反向链路移动发送分集的装置,方法和系统的制作方法

专利名称：反向链路移动发送分集的装置,方法和系统的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及微电子学的领域，更具体地，涉及用于提高蜂窝网络上的数据吞 吐量的方法和装置。
背景技术：
蜂窝电话产业不仅在本国而且在全世界也都在经历着指数增长。事实上，公知百 分之二十以上的美国成年人甚至没有传统的固定电话。除了这些没有自己的传统电话的人 之外，几乎百分之九十的成年人拥有无线电话。同时，不断增加的蜂窝电话的使用也使其覆盖范围正在超过传统的固定电话的覆 盖范围。事实上，七分之一的成年人现在仅仅使用蜂窝电话。而在过去，只有当固定电话不 可用或在紧急情况下才使用蜂窝电话，较低的载波速率、家庭套餐(family package)的承 受能力、以及免费的移动到移动电话或亲情号码(friend-to-friend)的促销已经促进了 使用上的显著增长。今天，走进任何公共场所或机构时注意到那里的大多数人使用他们的 蜂窝电话进行谈论已经并不罕见。自从上世纪中叶以来，使用移动电话或移动站通信的能力已经变得可以实现了。 但是，在上世纪90年代期间，提供了所谓的“2G”或第二代移动电话系统，开始了今天我们 正享受到的部署和使用两个方面的增长。这些初始的系统主流上提供了各方之间的语音呼 叫的路由和可靠服务。此外，正如本领域技术人员所理解的，存在许多与语音数据的发送和 接收有关的定时和延迟要求以便保持服务质量。此外，尽管无线蜂窝网络技术正继续提供与处理语音呼叫的能力相关的改进，但 是在该产业内也一直有巨大的吸引力来提供与可以被处理的呼叫数以及呼叫质量相关的 改进。已知一种这样的技术为多输入多输出(MIM0)，其在移动站(S卩，蜂窝电话机)和它们 的基站二者上采用多个天线来实现这些目标。但是，采用单天线系统固有的问题仅仅在涉 及多于一个发射器/接收器对时才加剧。因此，需要一种在使用MIM0技术的系统中使得蜂窝数据网络能够处理日益增加 的语音和数据业务量的技术。此外，需要一种用于基站或接入网络指示给定的蜂窝电话机、或接入终端调节由 多个发送天线中的一个或多个发送的相对相位、延迟、和/或功率的装置和方法。

发明内容
本发明连同其它申请一起目的是解决以上提到的问题并且解决现有技术的其它 问题、缺点和局限性。
本发明提供一种调节由多个发送天线中的一个或多个发送的相对相位、延迟、和/ 或功率的装置和方法。在一个实施例中，本发明的一方面包括一种用于无线连接到一接入 网络的装置，该装置包括复数个通信模块，接收器和处理器。复数个通信模块，耦接到该接 入网络，用于接收与该复数个通信模块对应的复数个信号。接收器，连接到该接入网络，用 于从该接入网络接收一索引用于指示该复数个信号的数目。以及处理器，用于计算该装置 与接入网络进行通信的发送增益。本发明的一方面考虑一种一用于无线连接到一接入终端的装置，该装置包括复数 个通信模块，发送器，信道估计器。复数个通信模块，耦接到该接入终端，并发送复数个信 号。发送器，连接到该接入终端，用于向该接入终端发送一索引用于指示该复数个信号的数 目。以及信道估计器，用于根据该接入终端产生该复数个信号。本发明的另一方面包含一种用于使一接入终端无线连接到一接入网络的方法，该 方法包括接收与该复数个通信模块对应的复数个信号，从该接入网络接收一索引用于指示 该复数个信号的数目，以及计算该接入终端与接入网络进行通信的发送增益。本发明的另一方面包含一用于使接入网络无线连接到一接入终端的方法，该方法 包括发送与该接入终端对应的复数个信号，向该接入终端发送一索引用于指示该复数个 信号的数目，以及根据该接入终端产生该复数个信号。本发明的再一方面包含一无线通信系统，该系统包括一接入终端和一接入网络。 接入终端，包括复数个通信模块，接收器，处理器。复数个通信模块，用于接收与该复数个通 信模块对应的复数个信号。接收器，用于接收一索引用于指示该复数个信号的数目；以及处 理器，用于计算该接入终端进行通信的发送增益。接入网络，无线连接到该接入终端，包括 复数个通信模块，发送器，信道估计器。复数个通信模块，耦接到该接入终端，并发送该复数 个信号。发送器，用于向该接入终端发送该索弓I用于指示该复数个信号的数目；以及信道估 计器，用于根据该接入终端产生该复数个信号。


