专利名称：多载波调制接收器的信道估计与峰均功率比降低的制作方法
技术领域：
本发明系有关于数字视频广播(digital video broadcasting，简称DVB)。更具体地说，本发明系有关于降低多载波调制的DVB系统之峰均功率比(Peak to Average Power Ratio，简称 PAPR)。
背景技术：
本领域技术人员众所周知，DVB是欧洲联盟标准数字地面电视的广播传输。DVB 系统传输压缩的数字音频/视频流，采用多载波调制方法，例如正交分频复用(orthogonal frequency division multiplexing，以下简称OFDM)。另一种常用的传输信号方法是数字视频广播-地面(digital video broadcasting-terrestrial，以下简称 DVB-T)。当广播公司使用这种方法时，传输信号没有通过电缆行进。相反的，信号从空中天线至空中天线移动，并从信号冲击波至家用接收器。DVB-T广播业者使用压缩数字音频-视频流来传输数据，以及整个过程是基于运动图像压缩(Moving Picture Expert Group，简称MPEG)-2标准。这些传输可以包括所有种类的数字广播，包括高分辨率电视(high definition television，简称HDTV)和其它高强度的方法。这是一种改进旧的模拟信号，所以需要单独的传输流。在DVB-T传输中，脉冲噪声(impulse noise)是日益的受到关注，因为它对传输数字化有负面的影响，并且常见于OFDM系统之中。虽然OFDM DVB-T系统接收机提供对脉冲噪声有一定的免疫程度，按照适用的标准，这种免疫是不足以确保可靠的数字电视信号传输。 例如，OFDM系统包括同时在多载波上的数据传输。在现实生活中，当数据传输时，它是通过数据信道，然后，当接收端接收到此载波时，该数据信道在一个或多个载波上会显示出其乘法缺陷(如脉冲噪声(impulse noise))。虽然在北美电视接收器市场中，脉冲噪声历来被忽视，在欧洲市场，有几个标准/ 规格需要对脉冲噪声具有高耐受性。另一个棘手的方面是OFDM系统的峰均功率比(peak to average power ratio，以下简称PAPR)，它对脉冲噪声的存在和影响造成巨大冲击。通过降低PAPR，脉冲噪声的影响可以相对地减少。在OFDM系统中，一些传统技术对于降低PAPR系包括，例如，音调预留、音调注入或自适应星座图扩展。熟习该项技艺之人士很容易可理解这些技术，因而不在此深入讨论。但是，所有的这些技术会造成数据速率的损失或是增加接收端所需之信号噪声比 (signal-to-noise ratio，简称S·)。因此，这些技术只具有有限的效用。为了协助接收端克服多路径失真(multi-path distortion)，将传输导频信号与已知的数据模式。该导频信号(Pilot signal)有时也被称为导频音调(pilot tone)或简单的称为导频，用于支持信道估计(channel estimation)运作。传统的信道估计运作试图估计通讯信道所产生的振幅和相位失真，所以可以补偿以上所讨论的SNR损失。虽然较许多其它技术更为有效，但是信道估计运作仍然不够精确完全补偿所有SNR损失。因此，有必要改进其方法和在OFDM DVB-T系统接收器中减少PAPR，以补偿相应的SNR损失。
发明内容
在此，本发明一致的原则为具体和广泛的描述，本发明系包括一种方法来执行 OFDM信号之信道估计。该方法包括基于使用预留信号信道载波来执行信道估计。与以上传统技术相比较，本发明实施例提供降低PAPR的方法。但是，在本发明实施例中，SNR损失补偿的精确度提高了信道估计过程。例如，OFDM系统的工作是将宽带数字信号分割成多个较慢的数字流，然后在紧密相邻区间之载波频率(即音调信号)上，传输所有的数字流。每一数字流包括不同类型的信号。例如，典型的数字流(例如，符号(symbol))可能包括数据载波，预留音调，连续导频和分散导频。本领域技术人员理解这些音调的一些可以保留以降低PAPR。一旦数据载波具有数据，额外数据之适当的值(即，信道估计数据)插入预留的载波，以降低PAI3R的时域信号。对于预留的音调，本发明进行参数设置允许值。典型的参数化包括线性反馈移位缓存器(linear feedback shift register)的值，或有限数量的已知量化值。