专利名称：一种循环延迟分集信道估计方法、系统和设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信领域，特别涉及一种循环延迟分集信道估计方法、系统和设备。
背景技术：
在OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)系统中，为了获得多径分集增益，采用CSD(Cyclic Shift Diversity，循环移位分集)技术。由于CSD技术在每个子载波上的相位偏移操作等效为时域上的循环移位，所以也称为CDD(Cycle Delay Diversity，循环延迟分集)。
CDD技术通常应用在平坦的信道环境中，通过人为加入循环移位分集技术，进而增加信道的频率选择性。对于多个频率的信道，需要根据某些频率信道的参数来估计系统中其它频率信道的参数。
现有CDD的信道估计方案，将发送的信号经过OFDM调制后，复制到每一个分路，每一个分路对该信号进行不同的循环延迟δi，再经过添加CP在相应的天线上发射出去。假设有2个发射天线，1个接收天线为，发送信号为S(k)(功率为1，E(|S(k)|2)＝1)，经过OFDM调制后复制到2路，第一路不做延迟，第二路循环延迟δ个采样点，两路信号添加CP后在相应的天线上发送。由于时域延时等于频域相移，则接收到的频域信号为
其中，hi，k(i＝1，2)是第i个发射天线到接收端的信道。除以
是对发射信号进行能量归一化，使两个天线发射的总能量为1。n(k)是高斯白噪声，功率为σ2。NFFT是FFT点数。
可以视为一个发射天线的等效信道，表示为Heff。
假设一个资源块中的导频位置在pilot1和pilot2位置，从接收端看，2个导频位置上的等效信道分别为
和
m和n分别表示子载波的序号。其他数据位置的信道参数通过已知导频位置的信道参数估计得到，具体的信道估计方法有LS(Least square，最小二乘)线性插值、Winner(维纳)滤波等方法。
在实现本发明的过程中，发明人发现上述现有技术至少具有以下缺点 现有CDD的信道估计方案，相邻多个(至少两个)导频位置的等效信道由于CDD技术的引入，人为添加了信道的频率选择性，使得相邻信道之间不连续，而仍是以连续的等效信道进行处理，所以导致了信道估计的误差较大，从而影响接收机对发送数据的正确解调。
发明内容
本发明实施例提供了一种循环延迟分集信道估计方法、系统和设备，解决了CDD信道估计误差较大的问题，所述技术方案如下 本发明实施例提供一种循环延迟分集信道估计方法，所述方法包括 获取选取的循环延迟分集CDD的延迟值； 根据所述选取的CDD的延迟值，提取导频位置的信道参数，所述信道参数呈线性； 根据所述提取的信道参数，得出所有的信道参数。
本发明实施例还提供一种循环延迟分集信道估计系统，包括发送终端和接收终端，其中 所述发送终端，用于选取循环延迟分集CDD的延迟值； 所述接收终端，用于获取所述发送终端选取的循环延迟分集CDD的延迟值；根据所述选取的CDD的延迟值，提取导频位置的信道参数，所述信道参数呈线性；根据所述提取的信道参数，得出所有的信道参数。
相应地，本发明实施例提供一种接收终端，所述终端包括 获取模块，用于获取发送终端选取的循环延迟分集CDD的延迟值； 提取模块，用于根据所述获取模块获取的所述发送终端选取的CDD的延迟值，提取导频位置的信道参数，所述信道参数呈线性； 估计模块，用于根据所述提取模块提取的信道参数，得出所有的信道参数。
通过本发明实施例提供的方案，将CDD的信道估计中的信道参数分为奇数信道和偶数信道两种情况，并分别将奇数信道的信道参数和偶数信道的信道参数转化为线性值，解决信道估计不准确的问题，增加信道的频率选择性能。