参考以下描述和附图，本发明的这些及其它目的、特征和优点将得到更好的理解， 其中图1是示出了根据本发明的反向链路波束成形技术的框图；图2是描述根据本发明的方向调制方法的流程图；图3是示出根据本发明的差分调制机制的框图；图4是示出如何在正向链路和反向链路二者的时隙之内采用波束成形信道反馈 的框图；图5是示出了根据本发明的示范性反馈调制机制的框图；图6是具体描述根据本发明的可替换示范性反馈调制机制的框图；图7是示出了根据本发明的示范性A调制器的框图；图8是突出根据本发明的另一个示范性A调制器的框图；图9是示出根据本发明的又一个示范性A调制器的框图；图10是示出根据本发明的用于提供反向链路移动发送分集的调制方案的框图；图11是示出了根据本发明的示范性A- E调制器的示意图12是示出根据本发明的示范性差分调制器的示意图13是示出根据本发明的示范性漏(leak)差分调制器的示意图14是详细描述根据本发明的示范性E调制器的示意图15是示出根据本发明的接入网络信道量化的示意图16是突出根据本发明的接入终端和接入网络信道量化和去量化的示意图17是描述根据本发明的接入网络信道量化的示意图18是示出根据本发明的接入终端和接入网络信道量化和去量化的示意图19是示出根据本发明的系统的框图20是示出根据本发明的波束成形信道反馈的时隙结构的框图21是示出根据本发明的接入网络信道量化的示意图22是示出根据本发明的接入终端和接入网络信道量化和去量化的示意图23是示出根据本发明的接入终端和接入网络信道量化和去量化的示意图；和
图24是示出了根据本发明的反向链路波束成形方法的流程图。
具体实施例方式提供以下描述以使得本领域普通技术人员能够做出并使用在特定应用和它的要 求的背景内提供的本发明。但是，对优选实施例的各种修改对本领域技术人员来说是显而 易见的，并且这里定义的一般原则可以应用于其它实施例。因此，本发明不意欲局限于这里 示出和描述的特定实施例，而是将得到与这里公开的原则和新颖特征一致的最宽的范围。考虑以上关于蜂窝通信和其固有问题的背景讨论，下面将参考图1-24给出本发 明的讨论。转到图1，示出了根据本发明的反向链路波束成形技术的框图100。根据本发明， 提供新的反向链路(RL)波束成形反馈结构以实现移动发送分集。提出了三个反馈模式。第 一模式考虑单个参数的调节。该单个参数可以是延迟、相位、或发送(TX)功率。第二模式 包含2参数调节，其中该2参数调节是以下参数对之一 (1)延迟和相位；(2)延迟和TX功 率；以及(3)相位和发送(TX)功率。第三模式考虑包含相位、延迟和TX功率调节信息的时 域衰落信道 TDFC(time domain fading channel)。在以上提到的三个模式的每一个中，采用A调制来产生反馈信道。在一个实施例 中，A调制包括差分调制。在另一个实施例中，A调制包括A-E调制。当从接收器向发 射器反馈多于一个参数时，可以在一个码元或媒体接入信道(MAC)发送中发送这些参数， 或者在多个MAC发送中单独地发送这些参数。根据本发明，用于实现移动发送分集的模式 基于特定接入终端(AT，可以为移动蜂窝设备)的能力以及该AT的上层消息协商和登记。 在一个实施例中，采用E调制来编码反馈相位和幅度。图100示出了 AT 101，其接收主导频信号、数据、开销和副导频。