在初始化过程中，由于参数设定减少PAI^R的值，发射器找到了最佳的信号，然后选定参数信号(可能于坚固的信道)。然后接收器对该参数进行译码，并使用预留音调作为额外导频，以提高信道估计。因为降低预留音调之数据值搜索空间，所以会损失一些降低的PAPR。然而，由于本发明具有更准确的信道估计运作，更多的已知的技术，例如自适应星座图扩展(Adaptive Constellation Extension，简称ACE)可用于取得进一步的减小。透过多个降低PAPR反复式技术，可实现计算最后预留音调的过程。本发明的进一步实施例、特点和优势，以及本发明的结构、各种实施例的运作与参考附图，将详细描述如下。
于此，附图纳入本发明说明书的一部分，并有助于进一步描述与解释本发明的原则，使得熟习该项技艺之人士能制作与使用本发明。图1为一传统基于OFDM DVB-T系统之方块图；图2根据已知信道估计技术，典型的导频模式序列之图解说明；图3根据已知信道估计技术，在选取预留的音调值之前的单一符号序列之图解说明；图4根据已知信道估计技术，在选取预留的音调值之前的单一符号序列之图解说明；图5根据本发明之实施例，从已知模式的子集，在选取预留的音调值之后的单一符号序列之图解说明；以及图6实现本发明实施例的方法之典型流程图。
具体实施方式
本发明之详细描述和附图与本发明实施例之说明是一致的。其它可能的实施例和其修改均需于本发明之精神和范围内。因此，详细的描述并不局限于本发明。而且，本发明的范围详述于以下之权利要求。熟习该项技艺之人士显而易见的能将本发明于许多不同的实施例中实现，如图所示之软件，硬件，韧体和/或实体。用以实现本发明之任何实际的软件代码与专门控制硬件，均不受限于本发明。因此，本发明的操作性能与理解，以及所描述实施例之修改和变化， 均应考量到本发明所载的详细程度。图1为传统OFDM移动通讯系统之发射端/接收端结构之方块图。如图1所示，移动通讯系统采用OFDM方案，系包括发射端100与接收端150。该发射端100包括数据发射器102、编码器104、符号映像器106、串行至并列(serial to parallel，简称S/P)转换器 108、导频符号插入器110、反相快速傅立叶变换(inverse fast Fourier transform，简称 IFFT)单元112、并列至串行(parallel to serial，简称P/S)转换器114、保护区间插入器 116、数字模拟数模(digital-to-analog，简称 D/A)转换器 118 和射频(radio frequency, 简称RF)处理器120。在发射端100，该数据发射器102产生并输出使用者数据位和控制数据位，并传送至该编码器104。根据预定编码方案，该编码器104接收和编码数据发射器所输出的信号，然后输出该编码信号到该符号映像器106，通过回旋编码方案(convolutional coding scheme)或具有预定编码率之涡轮编码方案(turbo coding scheme)，该编码器104进行编码。根据相应的调制方案，该符号映像器106调制该编码器104所输出之编码位，从而产生调制符号，以及输出该调制符号至该S/P转换器108。在此，该符号映像器106之调制方案可以遵循系包括，例如，二进制相移键控(binary phase shift keying，简称BPSK)方案，正交相移键控(quadrature phase shift keying，简称 QPSK)方案，16 正交调幅(quadrature amplitude modulation，简称QAM)方案，64QAM方案，或其它方案。该S/P转换器108接收并转换符号映像器106所输出之串行调制符号为并列调制符号，并且输出并列调制符号至该导频符号插入器110。该导频符号插入器110插入导频符号至该s/ρ转换器108所输出的已转换之并列调制符号，然后将其输出到该IFFT单元112。该IFFT单元112接收该导频符号插入器110输出之信号，执行N点的IFFT信号， 然后将该信号输出到该P/S转换器114。该P/S转换器114接收该IFFT单元112所输出之信号，将该信号转换成串行信号，并输出转换的串行信号至该保护区间插入器116。该保护区间插入器116接收该P/S转换器114所输出之信号，插入保护区间至所接收到的信号，然后将该信号输出至该D/A转换器118。