图1是本发明实施例1提供的方法流程示意图； 图2是本发明实施例2提供的方法流程示意图； 图3是本发明实施例2提供的2天线CDD结构示意图； 图4是本发明实施例2提供的2天线信道参数示意图； 图5是本发明实施例2提供的3天线信道参数示意图； 图6是本发明实施例2提供的4天线信道参数示意图； 图7是本发明实施例3提供的方法流程示意图； 图8是本发明实施例3提供的采用STBC/SFBC+CDD的结构示意图； 图9是本发明实施例4提供的方法流程示意图； 图10是本发明实施例4提供的2天线信道参数示意图； 图11是本发明实施例5提供的方法流程示意图； 图12是本发明实施例5提供的2天线信道参数示意图； 图13是本发明实施例6提供的系统结构示意图； 图14是本发明实施例7提供的设备结构示意图。
具体实施例方式 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
实施例1 本发明实施例提供了一种CDD信道估计方法，参见图1，该方法包括 101获取选取的循环延迟分集CDD的延迟值； 其中，发送终端选取循环延迟分集CDD的延迟值δ，一般选取循环延迟分集CDD的延迟值δ为NFFT/2或NFFT/4，其中NFFT为傅立叶变换点数。
102根据选取的CDD的延迟值，提取导频位置的信道参数，信道参数呈线性； 其中，接收终端根据发送终端选取的CDD的延迟值δ，提取导频位置的信道参数，包括 将所有信道参数划分为奇数位置的信道参数和偶数位置的信道参数，由于δ为NFFT/2或NFFT/4，所以奇数位置的信道参数呈线性，偶数位置的信道参数也呈线性。
当CDD的发射天线的数量大于2时，将多个发射天线按照预设的规则，选择呈线性的一组信道参数，得到CDD信道的信道参数。
103根据提取的信道参数，得出所有的信道参数。
其中，根据提取的信道参数，得出所有的信道参数，包括 根据上述划分的奇数位置的线性信道参数，估计其他奇数位置的信道参数； 根据上述划分的偶数位置的线性信道参数，估计其他偶数位置的信道参数。
本发明实施例提供的方法，通过将CDD信道的信道参数分为奇数信道参数和偶数信道参数两种情况，并分别将奇数信道参数和偶数信道信道参数转化为线性值，解决信道参数估计不准确的问题，增加信道的频率选择性能。
实施例2 为了增加CDD信道估计的准确性，进一步提高系统性能，本发明实施例提供了一种CDD信道估计方法，通过将CDD的信道参数变为线性值解决信道估计不准确的问题，其中，本发明实施例中，δ取NFFT/2，以2个发射天线为例进行说明，参见图2，具体实现过程如下 201接收CDD的频域信号，得到该频域信号对应的信道参数； 其中，参见图3，假设发送信号为S(k)(功率为1，E(|S(k)|2＝1)，经过OFDM调制后复制到2路，第一路不做延迟，第二路循环延迟δ个采样点，添加CP后在相应的天线上发送，则接收到的频域信号为
则发射天线的信道参数为
其中，hi，k(i＝1，2)是第i个发射天线到接收端的信道。除
是对发射信号进行能量归一化，使两个天线发射的总能量为1。n(k)是高斯白噪声，功率为σ2。NFFT是FFT点数。
可以视为一个发射天线的等效信道，表示为Heff。
这里接收CDD的频域信号还包括接收发射端选取的循环延迟值即δ，根据δ值提取导频位置信道参数。
202将得到的信道参数划分为奇数位置的信道参数和偶数位置的信道参数； 其中，根据获取的信道参数
可以分为奇数位置k＝2n+1和偶数位置k＝2n，其中n为非负整数。
参见图4，当k＝2n+1(n＝0，1，...)时，由于δ＝NFFT/2，则
此时信道参数
当k＝2n(n＝0，1，...)时，由于δ＝NFFT/2，则
此时信道参数 203接收端根据奇数位置的信道参数估计其他奇数位置的信道参数，根据偶数位置的信道参数估计其他偶数位置的信道参数，得到整个频带上的等效信道参数。
