专利名称：一种基于导频的ofdm系统载波频偏估计方法及系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字通信系统，尤其涉及OF匿系统。
背景技术：
载波恢复是数字通信系统实现信息可靠传输的前提条件。在单载波系统中，载波 频率偏移只会对接收信号造成一定衰减和相位旋转，可以通过均衡等方法来加以克服。然 而对于要求子载波保持严格同步的正交频分复用(OFDM)系统来说，载波频率偏移所带来 的后果会远比单载波系统严重，如果不采取措施对这种载波间干扰(ICI)加以克服，会对 系统性能带来非常严重的影响，无论如何增加OFDM系统信号发射功率，也无法显著改善系 统性能。
图1是OF匿系统模型。在加入各种传输误差情况下，OF匿系统输出Yi,k为，
<formula>formula see original document page 4</formula> <formula>formula see original document page 4</formula>
<formula>formula see original document page 4</formula>
}，参见图4，图4是离散导频示意图。
连续导频定义对任意符号指示l，在指定k上传输特定数据，参见图5，图5是连 续导频载波位置示意图。 在作者为张海滨，书名为《正交频分复用的基本原理与关键技术》，出版社为国防 工业出版社一书中指出，将接收端FFT之后的频域信号和已知导频序列作移位圆周互相 关，相关值最大时的位置就是频域导频信号的移位，也就是归一化整数倍频偏的估计值。
为了简化分析过程，暂不考虑信道衰减和噪声的影响。令Yk{k = 0， . . . ， N-l}为 接收到的某OFDM符号频域信号，Pk(k G C)为导频信号，C为导频信号的子载波索引集合， 当存在归一化整数倍频偏时， Yk = X(k—m)m。dN (4)
5
定义中间变量K(m^SY(
P
(k+m)modNi k
(5)
则归一化整数倍载波频偏m的估计值为， max(| R(m) |)
m = arg
me(-N/2,N/2]
(6) 然而该方案受制于信道及残留采样时钟频率，且需要知道发送导频数据值。
作者为Speth M， Fechtel S A， Fock G， et al，文章名称为Optim墜eceiver design for OFDM-based broadband transmission-part II :A casestudy [J].的参考文 献IEEE Transactions onCommunications， 2001， 49 (4) :571-578，该文章通过取FFT后连 续两个0F匿符号，提取连续导频位置上的数据前后符号共轭相乘相加，根据最大值的位置 确定整数频偏值。该连续导频位置上数据前后符号共轭相乘值Rk为，
^ = ~ 其中C集合为离散导频子载波位置，B集合为非离散导频数据位置(包括连续导 频、传输信息参数及数据)，P为导频相对于数据幅度的比值，o/为数据能量。 波频偏&估计值可通过公式(8)获得， <formula>formula see original document page 6</formula>
置，则
=arg max J] ^ (8)
然而，此种方法在残留采样时钟频偏较大时，如果k提取位置为连续导频载波位
2";r( 血/W)"化《)
(9)
由于整数倍载波频偏的存在，k对应子载波数据由k'代替，则 k' max = N/2 ; "ax = 26—4 (10) 其相位的取值区间约为，
2X模式[—0.512;r,0.512;r]
8《模式 f-2.048;r,2.048;rj (11)
虽然Rk能量值较大，但由于该相位(11)导致Rk值分布比较分散(2K模式集中1、<formula>formula see original document page 6</formula>
4象限，8K模式集中1、2、3、4象限)，因此
无法作为可靠判断整数倍载波频偏估计值的依据'
不足以明显区分最大值与次大值，也即
发明内容
本发明提供了一种能解决以上问题的一种基于导频的0F匿系统载波频偏估计方 法及系统。
在第一方面，本发明提供了一种基于导频的多载波频偏估计方法，该方法首先对多载波中每个载波位置序号集C，的两个连续多载波系统输出数据(，Ck．、耳、’Ck．’计算