在求和器103中 对所述接收的主导频信号、数据和开销进行求和，并且将结果连同副导频一起提供给波束 成形元件104。波束成形元件104调节上述参数以用于通过多个发送天线105向接入网络 111 (AN,access network,)发送。源自发送天线105的每一个的发送将各自具有不同的延 迟、相位旋转和信道增益。AN 111处的多个接收天线112将接收到的信号提供给多输入多输出(MIM0)信道估计元件113，将该信道估计元件113的结果提供给AT波束成形索引计算和选择元件114。 AT波束成形索引计算和选择元件114使用分配的前向链路(FL)MAC索引路由输出到TX波 束成形索引元件115，该元件115产生从AN到AT的反馈，下面将更详细地进行描述。本领域技术人员将理解，RL波束成形是在移动发射器处采用来控制信号的相位 (即，延迟)和相对幅度的技术。相对幅度的控制是根据本发明的可选特征。在一个方面 中，RL波束成形类似于瑞克接收器采用的机制和AN中采用的相关均衡接收器技术。因而， RL波束成形提供改善链路预算、增大扇区容量以及提高用户体验的益处。在一个实施例中，相位估计分辨率近似于给定AN的角扩展的等级，本领域技术人 员将理解，根据所采用的特定信道模型(例如，城市宏蜂窝、郊区宏蜂窝、城市微蜂窝、室内 热点等)其范围为从2度到10度。因此，期望的波束成形相位估计分辨率大致为1/8 JI或 更高。此外，天线增益微分信息应当接近于阴影系数的等级，其根据信道模型从大约1分贝 (dB)到8dB不等。在一个实施例中，可以加上或减去6dB或更细的分辨率。转到图2，描述根据本发明的方向调制方法的流程图200。该方法包括估计当前相 位201，然后量化202。估计201包括使用一个天线作为参考，并计算两个天线之间的相位 差作为当前相位。量化202包括将模拟的当前相位映射成多个比特，例如两比特。参考图3，示出了根据本发明的用于差分调制的方法的流程图300。该方法包括 在时间T估计当前相位301，在下一间隔期间估计预期的相位P(T+1) 302。该方法还包括采 用求和器来对这两个相位求和303，然后量化该总和304。估计当前相位301包括使用一个 天线作为参考，并计算两个天线之间的相位差作为当前相位。估计预期的相位302包括在 时间T+1基于波束成形准则计算预期的相位。量化303包括将模拟的当前相位映射成例如 两比特。图4是示出根据本发明的如何在前向链路401和反向链路402的时隙之内采用 波束成形信道反馈的框图400。本领域技术人员将理解，通过前向链路(FL)401和反向链 路(RL)402的发送分成时隙403的序列。在一个实施例中，对于发送的每四个时隙403，在 一个或两个时隙403内在FL 401中发送波束成形反馈信道(BMFC，beamforming feedback channel)。通过“B”来描述BMFC时隙发送。尽管图400描述了 2时隙BMFC发送，但是也可 以考虑单时隙BMFC配置。在RL 402中，每子帧发送副导频S，子帧的长度是四个时隙403。 因而，AT采用通过特定子帧中的FL发送的BFMC来调节用于在下一子帧期间通过RL 402的 移动分集发送的参数。在一个实施例中，使用附加的FL MAC索引发送BMFC。为工作在闭环 多个发射器分集(CL-MTD)模式的AT分配附加的FL MAC索引，以提供BMFC。可以预期，其 性能大约与反向功率控制(RPC)信道的性能相同。如上所述，根据本发明考虑BMFC的三个模式。第一模式考虑单个参数的调节。该 单个参数可以是延迟、相位、或发送(TX)功率。因此，该单参数模式采用一比特来使用A 调制反馈延迟、相位或TX功率。第二模式包含2参数调节，其中该2参数调节是以下参数 对之一⑴延迟和相位；⑵延迟和TX功率；以及(3)相位和TX功率。因而，该2参数模 式每反馈采用两比特，其中一比特为每个参数提供反馈，并且该模式使用△调制作为调制 技术。第三模式考虑包含相位、延迟和TX功率调节信息的TDFC。此模式采用三比特用于反 馈，其中每个参数一比特，此模式也采用△调制作为调制技术。在该2参数和3参数模式 中，可以同时或交替发送反馈比特。通过A-E调制来编码和解码相位和功率信息。