在此，于OFDM传输通讯系统中，该插入保护区间能防止所传送OFDM符号间之干扰，也就是说，该插入保护区间能防止在上一次OFDM符号周期之先前OFDM符号和目前OFDM符号周期所传送目前OFDM符号之间的干扰。提出插入零数据于插入保护区间之方法。然而，插入零数据作为保护区间可能会导致接收器错误地估计OFDM符号的起点，由此，使得子载波相互的干扰增加了接收OFDM符号起点之错误确定机率。因此，循环前置法(cyclic prefix method)或循环后置法(cyclic postfix method)通常采用插入保护区间。在循环前置法中，OFDM符号之最后预定位数会复制和插入到OFDM符号。在循环后置法中，OFDM符号之起始预定位数会复制和插入到OFDM 符号。
该D/A转换器118接收该保护区间插入器116所输出的信号，将该信号转换成模拟信号，并输出转换之模拟信号至该射频处理器120。该射频处理器120系包括过滤器和前端单元。该射频处理器120接收该D/A转换器118输出之信号，该射频处理器处理该信号， 然后，经由发射端天线传送该信号至空中。接收端150将于如下加以说明。该接收端150系包括射频处理器152、模拟数字模数(analog-to-digital，简称 A/D)转换器154、保护区间去除器156、S/P转换器158、快速傅立叶变换(fast Fourier transform,简称FFT) 160、导频符号撷取器162、信道估计器164、均衡器166、P/S转换器 168、符号反映像器170、译码器172和数据接收器174。从传输端100传送的信号通过多路径信道，并由接收端150之接收天线接收，信号是含有噪声的状态。通过接收天线接收之该信号输入至该RF处理器152，并且该RF处理器 152降频转换所接收之信号为中频(intermediate frequency，简称IF)信号，然后输出该中频信号至该A/D转换器154。该A/D转换器154转换RF处理器152输出之模拟信号为数字信号，然后输出该数字信号至该保护区间去除器156。该保护区间去除器156接收A/D转换器IM转换与输出之数字信号，该数字信号去除保护区间，然后输出到该S/P转换器158。该S/P转换器158接收该保护区间去除器 156所输出的串行信号串行信号，将该串行信号转换成并列信号，然后输出该并列信号至该 FFT单元160。该FFT单元160对P/S转换器158输出之信号进行N点FFT，然后将该信号输出至该均衡器166和该导频符号撷取器162。该均衡器166接收该FFT单元160之信号， 然后输出该信道等化信号至该P/S转换器168。该P/S转换器168接收均衡器166输出之并列信号，并将该并列信号转换成串行信号，然后输出该转换之串行信号至该符号反映像器 170。正如所示，该FFT单元160之输出信号也输入至该导频符号撷取器162。该导频符号撷取器162检测该FFT单元160输出信号之导频符号，并且输出该检测导频符号至该信道估计器164。该信道估计器164利用该导频符号来进行信道估计，并输出信道估计结果至该均衡器166。在此，该接收端150产生信道质量信息(channel quality information ；以下简称CQI)，将对应至信道估计结果，并通过CQI发射器传送该CQI至该传输端100 (未于图上显示)。该符号去除器170接收该P/S转换器168之输出信号，根据该传输端100之相应调制与解调方案来解调该信号，然后输出该解调信号至该译码器172。根据该传输端100之相应编码与译码方案来译码该符号去除器170之信号，以及输出该译码信号至数据接收器 174。在OFDM系统中，数据是通过多载波频率来传送和接收。在一些OFDM系统中，例如， 可以有大约1 个独立OFDM子载波(即音调)，占据大约5 百万赫兹(megahertz)的频宽。在这些系统中，数据是通过多个子载波来调制和传送。大约10个子载波未用来传送信息。这些子载波也被称为导频音调，可用于保护子载波信息，以简化该系统之滤波要求，或是提供参考相位/振幅信息的解调器。该导频音调的位置可根据通讯标准或该系统之用户 /设计师来定义。一些导频音调被置于频谱两末端和另一些导频音调被穿插于频谱内。对于每一传送载波信号，OFDM接收器通常试图补偿因该传输信道所引起的失真 (distortion)。