其中，当δ取到NFFT/2时，虽然相邻子载波等效信道参数不能满足线性关系，但是隔一个子载波对应的等效信道参数却可以成线性关系，即奇数位置的信道参数成线性关系，偶数位置的信道参数成线性关系。利用这种关系对相邻的子载波进行插值运算或者Winner滤波，在整个频带上合成等效的信道参数。即奇数位置上子载波对应的等效信道参数成线性关系，偶数位置上子载波对应的等效信道参数成线性关系。
另外，本发明实施例是以2根发射天线为例，对于3根发射天线，参见图5，将天线1和天线3到接收端的信道参数作为一组信道参数，天线2到接收端的信道参数作为一组信道参数。当δ取NFFT/2时，第一组信道参数与第二组信道参数在奇数位置为减的关系，在偶数位置为加的关系。
从图5可以看出，奇数位置上的信道参数成线性关系，而偶数位置上的信道参数成线性参数。通过奇数位置上的已知的信道参数，估计得到其他奇数位置上的等效信道参数；同理，通过偶数位置上的已知的等效信道参数，估计得到其他偶数位置上的等效信道参数。最后，综合上述奇数位置和偶数位置的等效信道参数，得到整个频带上的信道响应参数，与2根发射天线处理过程类似，不再赘述。
对于4根发射天线，参见图6，将天线1和天线3到接收端的信道参数作为一组信道参数，天线2和天线4到接收端的信道参数作为一组信道参数。当δ取NFFT/2时，第一组信道参数与第二组信道参数在奇数位置为减的关系，在偶数位置为加的关系，与2根发射天线处理过程类似，不再赘述。
对于其他多个发射天线的信道估计过程，与上述方法类似，不再赘述。
本发明实施例提供的方法，通过将CDD的信道估计中的信道参数分为奇数信道和偶数信道两种情况，并分别将奇数信道和偶数信道中的信道参数转化为线性值，解决信道估计不准确的问题，增加信道的频率选择性能。
实施例3 为了增加CDD信道估计的准确性，进一步提高系统性能，本发明实施例提供了一种CDD信道估计方法，其中，本发明实施例中，采用STBC(Space TimeBlock Coding，空间分组码)技术/SFBC(Space Frequency Block Coding，空频分组码)技术与CDD技术相结合的信道估计方案，δ取NFFT/2，以4根发射天线为例进行说明，参见图7，具体实现过程如下 301接收CDD的频域信号，得到该频域信号对应的信道参数； 其中，参见图8，发送端有4根发射天线，采用STBC/SFBC+CDD的结构图。
假设发送信号为S(k)(功率为1，E(|S(k)|2＝1)，经过STBC/SFBC矩阵分为两路，再经过OFDM调制后各自复制到2路，第一路不做延迟，第二路循环延迟δ个采样点，添加CP后在每个天线上发送，则接收到的频域信号为 其中， 其中，ri，k表示第i个时刻(STBC)/子载波(SFBC)上接收的信号；hi，k(i＝1，2，3，4)是第i个发射天线到接收端的信道；Si(i＝1，2)表示第i个数据流上采用的导频值，该值对发送端和接收端为已知数据；ni，k(i＝1，2)表示第i个时刻(STBC)/子载波(SFBC)上的高斯白噪声。接收端根据接收到的频域信号表达式，得到信道参数H1(k)和信道参数H2(k)估计值。
这里接收CDD的频域信号还包括接收发射端选取的循环延迟值即δ，根据δ值提取导频位置信道参数。
302将得到的信道参数，划分为奇数位置的信道参数和偶数位置的信道参数； 其中，将获取的频域信号的信道参数H1(k)和H2(k)，分为奇数位置k＝2n+1的信道参数和偶数位置k＝2n的信道参数，其中n为非负整数。
当k＝2n+1，n＝0，1，...时，由于δ＝NFFT/2，则
此时信道参数 当k＝2n时，由于δ＝NFFT/2，则
此时信道参数 303接收端根据已知的奇数位置的信道参数估计其他奇数位置的信道参数，根据已知的偶数位置的信道参数估计其他偶数位置的信道参数，得到整个频带上的等效信道参数。