参考图5，示出了根据本发明的示范性反馈调制500的框图。机制500包括在时间 T估计当前相位501。通过采取一个天线作为参考并计算两个天线之间的相位差来估计当 前相位的信道状态信息CSI (channel stateinformation)。机制500还采取当前相位CSI 并根据A调制来对它编码502。A调制可以是多个已知的A调制技术中的任何一个，包 括直接(或“简单”)A调制、A-E调制、自适应A调制、漏A调制等等。图6是具体描述根据本发明的可替换示范性反馈调制机制600的框图。机制600 包括在时间T估计当前相位601，并在时间T+1估计预期的相位602。估计当前相位601包 括采取一个天线作为参考，并计算两个天线之间的相位差。估计预期的相位602包括在时 间T+1基于波束成形准则计算预期的相位。在求和器603处将当前相位和预期相位求和， 并提供给A调制元件604用于编码。A调制可以是多个已知的A调制技术中的任何一 个，包括直接(或“简单”)A调制、A- E调制、自适应A调制、漏A调制等等。图7是示出了根据本发明的示范性A调制器700的框图。调制器700采用加法 器(图中表示为“ + ”)、1比特量化器、单位延迟元件(Z—1)和A解码器的配置，其中A解 码器将1解释为加上A，将0解释为减去A，基本上如图所示布置。图8是示出了根据本发明的另一个示范性A调制器800的框图。调制器800采 用加法器(“ + ”)、1比特量化器、单位延迟元件(Z—1)和A解码器的配置，其中A解码器 将1解释为加上A，将0解释为减去A，基本上如图所示布置。图9是示出根据本发明的又一个示范性A调制器900的框图。调制器900采用 加法器(“ + ”)、多比特量化器、单位延迟元件(Z—1)和A解码器的配置，其中A解码器将 1解释为加上A，将0解释为减去A，基本上如图所示布置。本领域技术人员将理解，A - E调制(DSM，delta sigma modulation)是用于使用 脉冲密度调制(PDM，pulse density modulation)将高分辨率信号编码成低分辨率信号的 方法。此技术已被逐渐用于设计摸拟_数字转换器、数字_模拟转换器、频率合成器、开关 模式电源、马达控制器等。DSM和直接A调制(DM) 二者都是A调制的变型。代替量化输入模拟波形的绝对 值，A调制量化当前和前一步骤之间的差。DM是差分脉冲编码调制(DPCM，differential pulse density modulation)的最简单的形式。将连续样本之间的差编码成n比特数据流。 根据本发明，步长或称为阶程被固定为较小的值，如1/8 Ji或1/16 JI，< 2 JI /2~n，其中n是 编码的比特数。在一个实施例中，根据各种性能标准步长可以是自适应的。一个准则例如 考虑输入的值。使用DSM的原理是进行信号的大致估计，以测量误差、累计误差、然后补偿 该误差。在一个方面中，量化考虑如图7和8所示的1比特量化器或者如图9所示的多比 特量化器。现在参照图10，示出了根据本发明的用于提供反向链路移动发送分集的调制方案 的框图1000。图1000示出了调制器内的调制元件和解调器内的解调元件，基本上如图所 示布置。调制元件包括求和器(“ + ”)、积分器(“INT”)、量化器(“QUANT”)和低通滤波 器，基本上如图所示布置。本领域技术人员将理解，如果量化是线性的，则DSM可以与DM有 偏差。此偏差如图1000所示。因而，积分的线性特性使得可以将解调器部分中的积分器 INT移动到调制器的前面。积分的线性特性使得可以组合调制器中的两个积分器INT以产 生DSM。DSM和DM之间的差别是积分器INT和量化器QUANT的位置。因此，DSM具有较简单的实施方式，这具有将量化噪声从所关注的信号中定形/滤波出去的附加的益处。量化 的值是差信号的积分，这使得对信号的变化速率较为不敏感。图11是示出了根据本发明的示范性A - E调制器1100的图。调制器1100包括求 和器(“ + ”)、1比特量化器、单位延迟元件(“Z—1”)、限幅器和比特解释器(“1 —+A”)，