这通常涉及信道估计操作与信道补偿操作。为了协助接收器能克服多路径失真，将传送导频信号与已知的数据模式，该导频信号有时也被称为导频音调或简单的称为音调，用于支持信道估计操作。这种信道估计操作通常试图估计该通讯信道之振幅和相位失真。该导频之模式结构基本上可为任何方式，只要满足奈奎斯特取样(Nyquist sampling)标准之通讯信道的脉冲响应和变化率。多个传送导频通常是为预定多路径失真延迟函数和信道条件之预定变化率。然而，提高效率的目的是可行的，将导频传输排除于传输槽中之数据传输，以减少传送导频数目。为了较容易达到信道估计之目的，DVB-T OFDM系统经常使用系统的导频音调。然而，这些稀少的音调使得难以快速估计信道与有效估计内存使用量和计算。对于现代无线接收器而言，信道估计是一个重要和必要的功能。即使对无线信道特性具有有限的知识，接收器可深入获得发射器所传送的信息。信道估计的目标是能测量已知传输信道或部分已知传输信道的影响。随条件和拓扑的变化，信道会改变，OFDM系统尤其适合于信道估计，子载波相距甚近，并且系统通常用于高速应用，能够利用最小延迟来计算信道估计。子载波的传送与已知功率及组成被称为导频，并且用于同步。如上所述，本发明提供了一种独特而新颖的方法来完成信道估计。更具体地说，对于已知的信道估计技术，本发明提供了增强其功能，如音调的预留。于音调预留中，例如，载波保留并填充任意值，以降低PAPR。另一方面，本发明系说明以下的例子。假设非任意值可被选择作为已知载波，也就是说，例如，给定的符号可用的载波3、7和10代替使用每一载波之任意值(5个值；例如，-2、-1、0、1和2)。因此，具有125个选择(即53)。假设125个选择中之每一个均包括足够的PAPR，这样可降低一定数量的PAPR，相当于使用任意值来降低PAPR，如上所述，在这情况下，可以将PAPR降低，几乎与使用任意值来降低一样。但是，通过利用小组非任意值， 接收器可具有更多的信息，用以进行信道估计和均等化，能够提供这些信息给接收器，以使这些带有载波可被用来作为导频。传统上，只有专用的导频可用于提供信道估计。本发明使得额外的、非导频信道载波也可被用来提供信道估计。图2根据已知信道估计技术，典型的导频模式序列200之图解说明。该导频模式序列200包括9个OFDM符号之符号组202符号，系排列于Y轴204。该Y轴204，例如，可以为200微秒(μ s)到1毫秒(millisecond)的等级。这些等级之精确度是取决于每一 OFDM 符号之总持续时间。如图2所示，还包含X轴206。于符号组202内之每一符号包含不同的载波类型，系包括数据进行(dy)，连续导频(Ci,」)的，分散导频(Si,」)和预留音调(I^j)。预留音调(巧,」)一般不用。虽然导频序列 200代表一序列，系配置为DVB-T2系统使用，它可适用于任何OFDM系统。载波类型下标符号(例如φ,」)之第一元素代表载波指数(carrier index)。载波类型下标符号(例如dy)之第二元素代表时间指数(time index)。例如，如图2所示，第一 OFDM符号207发生在时间0，系包括连续导频Cu，数据载波(I1,…数据载波屯…等等。在OFDM符号中，数据载波具有代表性的实际传送数据。该连续导频和分散导频能够提供进行信道估计。对于符号207，连续导频为Cu和Ctl,15，该符号207还包括分散导频 S12,00熟习该项技艺之人士能充分理解两种不同导频类型的标记使用为何，此处将不予讨论。
着眼于导频信号的其它方面，大部分的OFDM系统包括导频的概念，系不设定于任何特定系统。例如，在符号组202，所有连续导频具有与载波导频相同的载波指数，这意味着他们位在垂直列与其它连续导频。例如，连续导频在载波指数“0”和载波指数“15”，事实上，连续导频都是在垂直列，意味着该导频位置保持不变，遍步于不同的符号，也就是说，如果载波0为导频符号0(即，符号207)，那么载波0也是导频符号208，载波0也是导频符号 210等等。这个过程是典型DVB-T系统和无线局域网络(wireless local area network, 简称LAN)系统。但是，这个问题与导频配置，如图2之配置，连续导频的密度不足以充分地进行信道估计，为了弥补这不足的连续导频密度，提供巡回或“分散”导频，以增加连续导频之信道估计能力。如图2所示，如上所述，在符号207中，分散导频被标记为S12,。。