<formula>formula see original document page 7</formula>
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在第二方面，本发明提供了一种基于导频的多载波频偏估计系统，该系统包括获取导频累加值模块和获取载波频偏模块。
该获取导频累加值模块用于对多载波中每个载波位置序号集C，的两个连续多载波系统输出数据)’Ck．、昂、，Ck．，计算
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该获取载波频偏模块用于求该导频累加值M，的最大值，并将该最大M，值中的参数k值作为估计到的载波频偏。
在本发明的一个实施例中，包括提取多载波输出数据对应的频偏为零的载波位置序号集C。；以及包括根据该频偏为零的载波位置序号集C。得到频偏非零的载波位置序号集C—Im。。，…，C一1，C1，．．．，CmaX。其中，工maX为最大载波频偏，CmaX为最大载波频偏对应的载波位置序号集。
在本发明的另一个实施例中，该只众。在DVB—T 2K模式下为，
<formula>formula see original document page 7</formula>
<formula>formula see original document page 7</formula>
其中，H为传输系数，N。dm为0FDM符号长度，N为IFF／长度，s为整数倍频偏，s为小数倍频偏，C．k信．为载波频偏共轭，乙为归一化采样误差，X为多载波系统输入数据。
在本发明的又一个实施例中，该Z众。在DVB—T 2K模式下为，
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其中，H为传输系数，N。fdm为OFDM符号长度，N为IFFT长度，C'km为载波频偏共轭， 4为归一化采样误差，X为多载波系统输入数据。 在本发明的还一个实施例中，该导频累加值Mk在DVB-T 2K模式下为，
<formula>formula see original document page 8</formula> 本发明通过获取导频累加值Mk的最大值，得到该最大值Mk对应的参数k值，并将 该k值作为所估计的载波频偏。本发明解决了残留采样时钟频偏较大时对整数倍载波频偏 估计带来的干扰。
下面将参照附图对本发明的具体实施方案进行更详细的说明，在附图中 图1是OFDM系统模型； 图2是DVB-T系统框图； 图3是产生伪随机二进制序列的系统框图； 图4是离散导频示意图； 图5是连续导频载波位置示意图； 图6是本发明一个实施例的载波频偏估计方法流程图； 图7是2K模式下的DVB-T数据分布示意图； 图8是本发明一个实施例的载波频偏估计系统框图。
具体实施例方式
本发明方法及系统针对的是含有连续导频的多载波系统，如OF匿系统，并且是对 该多载波系统输出数据Yi,k的整数倍载波频偏进行估计。
图6是本发明一个实施例的载波频偏估计方法流程图。 在步骤610，提取OF匿系统输出数据Yi,k对应频偏为零的载波位置序号集C。。下 面以2K模式下的DVB-T为例，详细阐述该提取方法。 图7是2K模式下的DVB-T数据分布示意图。图7中，阴影部分为非零数据部分，非 阴影部分为零数据部分。该DVB-T数据分布方式为其零数据分布在该DVB-T频谱两边，且 分别为172个和171个，其非零数据分布在该DVB-T频谱中间，且分别为852个和853个， 因此该DVB-T数据总和为2048个。并且该2K模式下DVB-T连续导频在非零数据部分的位 置序号集B。为，B0 = {0 48 54 87 141 156 192 201 255 279 282 333 432 450 483 525531
618 636 714 759 765 780 804 873 888 918 939 942 969 984 1050 11011107 1110
1137 1140 1146 1206 1269 1323 1377 1491 1683 1704}。 因此OF匿系统输出数据频偏为零的载波位置序号集C。为，<formula>formula see original document page 8</formula>