基本上如图所示布置。示范性调制器1100是容易实现的且又满足上述系统需求。因此，偏移和限幅器应 用于CSI输入。CSI Offset用于移动调制器1100需要的范围内的CSI动态范围。包括限 幅器以防止溢出。输入电平通常小于量化器步长，由此由ADELTA(S卩，A倍的A)表示，其 中根据DSM类型，A小于1。抖动信号还应用于一阶DSM输入以消除该一阶调制器固有的长 度限制，并且抖动信号是序列(A/8，-A/8，)。为了最大化信噪比(SNR)且最小化延迟，n 阶无限脉冲响应(IIR)滤波器用于估计性能。IIR滤波器由n个相同的单极点滤波器组成， 每个具有如下定义的传递函数 图12是示出根据本发明的示范性差分调制器1200的图。调制器1200包括求和 器(“ + ”)、1比特量化器、单位延迟元件(“Z—1”)、限幅器和比特解释器(“1 —+A”)，基 本上如图所示布置。图13是示出根据本发明的示范性漏(leak)差分调制器1300的图。调制器1300 包括求和器(“ + ”)、多比特量化器、限制单位延迟元件(“AZ—1”)、限幅器和比特解释器 (“1 —+A”)，基本上如图所示布置。参数A用于控制收敛和调制误差。可以通过上层消 息来预定义或配置它。尽管量化被显示为多比特，但是它也可以是1比特。图14是具体示出根据本发明的呈现自适应特征的示范性自适应A- E调制器 1400的图。自适应A调制器1400包括求和器、限幅器、采样器、压控放大器、和积分器，基 本上如图所示配置。连续可变斜率 A 调制(CVSDM Continuously variable slope deltamodulation) (或“自适应A调制”(ADM))是呈现可变步长的差分方法。CVSDM以每样本1比特或多比 特进行编码。编码器保持参考样本和步长。每个输入样本与参考样本相比较。如果输入样 本较大，则编码器发出1比特并且将步长增加到参考样本。如果输入样本较小，则编码器发 出0比特并且从参考样本中减去步长。编码器也保持输出的先前的N比特(N = 3或N = 4 是非常常见的)，以确定步长的调节。如果先前的N比特全部为1或0，则步长加倍。否则， 步长减半。对于处理的每个输入样本调节步长。CVSDM解码器(未示出)将此过程颠倒，从参考样本开始，并根据比特流增加或减 去步长。调节的参考样本的序列是重构的波形，并且根据与调制器1400中采用的相同的全 1或全0逻辑来加倍或减半步长。步长的修改使得本领域技术人员可以避免斜率过载(当信号迅速变化时，增加量 化的级数)并且在信号恒定时降低颗粒噪声(减少量化的级数)。有时采用CVSDM作为对 平衡实施方式的简化、低比特率和质量的折衷。图15是示出根据本发明的接入网络方信道量化的示意图1500。将增益信号提供 给功率决策控制元件和信道变化估计和跟踪元件。功率决策控制元件产生单比特CSI信号，其被反馈到发送功率估计和跟踪元件。将信道变化估计和跟踪元件以及发送功率估计 和跟踪元件的输出提供给功率控制决策元件。为了支持发送功率(增益)调节的波束成 形反馈，本发明考虑大致与阴影系数等级相似的天线增益差分信息。因而，可以加上或减去 0. 5dB或更细的分辨率。在一个实施例中，增益信号被推导如下