其中，当δ取到NFFT/2时，虽然相邻子载波等效信道参数不能满足线性关系，但是隔一个子载波对应的等效信道参数却可以成线性关系，即奇数位置的信道参数成线性关系，偶数位置的信道参数成线性关系。利用这种关系对相邻的子载波进行插值运算或者Winner滤波，在整个频带上合成等效的信道参数。即奇数位置上子载波对应的等效信道参数成线性关系，偶数位置上子载波对应的等效信道参数成线性关系。
SM+CDD方案，估计过程与STBC/SFBC+CDD类似，不再赘述。
对于采用技术SM(Spatial Multiplexing，空间复用)与CDD技术相结合的信道估计方案，与上述方法类似，不再赘述。
本发明实施例提供的方法，通过将STBC/SFBC技术与CDD技术相结合的信道估计方案中的信道参数分为奇数信道和偶数信道两种情况，并分别将奇数信道和偶数信道中的信道参数转化为线性值，解决CDD信道估计不准确的问题，增加信道的频率选择性能。
实施例4 为了增加CDD信道估计的准确性，进一步提高系统性能，本发明实施例提供了一种CDD信道估计方法，通过将CDD的信道参数变为线性值解决信道估计不准确的问题，其中，实施例2和实施例3中δ取NFFT/2，δ也可以取其他值，本发明实施例以δ取NFFT/4时，以2个发射天线1个接收天线为例进行说明，参见图9，具体实现过程如下 401接收CDD的频域信号，得到该频域信号对应的信道参数； 其中，实施例2和3都是针对δ取NFFT/2情况，本发明实施例δ取NFFT/4，此时子载波(块)的索引值应该随之改变为2k-1，其中k表示子载波(块)的索引值。对于2发1收的系统，假设发送信号为S(k)(功率为1，E(|S(k)|2＝1)，经过OFDM调制后复制到2路，第一路不做延迟，第二路循环延迟δ个采样点，添加CP后在每个天线上发送，则接收到的频域信号为
则发射天线的信道参数为 其中，hi，k(i＝1，2)是第i个发射天线到接收端的信道。除
是对发射信号进行能量归一化，使两个天线发射的总能量为1。n(k)是高斯白噪声，功率为σ2。NFFT是FFT点数。Heff可以视为一个发射天线的等效信道。
这里接收CDD的频域信号还包括接收发射端选取的循环延迟值即δ，根据δ值提取导频位置信道参数。
402将得到的信道参数划分为奇数位置的信道参数和偶数位置的信道参数； 其中，根据获取的发射天线的信道参数
分为奇数位置k＝2n+1的信道参数和偶数位置k＝2n的信道参数，其中n为非负整数。
参见图10，在奇数位置上，即当k＝2n+1(n＝0，1，...)时，由于δ＝NFFT/4，则
此时信道参数Heff＝hi，2n+1+jh2，2n+1； 在偶数位置上，即当k＝2n(n＝0，1，...)时，由于δ＝NFFT/4，则
此时信道参数Heff＝h1，2n+1-jh2，2n+1。
403接收端根据奇数位置的信道参数估计其他奇数位置的信道参数，根据偶数位置的信道参数估计其他偶数位置的信道参数，得到整个频带上的等效信道参数。
其中，当δ取到NFFT/4时，虽然相邻子载波等效信道参数不能满足线性关系，但是隔一个子载波对应的等效参数却可以成线性关系，即奇数位置的信道参数成线性关系，偶数位置的信道参数成线性关系。利用这种关系对相邻的子载波进行插值运算或者Winner滤波，在整个频带上合成等效的信道参数。即奇数位置上子载波对应的等效信道参数成线性关系，偶数位置上子载波对应的等效信道参数成线性关系。
如图10所示，在奇数位置上子载波对应的等效信道参数成线性关系，在偶数位置上子载波对应的等效信道参数成线性关系，与实施例2不同的是两个天线之间的组合系数不是±1而是±j，其信道参数估计方案相似，不再赘述。当然，实施例3的δ值也可以采用NFFT/4，信道参数的估计方法与实施例2相似。
对于其他多个发射天线的信道估计过程，与上述方法类似，不再赘述。
