专利名称：Cmmb系统中的整数频偏估计装置及方法
技术领域：
本发明涉及数字信息传输领域，特别是涉及一种CMMB(China MobileMultimedia Broadcasting，中国数字移动多媒体广播系统)系统中的整数频偏估计装置。本发明还涉 及一种CMMB系统中的整数频偏估计方法。
背景技术：
电视产业和事业的发展一直以收视质量与服务能力的提高为中心，移动数字电视 作为新一代的电视技术，其收视质量和便捷性大幅度提高；同时，移动数字化技术的采用为 更多的其它服务创造了发展空间。移动数字电视的发展将对整个电子信息行业的发展有重
Jk 眉、ο中国国家广电总局于2006年10月颁布了中国移动多媒体广播行业标准，采用 了我国自主研发的移动电视接收标准STiMi，该标准于2006年11月1日起正式实施。 STiMi技术充分考虑到移动多媒体广播业务的特点，针对手持设备接收灵敏度要求高， 移动性和电池供电的特点，采用最先进的信道纠错编码和OFDM (Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)调制技术，提高了抗干扰能力和对移动性的支持， 采用时隙节电技术来降低终端功耗，提高终端续航能力。在CMMB的系统构成中，CMMB信号 主要由S波段卫星覆盖网络和U波段地面覆盖网络实现信号覆盖。S波段卫星网络广播信 道用于直接接收，Ku波段上行，S波段下行；分发信道用于地面增补转发接收，Ku波段上行， Ku波段下行，由地面增补网络转发器转为S波段发送到CMMB终端。为实现城市人口密集区 域移动多媒体广播电视信号的有效覆盖，采用U波段地面无线发射构建城市U波段地面覆 盖网络。CMMB系统采用OFDM技术。载波恢复技术在OFDM系统中起着至关重要的作用。频 偏可能来源于收发设备中本地载波不匹配，射频信号传输中引入的误差以及由于收发设备 之间存在相对运动而引起的多普勒频移等。这些因素的合成影响，可能会造成载波的频率 偏差很大，使得接收机无法完成同步。对于OFDM系统，由于其频域子载波都需要严格正交， 频偏成为了极为敏感的因素，很小的频偏将会带来性能的急剧下降。而用于同步的PN(伪 随机序列)，由于其自相关性的特点，当存在载波频偏时，PN序列的相关峰会出现幅度损 失，从而利用接收信号与存在不同整数倍频偏的本地同步信号相关后得到的相关峰大小判 断整数频偏。美国ATSC(数字电视制式)系统在距下边带边界处加入一个小的导频信号。 目前多采用先自动跟踪该导频信号然后进行窄带锁相进行相位跟踪，频率恢复接近于理 想，代价则是增加了 0.3dB的信号功率。欧洲COFDM(编码正交频分复用)采用了粗同步和 细同步估计，保证了较大的捕获范围和优化跟踪性能。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种CMMB系统中的整数频偏估计装置，有利于 采用硬件实现整数频偏估计，保证接收系统的可靠性，获得更好的同步性能；为此，本发明还要提供一种CMMB系统中的整数频偏估计方法。为解决上述技术问题，本发明的CMMB系统中的整数频偏估计装置包括N点离散傅里叶变换单元，对输入的经过定时粗同步的同步信号进行N点离散傅里叶变换，变换成频域信号；只读存储器，用于存储同步信号的频域值；相位旋转装置，用于控制选择所述只读存储器的地址，所述相位旋转装置在读取 只读存储器时，通过调整只读存储器的地址初始值控制相位的变换；乘法器，将所述频域信号与只读存储器的输出信号相乘；N点反离散傅里叶变换单元，对所述乘法器输出的信号依次通过m次N点离散反傅 里叶变换，得到m个时域信号；取绝对值装置，对m个时域信号分别取绝对值，得到m个绝对值信号；取最大值装置，在m个绝对值信号中选取得到最大值；频偏估计装置，据所述最大值，得到最大值出现的本地同步信号的序号，估计出整 数频偏值；其中，N和m均为大于1的整数，且m为扫频范围。本发明的CMMB系统中的整数频偏估计方法，包括如下步骤步骤一、将接收到的经过定时粗同步的同步信号进行N点离散傅里叶变换，变换 成频域信号；步骤二、将经过N点离散傅里叶变换后的频域信号与本地产生的m个相位不同的 本地同步信号相乘，其中，m为扫频范围，且为大于1的整数；步骤三、将步骤二中相乘的积依次进行m次N点反离散傅里叶变换得到m个时域