GAIN = ABS(DELTA2/DELTA1)dB 图16是突出根据本发明的接入终端方信道量化的流程1600的框图。除了接入网 络流程之外，图16的流程1600还示出了用于在接入终端处产生CSI信号的反馈信道元件， 该CSI信号被提供给解释器(“ 1 — + A ”)，因而将解释后的增益调节传递给发送功率控 制元件。在-一个实施例中，发送功率差等于两个AT TX天线/导频之间的信道响应增益差Ap[n] -s Ah[n]，其中A相当于DELTA:
A:=功率控制步长，在下面示例中其为0. 5dB ；
At,[n]:=两个AT TX天线之间的信道响应/增益差；
△E,[n]:=两个AT TX天线之间的TX功率差；以及
= S一+ 1]A: =预测的从两个AT TX天线或导频接收的功率差。
因此，该示例考虑步骤1 :AN更新两个AT TX天线之间的现有接收功率差或SNR差。Ap+h[n]步骤2 :AN估计信道波动和Tx功率波动的总和。如果在反馈信道上没有误差，则[n~\} = Ap+h [n-\] + b[n - l]A或者，如果在反馈信道上存在误差，则\+h[n~l] = Ap+h[n-\]-b[n-l]A。步骤3:AN估计信道Ah[n]和Tx功率Ap[n]之间的差 AP+h W — h-l] = [n] - (a^ ["-1] + 2b[n — 1]A)。步骤4 量化该差1]其中Ah[n]，Ap+h[n]为信道响应向量，根据表示方法的不同该向量可以为行向量或者列向量b[n]表示即将发送的数据比特向量。图17是描述根据本发明的包括误差传播控制的接入网络方信道量化的流程示意 图。将增益信号提供给具有可能的信道误差检测的功率控制决策元件以及信道变化估计 和跟踪元件。功率决策元件产生单比特CSI信号，其被反馈到发送功率估计和跟踪元件以 及反馈到反馈信道元件。反馈信道元件的输出返回到功率控制决策元件。将信道变化估计 和跟踪元件以及发送功率估计和跟踪元件的输出提供给功率控制决策元件。在一个实施例 中，增益信号被推导如下GAIN = ABS(DELTA2/DELTA1)dB图18是示出根据本发明的接入终端方信道量化的流程1800的框图。除了接入网 络元件之外，图18的流程1800还示出了用于在接入终端处产生CSI信号的反馈信道元件， 该CSI信号被提供给解释器(“1 — + △ ”)，因而将解释后的增益调节传递给发送功率控制 元件。推荐周期性地重置累加器。因而，AT功率分配被周期性地重置成预定义的值，所 述AT TX功率在两个TX天线之间对半分配。因此，AN方可以重置本地TX功率估计器。对于误差传播检测，采用以下方法，其中A相当于DELTA Ap+h [n]-lp+h [n-l] = A 一[n-l] + 2b[n - 1]A)计算D = Ap+h[n]-Ap+h[n-l]如果Db[n_l] A ^ 0，这意味着实际接收到的信号的功率差分变化与功率控制的 方向相同。因此，信道差分和Tx功率差分的总和的本地预测应当被更新为 否则，它意味着可能存在一些发生在反馈信道上的误差。因此， 关于优化目标，在一个实施例中，本发明的特征是通过反馈信道对双天线发射器 的功率控制，以使得两个TX天线之间的TX功率差与信道响应差成比例。本发明的另一方面是通过反馈信道对双天线发射器的功率控制，以使得从两个天 线接收到的信号功率几乎彼此相等。