在步骤620，对该频偏为零的载波位置序号集C。进行移位，从而得到频偏非零的载波位置序号集C—Imax， . . . ， C—p Q， . . . ， CImax。其中，Imax为最大载波频偏，CImax为最大载波频 偏对应的载波位置序号集。该最大载波频偏Imax由系统设定，用于决定载波频偏估计选取 范围。 具体地，获取频偏非零的载波位置序号集C—Imax， . . . ， C—p Q， . . . ， CImax的方法为，将 该频偏为零的载波位置序号集C。中各数据减Imax再取模N(该N是0F匿输出数据长度)， 从而得到C—Imax ;……将C0中各数据减1再取模N，从而得到C—丄;将C0中各数据加1再取模 N，从而得到Q ;……将C。中各数据加Imax再取模N，从而得到CImax。 在本发明的一个实施例中，2K模式下DVB-T的0F匿输出数据长度N值为2048，且 ，C—" Q， ， CImax分别为， C—i隨=(B0+172-Imax) (mod2048)
「
Inmx
C3， Q分别为，
(B。+172-l)(mod2048) (B0+172+l)(mod2048)
Ci隨=(B0+172+Imax)(mod2048)
一个例子中，取Imax = 4，则该频偏非零的载波位置序号集C—4， C—3， C—2， C—p Q， C2，
[O川]
C—4 = (Bq+172-4)(mod2048) C—3 = (Bq+172-3)(mod2048) C—2 = (Bq+172-2)(mod2048) C—工=(Bq+172-1)(mod2048) C工=(Bq+172+1) (mod2048) C2 = (Bq+172+2) (mod2048) C3 = (Bq+172+3) (mod2048) C4 = (Bq+172+4) (mod2048)
在步骤630，对于每个载波位置序号集Ck的两个连续0F匿输出数据《,、、 将该输出数据K Ck,与L 、共轭(用y", q,表示)相乘，从而得到乘积Rk，即
气=7'
tm °其中，& 、为第i个0F匿符号ck中第m 在本发明的一个实施例中，在DVB-T 2K模式下^、为，
、-i,ct—
水样值。
.义
"ckra "'、 (13)
其中，H为传输系数，N一为OFDM符号长度，N为IFFT长度，e工为整数倍频偏，ef 为小数倍频偏，C、:为载波频偏共轭，4为归一化采样误差，X为多载波系统输入数据。 在步骤631 ，将该i ^与Atmi共轭(用表示)相乘，从而得到，即 在本发明的一个实施例中，在DVB-T 2K模式下Z"为，<formula>formula see original document page 10</formula>
其中，H为传输系数，N。fdm为0F匿符号长度，N为IFFT长度，C、为载波频偏共轭， 一化采样误差，X为多载波系统输入数据。
在步骤632，将步骤631中的z代入公式Mk
<formula>formula see original document page 10</formula>
，从而得到导频累加值Mk 在本发明的一个实施例中，在DVB-T 2K模式下共有45个连续导频，S卩l《m《45c 因此Mk为，
<formula>formula see original document page 10</formula> 在步骤640，求导频累加值Mk的最大值，并将该最大Mk对应的参数k值作为估计 到的整数倍载波频偏h，即 s7 = argmfx(Mk) (16) 其中，arg为求参数运算，argn^ax(Mk)为Mk最大值对应的参数k值。下面详
细阐述导频累加值Mk作为整数倍载波频偏的依据。 如果Ckm对应的位置为连续导频数据，则C^对应的位置也为连续导频数据，因此
此时z^为，
<formula>formula see original document page 10</formula>
其中，|3为导频相对于数据幅度的比值，o为数据能量。由于(X与《为相邻的连续导频载波序号，因此(Ck — Ck ) 100'
<formula>formula see original document page 10</formula>
此时，z相位取值区间为
，因此z分布在X轴正半轴附近，进而Mk二
左m
值较大。 如果C^对应的位置不是连续导频数据，则Cu对应的位置也不是连续导频数据，
因此此时z^为，
<formula>formula see original document page 10</formula>
' A
' -l,Ck
' ，ck
(18)
其中，z,，c取值有两种可能，一种是数据，一种是零元素.