本发明实施例提供的方法，通过在δ取NFFT/4的情况下，将CDD信道的信道参数分为奇数信道和偶数信道两种情况，并分别将奇数信道和偶数信道中的信道参数转化为线性值，解决CDD信道估计不准确的问题，增加信道的频率选择性能。
实施例5 为了增加CDD信道估计的准确性，进一步提高系统性能，本发明实施例提供了一种CDD信道估计方法，其中，上述实施例2、实施例3和实施例4都是针对固定δ值，而本发明实施例对δ值没有限制可以取任意值，仍以2个发射天线1个接收天线为例进行对本发明提供的方法进行说明，参见图11，具体实现过程如下 501接收CDD接收端的两个相邻导频位置的频域信号，得到该频域信号对应的信道参数； 参见图12，接收端两个相邻导频位置m和n的频域信号为 其中，rj(j＝m，n)表示第j个频域导频位置上接收的信号；hi，j(i＝1，2j＝m，n)是第i个发射天线在第j个频域导频位置上到接收端的信道参数；Si(i＝m，n)表示第i个频域导频位置上采用的导频值，该值对发送端和接收端为已知数据；nj(j＝m，n)表示第j个频域导频位位置上的高斯白噪声。
502将接收端两个相邻导频位置的信道参数等效为相等的信道参数，并求解出该信道参数； 通常地，由于信道不论在频域还是时域变化都具有连续性，在两个导频位置在频率相距较近时，可以近似认为h1，m＝h1，n、h2，m＝h2，n，则上述接收端两个相邻导频位置m和n的频域信号可以简化为2个方程2个未知数，求解该方程，得到等效信道参数。这里实际上是上述各实施例中线性化的一种特例，即两个导频中间的信道参数取相等。
503根据得到的信道参数，重新构造其他各点的等效信道参数。
其中，参见图12，根据m和n的信道参数得到等效信道参数h1，k和h2，k，第k个频域位置上的等效信道表示为
其中h1，k＝h1，m＝h1，n，h2，k＝h2，m＝h2，n。
本发明实施例提供的方法，通过相邻导频位置的频域信号等效为相等的信道参数，并利用等效的信道参数重新构造其他各点的等效信道参数，解决信道估计不准确的问题，增加信道的频率选择性能。
实施例6 相应地，本发明实施例提供了一种循环延迟分集信道估计系统，参见图13，该系统包括 发送终端601，用于选取循环延迟分集CDD的延迟值； 接收终端602，用于获取发送终端601选取的CDD的延迟值；根据选取的CDD的延迟值，提取导频位置的信道参数，信道参数呈线性；根据提取的信道参数，得出所有的信道参数。
本发明实施例提供的系统，通过将CDD信道的信道参数分为奇数信道参数和偶数信道参数两种情况，并分别将奇数信道参数和偶数信道信道参数转化为线性值，解决信道参数估计不准确的问题，增加信道的频率选择性能。
实施例7 同时，本发明实施例还提供一种接收终端，参见图14，该终端包括 获取模块701，用于获取发送终端选取的循环延迟分集CDD的延迟值； 提取模块702，用于根据获取模块701获取的发送终端选取的CDD的延迟值，提取导频位置的信道参数，信道参数呈线性； 估计模块703，用于根据提取模块702提取的信道参数，得出所有的信道参数。
其中，获取模块701获取的CDD的延迟值为NFFT/2或NFFT/4，其中NFFT为傅立叶变换点数。
其中，提取模块702进一步包括 划分单元，用于将信道参数划分为奇数位置的信道参数和偶数位置的信道参数，奇数位置的信道参数呈线性，偶数位置的信道参数呈线性。
其中，估计模块703进一步包括 第一估计单元，用于根据划分单元划分的奇数位置的线性信道参数，估计其他奇数位置的信道参数； 第二估计单元，用于根据划分单元划分的偶数位置的线性信道参数，估计其他偶数位置的信道参数。
本发明实施例提供的接收终端，通过将CDD信道的信道参数分为奇数信道参数和偶数信道参数两种情况，并分别将奇数信道参数和偶数信道信道参数转化为线性值，解决信道参数估计不准确的问题，增加信道的频率选择性能。