信号；步骤四、将m个时域信号取绝对值后，得到每个时域信号的绝对值，比较m个时域 信号的m个绝对值，找到含有最大值的时域信号；步骤五、根据所述最大值，得到最大值出现的本地同步信号的序号，估计出整数频 偏值。所述同步信号的帧体为符合CMMB标准的信号帧符号。本发明为在载波细同步估计之前提供了一种硬件开销小、准确性高的整数频偏估 计装置和方法，有效提高了 CMMB系统的性能和可靠性，在各种环境下均能提供更好的同步 性能。本发明的有益效果体现在(1)利用CMMB接收机中现有的FFT模块进行运算，能在几乎不增加硬件的基础上 实现整数频偏估计，减少了硬件开销，有利于采用硬件实现整数频偏估计。(2)根据不同的信道特点，设置不同的扫频范围从而完成不同频偏范围的估计，频 偏估计范围大，自适应性强。(3)本发明的整数频偏估计方法适用于CMMB标准中帧结构，能在定时不精确时准 确的完成整数频偏的估计，(4)能将频偏纠正到一个子载波范围内，从而保证了接收系统的可靠性，获得更好 的同步性能，进而进行载波细同步估计。
下面结合附图与具体实施方式
对本发明作进一步详细的说明图1是CMMB标准中信号帧结构示意图；图2是本发明的整数频偏估计装置一实施例结构图；图3是本发明的整数频偏估计方法一实施例控制流程图；图4是图2中相位旋转控制装置的一实施例结构图；图5是图2中取最大值装置的一实施例结构图。
具体实施例方式CMMB标准中信号帧的具体结构如图1所示。CMMB标准中的数据帧结构的基本单 元为时隙，时隙由信标和OFDM符号两部分组成。信标由发射机标识信号和两个相同的同 步信号组成，根据2M和8M两种不同模式，信标的子载波数不同；信标中的同步信号主要用 于同步，是由线性反馈移位寄存器产生的伪随机序列经过OFDM调制产生。一个时隙中包含 53个OFDM符号，每个OFDM符号由循环前缀(CP)和OFDM数据体构成。OFDM数据体长度为 409. 6 μ s，循环前缀为51. 2 μ s，OFDM符号长度为460. 8 μ S。参见图2所示，在本发明的一实施例中，所述的整数频偏估计装置包括Ν点离散 傅里叶变换单元1，乘法器2，只读存储器(ROM) 3，相位旋转控制装置4，N点反离散傅里叶 变换单元5，取绝对值装置6，取最大值装置7和频偏估计装置8。所述N点离散傅里叶变换单元1，对输入的经过定时粗同步的同步信号进行N点 (例如2048点)离散傅里叶变换，变换成频域信号。所述乘法器2，将N点离散傅里叶变换单元1输出的频域信号，与只读存储器3的 输出信号相乘，得到信号X[k]。所述只读存储器3中所存储的数据是同步信号的频域值，所述只读存储器3的地 址选择由相位旋转控制装置4的输出控制选择。所述相位旋转装置4在读取只读存储器3时通过调整只读存储器3的地址初始值 来控制只读存储器中所存储的本地同步信号相位的变换。所述N点反离散傅里叶变换单元5，对乘法器2输出的信号X[k]依次通过m次N 点离散反傅里叶变换，得到m个时域信号χ [η]。所述取绝对值装置6，对m个时域信号χ [η]分别取绝对值，得到m个绝对值信号 χ，[η]。所述取最大值装置7，在m个绝对值信号χ’ [η]中选取得到最大值。所述频偏估计装置8，根据所述最大值，得到最大值出现的本地同步信号的序号， 估计出整数频偏值f\。参见图4所示，在一实施例中所述相位旋转控制装置4包括相位初始值装置401， 地址累加装置402。所述相位初始值装置401，将所述只读存储器3的地址初始值进行左右移位，得到 相位初始值。所述地址累加装置402，在所述只读存储器3的地址初始值基础上进行η次地址累 力口，控制相位的变化。其中，η为大于1的整数.