该符号208包括分散导频h.i等等，这些都是传统OFDM系统之典型导频类型。根据已知信道估计技术与先前保留音调值的选择，图3系为单一符号序列之图解说明300。更具体地说，图3说明如图2所示之单一符号207的说明，并且单一符号代表性出现于时间指数“0”。如图3所示，为了简化之目的，从时间指数列中将“0”删除。通过预留载波之前这样的背景下，例如，预留音调(ry)被分配适当的非零值，数据载波(dy)，连续导频(Ci,p和分散导频(Si,p先被分配特定值。在分配之后，该FFT 302 适用于分配给数据载波之值，该连续导频和该分散导频建立时域信号304。例如，该新计算之时域信号304可能有潜在的高PAPR。如果该时域信号304具有较高的PAPR，并且如果没有预留音调，该连续导频(Ci,P和该分散导频(Si,D可用来执行信道估计，以译码(并记录)嵌入在数据载波(dy)的数据。如图3所示，预留音调(r5)和(r19)值被选定为零。图4根据已知信道估计技术，在选取预留音调值之前的单一符号序列之图解说明。如图4所示，选择预留音调(Α,ρ之任意值，通过这样的例子与方法，熟习该项技艺之人士能很好地理解，预留音调之任意非零复数值(r5)和(r19)可被选择。例如，J.特莉亚多(J. Tellado)在论文(博士论文降低多载波调制之峰均功率；斯坦福(Manford)，加州 (CA)斯坦福大学(Manford University), 2000)中提出预留音调测定方法和选择，如图3 所示，预留音调(r5)和(r19)值被选定为零。如图4所示之这些预留音调值，虽然任意个可被选定为非零值，更具体地说，非零值的选择，使得当FFT 402被应用其中，可以实现最小的PAPR，由于该连续导频(Ci,」)、该分散导频(Sy)和该数据载波(U是固定的。应用预留音调之前，所有载波必须具有一些值。根据规定，最大发射功率是有限的，如果不使用载波，它的值设置为0，所以有用的载波可能会在更高的功率来传送。但是， 对于本发明的目的，这些值是可以随机选择，该随机选择有很高的机率会造成相当的时域信号具有高的PAPR。在本发明实施例中，不是选择预留音调(r5)和(r19)为任意值，它们从某些有限组被选作导频模式的一部分，其中是预留载波导频的子组。在本发明中，预留音调值与图4之任意值是不一样的。相反的，该预留音调(r5)和(r19)被选作尽可能接近图4所示之预留音调值。这样该得到的信号具有较低的PAPR。因此，这种值之选择过程，该预留音调(r5)和 (r19)可以用来作为导频，以协助及改善该信道估计过程。该过程于图5和图6中更清楚地说明。
根据已知的方法，例如在论文中所强调指出，预留音调值可被确定。所有这些值可以提前被决定。不过，在反复式过程中，它们还是可以动态地确定，在接收器初始化时开始。 一般来说，所有这些方法使用峰信号投影到预留音调，以产生信号减少。然后，这信号减少使用峰取消(peak-canceling)目的，以降低该OFDM发射器之PAPR。在第一种方法，第一 k预留音调允许任何元素从一个已知的大组，像是{a+ib，a是 0. 08的倍数，B也是}，通过过滤器过滤之前的音调来产生后面之预留音调。在这种情况下， 该接收器使用传统方法来估计第一 k预留音调，其余的将跟随其后。允许64个不同的过滤器(只需要6bits信号)，允许a和b介于-2和2之间，并且允许k为小数量(例如，15)， 无数可能的音调模式可以大量地减少PAPR。选择预留音调值之第二种方法，基本上与上述第一种是相同的。但是在第二种方法，利用线性反馈移位缓存器(linear feedback shift registers，简称LFSRs)来产生a 和b。许多其它著名的技术都可运用来选择预留音调值。图5根据本发明之实施例，从已知模式的子集，选取预留音调值之后的单一符号序列207之图解说500。例如，如图5所示，为了减少PAPR，该预留音调(r5)和(r19)具有类似特性的连续导频(Ctl和c15)和该分散导频(s12)，用来帮助提高信道估计。虽然如图5 之例子，用于专门负责预留音调，分散导频可以用来代替预留音调。如图5所示，使用如上所述之方法可确定该预留音调(r5)和(r19)值。更具体地说，该预留音调值(r5)和(r19)分别显示为(r' 5)和(r' 19)，分别被选定为非零和非任意值。