本发明实施例可以利用软件实现，相应的软件程序可以存储在可读取的存储介质中，例如，路由器的硬盘、缓存或光盘中。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
权利要求
1.一种循环延迟分集信道估计方法，其特征在于，包括
获取选取的循环延迟分集CDD的延迟值；
根据所述选取的CDD的延迟值，提取导频位置的信道参数，所述信道参数呈线性；
根据所述提取的信道参数，得出所有的信道参数。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，
选取CDD的延迟值为NFFT/2或NFFT/4，其中NFFT为傅立叶变换点数。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述提取导频位置的信道参数，包括
将所有信道参数划分为奇数位置的信道参数和偶数位置的信道参数，所述奇数位置的信道参数呈线性，所述偶数位置的信道参数呈线性。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述提取的信道参数，得出所有的信道参数，包括
根据所述奇数位置的线性信道参数，估计其他奇数位置的信道参数；
根据所述偶数位置的线性信道参数，估计其他偶数位置的信道参数。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述提取导频位置的信道参数，包括
当所述CDD的发射天线的数量大于2时，将多个发射天线按照预设的规则，选择呈线性的一组信道参数，得到CDD信道的信道参数。
6.一种循环延迟分集信道估计系统，包括接收终端和发送终端，其特征在于，
所述发送终端，用于选取循环延迟分集CDD的延迟值；
所述接收终端，用于获取所述发送终端选取的CDD的延迟值；根据所述选取的CDD的延迟值，提取导频位置的信道参数，所述信道参数呈线性；根据所述提取的信道参数，得出所有的信道参数。
7.一种接收终端，其特征在于，所述终端包括
获取模块，用于获取发送终端选取的循环延迟分集CDD的延迟值；
提取模块，用于根据所述获取模块获取的所述发送终端选取的CDD的延迟值，提取导频位置的信道参数，所述信道参数呈线性；
估计模块，用于根据所述提取模块提取的信道参数，得出所有的信道参数。
8.如权利要求7所述的终端，其特征在于，
所述获取模块获取的CDD的延迟值为NFFT/2或NFFT/4，其中NFFT为傅立叶变换点数。
9.如权利要求8所述的终端，其特征在于，所述提取模块进一步包括
划分单元，用于将所有信道参数划分为奇数位置的信道参数和偶数位置的信道参数，所述奇数位置的信道参数呈线性，所述偶数位置的信道参数呈线性。
10.根据权利要求9所述的终端，其特征在于，所述估计模块进一步包括
第一估计单元，用于根据所述划分单元划分的奇数位置的线性信道参数，估计其他奇数位置的信道参数；
第二估计单元，用于根据所述划分单元划分的偶数位置的线性信道参数，估计其他偶数位置的信道参数。
全文摘要
本发明实施例公开了一种循环延迟分集信道估计方法，包括获取选取的循环延迟分集CDD的延迟值；根据选取的CDD的延迟值，提取导频位置的信道参数，信道参数呈线性；根据提取的信道参数，得出所有的信道参数。同时，本发明实施例还提供一种循环延迟分集信道估计系统和设备。通过本发明实施例提供的方案，将CDD信道的信道参数转化为线性值，解决信道估计不准确的问题，增加信道的频率选择性能。
文档编号H04L25/02GK101800713SQ20091000872
公开日2010年8月11日 申请日期2009年2月6日 优先权日2009年2月6日
发明者赵印伟, 李琦, 郑创明 申请人:华为技术有限公司