(I)如果义.是数据，则Z.「. .1
.i,c,
有不确定性，Z相位也具有不确定性，因此Mk
，j
义
的值很小
分布具
(2)如果义，是零元素，将.^ ,代入公式(18)则z为零，因此Mk
45 m=2为零。 综上所述，Ck对应的载波数据在连续导频情况相对于非连续导频情况，Mk值差别 较大，因此可作为整数倍载波频偏估计的依据。 以上计算Mk方法是在已知调制方式情况下进行的，若调制方式未知，则需要在步 骤631之后步骤632之前包括判定公式(14)中^^实部与零之间大小关系的步骤，从而得 到Z^ ，且Z)，
z
Zkm Re(Zkm)>0 -Zt 其它 而后再跳过步骤632，将公式(19)中的,代入Mk-
A,"
(19)
，进而得到导频累加
值Mk，以得到载波频偏估计值。 图8是本发明一个实施例的载波频偏估计系统框图。图8中，载波频偏估计系统 820包括提取零频偏载波模块821、获取非零频偏载波模块822、获取相关值模块S23、获取 载波频偏模块824。 该提取零频偏载波模块821用于提取0F匿系统810输出数据k对应的频偏为 零的载波位置序号集C。。 该获取非零频偏载波模块822接收所述频偏为零的载波位置序号集C。，并根据该 频偏为零的载波位置序号集C。得到频偏非零的载波位置序号集C—Imax，. . . ，C—pQ，. . . ，CImax。 其中，1^为最大载波频偏，C^x为最大频偏对应的载波位置序号集。该最大载波频偏1_ 由系统设定，用于决定载波频偏估计选取范围。 该获取导频累加值模块823用于对每个载波位置序号集Ck的两个连续OFDM输出 数据& Ck,与&， d故以下运算，
<formula>formula see original document page 11</formula>
<formula>formula see original document page 11</formula>
M,
2>
、 从而得到导频累加值Mk。 其中，& 、为第i个0F匿符号Ck中第m个样值，y Am.,的共轭。
为l,, a的共轭，A'A ,为 该获取载波频偏模块824用于求得导频累加值Mk最大值，并将该最大Mk值中的参 数k值作为估计到的整数倍载波频偏。 需要说明的是，本发明的频偏估计方法及系统不仅适用于OF匿系统，也适用于其 他任意多载波系统。 显而易见，在不偏离本发明的真实精神和范围的前提下，在此描述的本发明可以 有许多变化。因此，所有对于本领域技术人员来说显而易见的改变，都应包括在本权利要求 书所涵盖的范围之内。本发明所要求保护的范围仅由所述的权利要求书进行限定。
权利要求
一种基于导频的多载波频偏估计方法，包括，步骤a，对于多载波中每个载波位置序号集Ck的两个连续多载波系统输出数据计算 <mrow><msub> <msub><mi>R</mi><mi>k</mi> </msub> <mi>m</mi></msub><mo>=</mo><msub> <mi>Y</mi> <mrow><mi>i</mi><mo>,</mo><msub> <msub><mi>C</mi><mi>k</mi> </msub> <mi>m</mi></msub> </mrow></msub><mo>·</mo><msubsup> <mi>Y</mi> <mrow><mi>i</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi></mi><msub> <msub><mi>C</mi><mi>k</mi> </msub> <mi>m</mi></msub> </mrow> <mrow><mo>′</mo><mi></mi> </mrow></msubsup> </mrow> <mrow><msub> <msub><mi>Z</mi><mi>k</mi> </msub> <mi>m</mi></msub><mo>=</mo><msubsup> <mi>R</mi> <msub><mi>k</mi><mrow> <mi>m</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn></mrow> </msub> <mo>′</mo></msubsup><mo>·</mo><msub> <msub><mi>R</mi><mi>k</mi> </msub> <mi>m</mi></msub> </mrow> <mrow><msub> <mi>M</mi> <mi>k</mi></msub><mo>=</mo><mo>|</mo><mrow> <munder><mi>Σ</mi><mi>m</mi> </munder> <mi></mi> <msub><msub> <mi>Z</mi> <mi>k</mi></msub><mi>m</mi> </msub></mrow><mo>|</mo> </mrow>从而得到导频累加值Mk；其中，为第i个多载波输出符号对应的载波位置序号集Ck中的第m个样值，为的共轭，为的共轭；步骤b，求所述导频累加值Mk的最大值，并将该最大Mk值x中的参数k值作为估计到的载波频偏。F2009102425043C00011.tif,F2009102425043C00015.tif,F2009102425043C00016.tif,F2009102425043C00017.tif,F2009102425043C00018.tif,F2009102425043C00019.tif