FFT 502应用该值(r' 5)和(r' 19)来产生低的PAPR，但并不一定是最低的PAPR 504。本发明包括传送已知之值至OFDM接收器的实施例，采用预留音调以提供更精确的信道估计。预留音调的中间值之选择可根据图5所示之技术，对所有的载波加入或减去。 中间值是那些以不同方式受到限定(例如，加入或减去其它值)之值，不会产生对降低PAPR 之不利影响。这些值可以在某些方面受到限定，如图5所示之限定组A5和A19，均来自有限组，在这种方式下，OFDM接收器具有额外的信息，可以用来提供更准确的信道估计，或更准确地译码或解映像实际传输之值。这个过程也可以用于音调注射(tone injection)。在如上所述之实施例中，中间值的使用允许各种不同的技术，系用于减少PAPR，同时允许预留音调载波，例如，如图5所示之r' 5和1·' 19作为导频音调。如果任意复数值用于该预留音调载波，可以实现大幅地降低PAI3R值。但是，它可使用次优的，虽然可接受其降低PAI^R值，那可能有两个或三个可能的限定组解决方案。例如，如果使用三个导频载波， 可选择的中间值为1、_1和2。许多中间值之其它组合可供选择。这些中间值序列不会对降低PAPR的能力产生不利影响，但适合在限定组A5和A19中(即实际允许之值组)，分别与r' 5禾Pr' 19相关联。图6为实现本发明实施例之典型流程图600。更具体地说，该方法600包含降低多载波调制信号的PAI^R之方法，多载波调制信号包括两个或多个组的载波。在第一时段之步骤602，非零值第一分配为两个或多个组的载波类型。此外，在分配非零值之后，零值第二分配给两个或多个组的载波类型。在第一时段之步骤604，任意非零值被选定为该第二组内的该载波类型。在第三时段之步骤606，基于预定之PAPR阈值，选择第二组之非零值载波类型。例如，于发射器培训阶段或初始化的过程中，可以实现该方法600。结论
并不是发明内容及摘要部分，而是实施方式部分，拟用于解释权利要求。发明内容和摘要部分可陈述一个或以上的实施例，但不是所有本发明典型实施例只为本发明人所考量的，因此，并不以任何方式来限制本发明和该附加的权利要求。上述之本发明通过功能方块图，来说明实现特定功能和其关系。为了说明方便，这些功能方块图的边界被定义于此。只要在分配的功能和其关系及得到妥善的执行，其它边界可被定义。前面描述的具体实施例，以便充分揭示一般发明性质，熟习该项技艺之人士可以运用其知识技能，很容易的做修改和/或适应各种具体实施例，不需要做不适当的实验，但不能背离本发明的一般概念。因此，这种自适应和修改的本意是在其意义和范围内，等同所披露实施例之基础上，并基于此教学和指导。为了说明的目的，此中的术语或专门用语是可以理解，并不受到限制，熟习该项技艺之人士，依照其教学和指导，可对本发明的专门用语或术语加以解释。本发明的广度和范围不应该受到任何上述描述之典型实施例所限制，但应按照下列权利要求和同等资格来定义。此立即申请之权利要求与母申请或其它相关申请不同。因此，申请人可撤消母申请之任何声明的权利要求或任何之前有关立即申请之申请。因此，审查委员表示任何此类之前的免责声明及引用参考文献，这是能避免做出可能需要重新审查。此外，审查委员还提醒该立即申请之任何声明不应被阅读或违反母申请。
权利要求
1.一种正交分频复用OFDM信号进行信道估计的方法，该方法包括根据使用预留音调信道载波，以进行信道估计。
2.如权利要求1所述的方法，其中，该预留音调载波为非导频信道载波。
3.如权利要求2所述的方法，其中，该预留音调的使用包括预留音调值的非任意确定。
4.如权利要求1所述的方法，其中，接收器被配置为接收该OFDM信号，以执行该信道估计。
5.一种于正交分频复用OFDM系统中，用于执行信道估计的装置，包括接收器模块，系配置为接收发射的OFDM信号；其中，基于该OFDM信号的非导频信道载波的使用，该接收器模块进行信道估计。
6.一种于正交分频复用OFDM信号中，用于执行信道估计的装置，基于非导频信道载波的使用，该装置包括进行信道估计的方法。
7.如权利要求6所述的装置，其中，预留音调用作该非导频信道载波。
8.一种通过一个或多个处理器执行一个或多个指令来运送一个或多个序列的计算机可读介质，以执行正交分频复用OFDM信号中所提供信道估计的方法，当一个或多个处理器执行时，基于非导频信道载波的使用，该指令使一个或多个处理器执行该信道估计。
