤波器522均可以包括多分支数字滤波器。为了符合频谱要求，低通滤波器522可以是具有十几个或数百个分支的相对复杂的滤波器。低通滤波器522是单一信道的LPF，因此感兴趣的脉冲响应是漂移滤波系统514的脉冲响应。漂移滤波系统514的脉冲响应基本上完全由低通滤波器522的脉冲响应、信道偏置频率318以及信道定标/增益控制元件540的输出来确定。模拟滤波器2512适当地包括漂移滤波系统514的脉冲响应的简化形式，并可以使用充分小的分支(诸如，五至十个分支)来实施。该模拟滤波器2512被适当地配置为共享在漂移滤波系统514的脉冲响应2612的主波瓣2610附近的相同的分支值，但仅延伸漂移滤波系统514的脉冲响应2612的一部分。尽管模拟滤波器2512的输出可能未产生与频谱要求一致的信号，但是模拟滤波器2512的波峰幅度模拟漂移滤波系统514的波峰幅度。

参考图28，波峰定标电路2514接收来自定标(模拟)滤波器2512的未定标漂移410并相应调整应用至原始信号的定标(例如，抗衡漂移滤波系统514在漂移幅度上的效果)。在一个实施例中，波峰定标系统2514将来自模拟滤波器2512的信号与原始信号进行比较并响应调整该定标。因此，如果经定标(模拟)滤波器处理的波峰事件的最大采样幅度是未滤波波峰事件的最大采样幅度的 80％，波峰定标电路2514可以将定标因数1.25应用至原始波峰事件采样以补偿由定标(模拟)滤波器2512所引入的衰减。

由于对于该实施例和其他实施例是显而易见的，(例如)可以对信号进行定标以使波峰降低最大化并保持在EVM规格内。该信道滤波器518可以削弱单独信道的信号，如果在该信道中的噪声接近其EVM限制或其他可适用的信号质量标准，则降低波峰降低。此外，公共模式定标电路820可以对各波峰事件中的采样进行定标以通过对由漂移滤波系统514所引入的漂移信号中的改变进行补偿而更好的匹配幅度阈值412。由于十分显而易见，由图28示出的本发明的实施例与在图21和图23中所示出的发明的示例实施例一致。

还可以将信道增益控制电路548配置为提供时分多址(TDMA)或时分双工(TDD)信号的时隙定标，例如结合平滑“窗口”曲线以在用于连续时隙的标称定标之间转换。特别的，诸如那些由突发CDMA和GSM所采用的多种时分方案，需要该信号来平滑地将时隙之间的幅度基本上降低至零。因此，信道增益控制电路548可以被配置为将时间变化的增益应用至滤波信号538。例如，参考图29，信道增益控制电路548可以对于多数时分时隙852(诸如，使用Blackman窗口或Hamming窗口)将均一增益850应用至滤波信号538。在时隙852的尾部854，将增益逐渐在零和均一之间调整使得滤波信号538(基本上平滑地从零斜升至均一增益850)在大多数时隙852中被保持在均一增益850处，接下来在靠近时隙852的尾部基本上平滑地斜降回零。该平滑斜面降低了在各时隙尾部处与快速信号幅度变化相关联的不期望的频谱非自然信号。

在一个实施例中，来自信道滤波器518的信号的衰减率可以十分缓慢以在下一时隙时间之前充分衰减。因此，参考图30，可以对于各信道利用附加滤波器522和切换系统858来配置信道滤波器518。该附加滤波器522可以包括任何数目的附加滤波器522(其可 以是对信号进行滤波所需要的)而同时一个或多个其他滤波器522允许其信号衰减。在本实施例中，各信道包括两个滤波器522。该切换系统858根据时隙定时信号860在两个滤波器522之间切换信道的输入和输出。因此，由第一滤波器522A对第一时隙信号进行滤波。在时隙的尾部，切换系统858将该信号输入和输出切换至第二滤波器522B。第二滤波器522B在第二时隙期间处理滤波而同时第一滤波器522A的输出衰减至零。切换系统858在滤波器522之间往复切换使得各滤波器522均被允许在用于下面的时隙之前衰减达时隙的持续时间。