参 见图5所示，在一实施例中所述取最大值装置7包括第一取最大值装置701， 第二取最大值装置702，其结构完全相同。第一取最大值装置701的输入是m个绝对值信号 χ’ [η]，其输出作为第二取最大值装置702的输入；第二取最大值装置702的输出作为频偏 估计装置8的输入。第一取最大值装置701是取每N个数中间的最大值，扫频范围为m次， 则第一取最大值装置701将依次输出m个最大值送入第二取最大值装置702 ；而第二取最 大值装置702是得到这m个最大值中的最大值。参见图3所示，在本发明的一实施例中所述整数频偏估计方法的控制流程是假设，接收到的信号是r0 (t) = S0 (t) exp [j (2 π A fct+ θ ) ] +n0 (t)
= s0 (t) exp [j (2 π ε ct/Ts+ θ ) ] +n0 (t)其中，nQ (t)是双边功率谱密度为N0/2的加性高斯白噪声(Additiveffhite Gaussian Noise, AffGN), S0(t)是传输的同步信号，θ是载波相位，Afc是待估计的载波频 率偏差，ε。= Δ f。· Ts为归一化的载波频偏，1/TS为OFDM子载波间隔。假设，接收序列和本地序列之间的相位偏移为a。载波同步之前，接收端首先对接 收到的PN帧同步信号部分进行卷积运算。令z[k] = c*[k-a] r[k] = asc *[k-a] (对幻 exp[y(2^c/t/P+ θ)] + n[k])其中，σ s2是发送信号功率，P为帧体所包含的符号数，即P = 4096，n[k]是方差 为ση2的高斯白噪声，c[k]是含有整数频偏的本地同步信号。ck = skexp [j (2 π kl/P)]将ck带入ζ [k]可得z[k] = -α] exp{]\2π{ε0 -l)k!P+ θ]} + n[k] I g[-M Μ]其中，M为扫频范围，当ε。与1相差不超过1时，z[k]中将出现相关峰的最大值， 从而得出整数频偏的位置。以上所述为时域处理过程，在时域处理过程中卷积运算将耗费大量的硬件资源， 同时由于同步信号在时域是伪随机序列经过IDFT(反离散傅里叶变换)变换以后的数据， 将破坏伪随机序列的正交性，从而导致相关峰幅度下降等问题。同时利用CMMB系统中将存 在DFT (离散傅里叶变换)模块这一特性，将时域的卷积变换为频域相乘过程，只需要一个 额外的乘法器就能代替卷积运算模块的硬件开销。同时含有整数频偏的本地同步信号，在 频域只需要将存储的本地同步信号进行简单移位就能得到。以上通过具体实施方式
对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对本发明的 限制。在不脱离本发明原理的情况下，本领域的技术人员还可做出许多变形和改进，这些也 应视为本发明的保护范围。
权利要求
1.一种CMMB系统中的整数频偏估计装置，其特征在于，包括N点离散傅里叶变换单元，对输入的经过定时粗同步的同步信号进行N点离散傅里叶 变换，变换成频域信号；只读存储器，用于存储同步信号的频域值；相位旋转装置，用于控制选择所述只读存储器的地址，所述相位旋转装置在读取只读 存储器时，通过调整只读存储器的地址初始值控制相位的变换； 乘法器，将所述频域信号与只读存储器的输出信号相乘；N点反离散傅里叶变换单元，对所述乘法器输出的信号依次通过m次N点离散反傅里叶 变换，得到m个时域信号；取绝对值装置，对m个时域信号分别取绝对值，得到m个绝对值信号； 取最大值装置，在m个绝对值信号中选取得到最大值；频偏估计装置，根据所述最大值，得到最大值出现的本地同步信号的序号，估计出整数 频偏值；其中，N和m均为大于1的整数，且m为扫频范围。
2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述相位旋转控制装置包括相位初始值装 置，将所述只读存储器的地址初始值进行左右移位，得到相位初始值；地址累加装置，在所 述只读存储器的地址初始值基础上进行η次地址累加，控制相位的变化；其中，η为大于1 的整数。
3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述取最大值装置包括第一取最大值装 置，第二取最大值装置，其结构完全相同；所述第一取最大值装置的输入是m个绝对值信 号，其输出作为所述第二取最大值装置的输入；所述第二取最大值装置的输出作为所述频 偏估计装置的输入；所述第一取最大值装置用于取每N个数中间的最大值，扫频范围为m次，则第一取最大 值装置将依次输出m个最大值送入所述第二取最大值装置；所述第二取最大值装置得到m 个最大值中的最大值。
4.一种CMMB系统中的整数频偏估计方法，其特征在于，包括如下步骤步骤一、将接收到的经过定时粗同步的同步信号进行N点离散傅里叶变换，变换成频 域信号；步骤二、将经过N点离散傅里叶变换后的频域信号与本地产生的m个相位不同的本地 同步信号相乘，其中，m为扫频范围，且为大于1的整数；步骤三、将步骤二中相乘的积依次进行m次N点反离散傅里叶变换得到m个时域信号； 步骤四、将m个时域信号取绝对值后，得到每个时域信号的绝对值，比较m个时域信号 的m个绝对值，找到含有最大值的时域信号；步骤五、根据所述最大值，得到最大值出现的本地同步信号的序号，估计出整数频偏值。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述同步信号的帧体为符合CMMB标准的信 号帧符号。
全文摘要
本发明公开了一种CMMB系统中的整数频偏估计装置，N点离散傅里叶变换单元对输入的同步信号变换成频域信号；只读存储器存储同步信号的频域值；相位旋转装置在读取只读存储器时通过调整地址初始值控制相位的变换；乘法器将频域信号与只读存储器的输出信号相乘；N点反离散傅里叶变换单元对乘法器输出的信号依次通过m次N点离散反傅里叶变换得到m个时域信号；取绝对值装置对时域信号分别取绝对值号；取最大值装置在m个绝对值信号中选取得到最大值；频偏估计装置得到最大值出现的本地同步信号的序号，估计出整数频偏值。本发明还公开了一种CMMB系统中的整数频偏估计方法。本发明有利于硬件实现，保证接收系统的可靠性，获得更好的同步性能。
文档编号H04L25/02GK102104570SQ200910201970
公开日2011年6月22日 申请日期2009年12月18日 优先权日2009年12月18日
发明者刘鹏, 张帅 申请人:上海华虹集成电路有限责任公司