9.如权利要求8所述的计算机可读介质，其中，预留音调用作非导频信道载波。
10.如权利要求9所述的计算机可读介质，其中，该预留音调的使用包括预留音调值的非任意确定。
11.一种减小多载波调制信号的峰均功率比PAPR的方法，包含两个或更多个载波组， 该方法包括(a)在第一时段(i)，于两个或更多的组中第一分配非零值的载波类型和(ii)在分配该非零值之后，于两个或更多的组中第二分配零值的载波类型；(b)在第二时段(i)，于第二组中选择任意非零值的载波类型；以及(c)在第三时段，基于预定PAPR的阈值，于第二组中优化分配非零值的载波类型。
12.如权利要求11所述的方法，其中，步骤(a)包括选定目标的PAPR，选择一组预留音调，以及其中，步骤(a)进一步包括(iii)计算第一 PAI^R和确定该第一 PAI^R是否达到预定的限制。
13.如权利要求12所述的方法，其中，步骤(a)包括计算快速傅立叶变换。
14.如权利要求13所述的方法，其中，步骤(b)进一步包括(ii)如果第一PAra未达到预定的限制，于第二组中基于任意非零值载波类型，计算第二 PAPR，以及(iii)确定所计算的PAPR是否达到预定的限制。
15.如权利要求11所述的方法，其中，于第一组内的载波类型包括为数据载波、连续导频和分散导频的其中至少之一；其中，该第二组的载波类型包括预留音调。
16.如权利要求11所述的方法，其中，于初始化序列中，执行步骤(a)-(c)。
17.如权利要求16所述的方法，其中，该多载波调制信号为OFDM信号和离散多音频调制DMT信号其中至少之一。
18.如权利要求17所述的方法，其中，于OFDM发射器内执行步骤(a)-(c)。
19.一种通过一个或多个处理器执行一个或多个指令来运送一个或多个序列的计算机可读介质，对于多载波调制信号，用以执行降低PAPR的方法，包括两个或更多的载波组，当一个或多个处理器执行时，该指令使一个或多个处理器(a)在第一时段(i)，于两个或更多的组中第一分配非零值的载波类型和(ii)在分配该非零值之后，于两个或更多的组中第二分配零值的载波类型；(b)在第二时段(i)，于第二组中选择任意非零值的载波类型；以及(c)在第三时段，基于预定PAPR的阈值，于第二组中优化分配非零值的载波类型。
20.如权利要求19所述的计算机可读介质，其中，步骤(a)包括选定目标PAPR，选择一组预留音调，以及其中，步骤(a)进一步包括(iii)计算第一 PAI^R和确定该第一 PAI^R是否达到预定的限制。
21.如权利要求20所述的计算机可读介质，其中，该步骤(a)(iii)包括计算快速傅立叶变换。
22.如权利要求21所述的计算机可读介质，其中，该步骤(b)进一步包括(ii)如果该第一 PAI^R未达到预定的限制，于第二组中基于任意非零值载波类型，计算第二 PAPR，以及(iii)确定所计算的PAI^R是否达到预定的限制。
23.如权利要求19所述的计算机可读介质，其中，于第一组内的载波类型包括为数据载波、连续导频和分散导频的其中至少之一；以及其中，于第二组内的载波类型包括预留音调。
24.如权利要求19所述的计算机可读介质，其中，于初始化序列中，执行步骤(a)-(c)。
25.如权利要求M所述的计算机可读介质，其中，该多载波调制信号为OFDM信号和 DMT信号其中至少之一。
26.如权利要求25所述的计算机可读介质，其中，于OFDM发射器内执行步骤(a)-(c)。
全文摘要
提供一种方法进行正交分频复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexed，简称OFDM)信号的信道估计。基于预留音调信道载波的使用，该方法包括执行信道估计。并且，提供一种用以降低多载波调制信号之峰均功率比(PAPR)的方法，其中，多载波调制信号系包括两个或更多的载波组，藉由先选择任意非零值用以作为在第二组内的载波类型，然后依据预定的PAPR临界值对第二组内的载波类型做出优化确定其为非零值，其中，在第一组内的各种载波类型包括至少有一个为数据载波、连续导频和分散导频；并且其中的第二组内的载波类型包括预留音调。
文档编号H04L27/26GK102292947SQ200980155018
公开日2011年12月21日 申请日期2009年11月13日 优先权日2008年11月20日
发明者R.拉贾格帕拉 申请人:先进微装置公司