在多个实施例中，可能不需要附加滤波器522和切换系统858(例如由于时间定标窗口的操作和信道增益控制电路548根据可以包括由对于该信道和时隙的调制和EVM所得到的最大信道和时隙噪声限制的基站控制信号来调整滤波信号538的功率)。特别地，可以变化在各时隙上的标称增益以匹配在各时隙中的平均相对信号幅度，或如之前所述确保EVM一致。例如，参考图31，在第一时隙TS₁中的能量是明显高于在第二时隙TS₂中的能量。信道滤波器518被适当地配置为幅度调整电路以在第二时隙TS₂期间调整滤波信号538的增益至降低的幅度。来自高水平时隙漂移的滤波能量被适当地充分衰减以降低在随后时隙中与较弱信号的干扰。该信道增益控制电路548被配置为调整滤波信号538(其包括由滤波器的延伸的衰减所导致的信号的一部分)的幅度。因此，由滤波器的延伸的衰减所导致的滤波信号538的一部分被衰减，其趋于降低计划信号的效果。

下面由系统的现有元件的处理，包括适当的滤波、定标和调整，经定标和滤波的漂移信号552被提供至漂移减弱器544(例如，在图14中所示出的)。漂移减弱器544还经由延迟元件510来接收基带调制信号222。延迟元件510被配置为补偿信号通过内插器502、漂移信号发生器512、定标系统820、以及漂移滤波系统514的传 播时间。漂移减弱器544(例如)通过将定标及滤波的漂移信号542从基带调制信号222的延迟形式中减去而将基带调制信号222和定标及滤波的漂移信号542进行组合。漂移减弱器544产生波峰降低信号224，其具有近似等于幅度阈值412的最大幅度并且具有较少或没有在允许的带宽之外的组分。波峰降低信号224被提供至DAC214，其将波峰降低信号224转化至模拟信号226用于放大和传输。

该通信系统100可以在多种环境中被用来传送信息，并且可以适应于特定环境或应用。在多种应用中，可以为了环境或应用而改变或优化漂移滤波系统514、漂移信号发生器512、或系统的其他元件。此外，可以将附加元件添加至或从通信系统100中去除以有助于或改进对于具体环境或应用的操作。例如，多种应用或环境可以利用与载波频率相比相对低的采样率。例如，在某些无线通信标准下，诸如符合使用正交频分复用(OFDM)的诸如IEEE 802.11和802.16标准的系统，采样率可以接近于对于该载波频率的奈奎斯特限制。可以将波峰功率降低组件212配置为用于改进这种低采样率应用中的操作。在又一要求增加采样频率的示例性应用中，波峰功率降低组件212可以适应于降低感兴趣的信号中的噪声。在一个实施例中，波峰功率降低组件212被适当地配置为禁止噪声(其可能由波峰功率降低处理所导致，诸如由漂移信号发生器512所产生的互调噪声)附加至感兴趣的信号。特别地，可以适当地将基带调制信号222的采样频率增加高于奈奎斯特采样率以禁止漂移能量的混叠至信号频谱。

参考图22，根据本发明的多个方面的波峰功率降低组件212的可替换示例性实施例包括：延迟元件510、漂移信号发生器512、漂移滤波系统514、采样率增加系统502、以及采样率降低系统562。采样率增加(内插器)系统502增加基带调制信号222的采样率，同时采样率降低系统562相应地将基带调制信号的采样率降低至其原始比率。通过在产生漂移信号之前增加基带调制信号222的采样 率，由混叠所导致的噪声成分落到该信道信号的频谱之外，并且因此可以被漂移滤波系统514滤波。按照OFDMA应用描述了图32，但是这里所描述的技术当然也等效地适用于任何低采样率应用或环境。

图32的采样率增加系统502可以包括用于增加基带调制信号222的采样率的任何适当的系统。在本实施例中，采样率增加系统502包括被配置为基于基带调制信号222中的原始采样产生中间采样的内插器。该内插器可以根据任何适当的算法(诸如，线性内插)产生中间采样。此外，该内插器可以产生任何适当数目的中间采样以达到做期望的增加频率。在本实施例中，该内插器将采样率增加了大约四的因数。