2.如权利要求l所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，在步骤a之 前包括，步骤C，提取所述多载波系统输出数据对应的频偏为零的载波位置序号集C。； 步骤d，根据所述频偏为零的载波位置序号集C。得到频偏非零的载波位置序号集 C_Imax， . . . ， C—p Q， . . . ， CImax ;其中，Imax为最大载波频偏，CImax为最大载波频偏对应的载波
3.如权利要求1所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，所述A^在 DVB-T 2K模式下为，<formula>formula see original document page 2</formula>其中，H为传输系数，N。f血为OF匿符号长度，N为IFFT长度，e工为整数倍频偏，^为 小数倍频偏，C'^为载波频偏共轭，4为归一化采样误差，X为多载波系统输入数据。
4.如权利要求1所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，所述Z、在 DVB-T 2K模式下为，a<formula>formula see original document page 2</formula>其中，H为传输系数，N。fdm为OF匿符号长度，N为IFFT长度，C'^为载波频偏共轭，；为归一化采样误差，X为多载波系统输入数据。
5.如权利要求1所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，所述导频 累加值Mk在DVB-T 2K模式下为，M,
6.如权利要求1所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，在步骤a中包括，步骤e，判定步骤a中Z^实部与零之间的大小关系从而得到Z ，且Z 为，ZkmRe(Z",) > 0其它步骤f，跳过计算M,-、转而计算Mk =，从而得到导频累加值Mk
7. 如权利要求2所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，所述频偏 为零的载波位置序号集C。为，C0 = B0+172其中，B。为2K模式下DVB-T连续导频在非零数据部分的位置序号集。
8. 如权利要求2所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，所述步骤d 包括对所述频偏为零的载波位置序号集C。进行移位，从而得到频偏非零的载波位置序号集C-Imax， ， C—p ， CImax白勺步l聚；其中，I,为最大载波频偏，cImax为该最大载波频偏对应的载波位置序号集。
9. 一种基于导频的多载波频偏估计系统，包括获取导频累加值模块(823)、获取载波 频偏模块(824);所述获取导频累加值模块(823)用于对多载波中每个载波位置序号集Ck的两个连续 多载波系统输出数据K 、 、 X"， q.，计算气=y',c<丸mM以便得到导频累加值Mk ;其中，K Ck,为第i个多载波输出符号对应的载波位置序号集Ck中的第m个样值Jw,、为&,、的共轭，(u为i^J勺共轭；所述获取载波频偏模块(824)用于求所述导频累加值Mk的最大值，并将该最大Mk值中 的参数k值作为估计到的载波频偏。
10.如权利要求9所述的一种基于导频的多载波频偏估计系统，其特征在于，包括提取 零频偏载波模块(821)、获取非零频偏载波模块(822);所述提取零频偏载波模块(821)用于提取该多载波系统输出数据对应的频偏为零的 载波位置序号集C。；所述获取非零频偏载波模块(822)基于所述频偏为零的载波位置序号集C。得到频偏 非零的载波位置序号集C—Imax， . . . ， C—p Q， . . . ， CImax ;其中，Imax为最大载波频偏，CImax为最 大载波频偏对应的载波位置序号集。
全文摘要
本发明涉及一种基于导频的OFDM系统载波频偏估计方法及系统。本发明方法首先根据多载波中每个载波位置序号集Ck的两个连续多载波系统输出数据计算从而得到导频累加值Mk。其中，为第i个多载波输出符号对应的载波位置序号集Ck中的第m个样值，为的共轭，为的共轭。然后再求该导频累加值Mk的最大值，并将该最大Mk值中的参数k值作为估计到的载波频偏。本发明解决了残留采样时钟频偏较大时对整数倍载波频偏估计带来的干扰，适用于已知固定位置且已知数据的连续导频(DVB-T、CMMB)系统中，也适用于已知固定位置但未知数据的导频(如ISDB-T)系统中。
文档编号H04L27/26GK101795255SQ20091024250
公开日2010年8月4日 申请日期2009年12月17日 优先权日2009年12月17日
发明者洪波 申请人:北京海尔集成电路设计有限公司