类似地，图32的采样率降低系统562可以包括用于将来自漂移滤波系统514的信号的采样率降低至原始采样率的任何适当的系统。在本实施例中，采样率降低系统562包括被配置为从信号中去除中间采样的减少器。在本实施例中，减少器将采样率降低大约四的因数以将该信号返回至基带调制信号的原始采样率。已发现按照这种方式包括内插器和减少器以分别增加和降低信号采样率可以有利地降低对于本文中所描述和要求的信号处理操作所需要的功率，在本实施例中将其降低近似四的因数。还可以期待对于其他内插器/减少器采样率情景的功率有效性。在优选实施例中，为了降低实施方式复杂度和漂移滤波系统514的功率损耗，可以在定标820和漂移滤波系统514之间发生减少。

在OFDM环境中，将图32中漂移发生器512理解为对之前详细描述的波峰剖析和定标功能进行合并。漂移滤波系统514可以包括被配置为提供符合制定和基于标准频谱约束的OFDM增益掩码564，但非常重要地，信道掩码代表之前所描述的最大允许信道功率(作为由信号功率和信道EVM约束所确定的)。增益掩码操作564的优选实施例是频域定标漂移和掩码(其由制定频谱约束和信 道噪声功率约束的组合而产生)的向量点积。波峰功率降低部件212还可以执行附加的处理，诸如像通过将信号的同相和求积成分的平均值从对应于原始采样的采样中减去的基本去除信号的DC成分。

漂移滤波系统514还可以进一步适应于使用快速傅立叶变换(FFT)的系统，诸如在IEEE 802.16标准下的OFDMA通信系统。例如，参考图32的可替换示例性实施例，根据本发明的多个方面的波峰功率降低部件212包括：延迟元件510、漂移信号发生器512、漂移滤波系统514、采样率增加(内插器)系统502、以及采样率降低(减少器)系统562。调制器210被配置为产生信号，诸如具有循环前缀数据的802.16a OFDM符号。在本实施例中，漂移滤波系统514包括FFT滤波系统。为了有助于使用FFT，采样率增加系统502被适当地配置为增加基带调制信号222的采样率使得OFDM向量中的总采样数目对应于二的幂(诸如，四的因数)。类似地，采样率降低系统562将基带调制信号的采样率降低相同的量。

在图32的减少和滤波系统的可替换实施例中，可以除去采样率降低系统并且其功能由FFT滤波系统来实施。通过以较高采样率执行较大的FFT并且丢弃频域超出基带调制信号的带宽的部分，可以实现在增益掩码操作之前的有效减少。在这两个可替换中，必须基于在具体应用中可用的处理资源来选择优选的减少和滤波实施例。

可替换地，可以只为原始OFDMA波形产生漂移波形，不包括循环前缀，然后修改波峰降低的输出以产生对应于其自身波峰降低波形的循环前缀，利用接下来从延迟信号中减去的复合波形以实现波峰降低。例如，可以产生漂移波形而没有循环前缀。在波峰降低处理之后，例如在对多个滤波漂移求和之后，接下来可以基于波峰降低波形来产生循环前缀。接下来将前缀附至传输信号的前端和后端。

所示出和描述的特定实施方式仅是本发明和其最佳模式的实例，而并不旨在以任何方式对本发明的范围进行限制。实际上，为了简洁起见，系统的传统制造、连接、准备、以及其他功能方面没有详细的描述。此外，在多个图中所示出的连线旨在表示在多个元件之间的示例功能关系和/或物理耦合。可以在实际系统中呈现许多可替换或附加的功能关系或物理连接。

一个这种的可替换实施例简单地对于所有定标采样使用固定的公共模式定标值，其中选择定标值和关联的幅度阈值以在所有靠近它们最大功率的信道的情况下使波峰降低最优化。接下来可以选择性地增加幅度阈值以确保当由于某些信道功率水平增加时所需的EVM一致。即使该实施例消除适应性公共模式和具体信道定标，其提供充足的波峰降低优点并且是我们发明概念和架构的应用。

上面已参考优选实施例描述了本发明。然而，在没有背离本发明的范围的情况下可以对优选实施例做出改变和修改。上面关于本发明的方法方面所描述的处理步骤的顺序是表示性的并且可以在实现所声称目的的所描述和要求的发明的宽范围内按照任何顺序来实现。这些和其他改变或修改旨在被包括在本发明的范围内。