本发明人也不可能避免TX功率控制和Tx共相控制之间的两难选择。因而，为了 最优的共相向量估计，可以预期从两个不同的天线接收到的信号功率彼此接近。因此，为了 最优的接收SNR的两个天线之间的功率分配，可以预期为良好信道状态的天线分配的功率 比为具有次级信道状态的天线分配的功率更多。此外，对于共相向量估计来说，考虑不平衡的TX功率分配或天线选择不是非常理 想的，因而推荐周期性地将AT天线功率分配重置为预定义的值，即上述相等的TX功率分 配。此外，两个天线之间的功率分配的差可以被限制在特定阈值之间，以使得从两个 天线接收到的信号功率之间的差对于下一次共相向量估计或其它目的来说不是太大。本发明的附加的方面包含从发射器发送副导频以便计算相位调节，如上所述。例 如，在每四个时隙的一个时隙中发送副导频，如上图4中所述。通过计算信道的奇异点(singularity)来决定功率调节比特，其可以是从两个接 收天线接收到的信号的相关矩阵的奇异值的比率。接收器可以通过观察在每个调节和发送调节之前和之后接收到的信号变化来保 持跟踪由发射器使用的波束成形向量或矩阵以及功率。现在参考图19，示出了根据本发明的系统。因此，注意两个观察结果观察结果I 如果TX使用pi作为匹配vl的预编码向量，并且接收器使用ul，则波 束成形增益入1是可实现的。观察结果II 对于在低SNR区域中(诸如，在DO反向链路中)具有波束成形向量 pi或MIM0的等级1MTD，最优策略是为最强的特征模\ 1分配较多的功率或为仅为该最强 的特征模XI分配功率，其中
p = arg max wH [(yS^1 )" (yS"1 )Jw[oi 13] [u A K]=SVD(E{YYH})=1STO(EfGrHG,Ps)(GrHG,PS)H})根据观察结果I，现有方法是找到匹配该复合信道的特征向量的波束成形向量。按照观察结果II，提出的方法是调节两个RL TX天线之间的TX功率比以使得复 合信道的状态数增大。其中Y为接受信号矩阵，表示在一个符号中一个天线接受的数据。S 为发送信号的符号矩阵或矢量。W为接收机解调S使用的加权矩阵。P为发送机使用的预编码矩阵。U，V为合成信道矩阵GrHGt的奇异值分解。图20是示出根据本发明的波束成形信道反馈的时隙结构2000的框图。结构2000 基本上与图4的相似，除了以下不同之外在提出的波束成形模式中，通过每四个子帧的FL 发送FL BMFC相位和功率调节，并且剩下的三个子帧仅仅包含FL BMFC相位。因而，在图20 所示的实施例中，在每子帧的一个或两个时隙之内发送BMFC，并且如上所述，使用附加的FL MAC索引来发送。对于CL-MTD模式下的AT，分配附加的FL MAC索引。期望目标性能是与RPC信道大致相同。因而，AN向AT发送一个附加比特，即RL TX功率调节比特，用于调节每个RL-MTD AT的两个TX天线之间的RL TX功率分配。在一个 实施例中，此附加比特可以被穿孔成如上所述的2比特相位反馈的最低有效位。在另一个 实施例中，当在每4个时隙子帧的两个时隙中发送2比特相位反馈时，通过两个连续时隙之 间的差分编码来发送该附加比特。AN决定功率调节比特的实际机制是实施方式问题，并 且超出本申请的范围。每16个时隙或每64个时隙发送功率调节比特。当AT接收此比特 时，它将在预定义的步骤中相应地增大或减小TX功率比。另外，每256个时隙，AT TX功率 将被重置回到相等的功率分配。当两个TX天线之间的TX功率比大于阈值(如9dB)时，在 不发送副导频的时隙期间，具有较小TX功率的天线可以被关闭。当存在正从发射器发送的副导频时，计算波束成形向量。此时，接收到的信号可以 被表达为 其中ri (n)和r2 (n)分别是在时间t = n从两个接收天线接收到的两个码元；H= ku ku是2X2信道响应矩阵； G是天线响应矩阵；P = [pi(n)p2(n)]是预编码矩阵，其中Pl (n)是在时间t = n的用于主导频和数据 的预编码向量； s= ^〈是在时间t = n发送的码元向量。si (n)是主导频加上数据；以及s2(n)是当且仅当发送副导频时的副导频。因此，当发送副导频时，应当注意 用于下一个波束成形反馈的预编码向量可以通过下式来计算 信道的奇异点通过计算接收到的信号向量的相关矩阵来估计Rr =E rH(n)r(n)= E HGPs (n) sH (n) PhGhHh优选地在没有来自于发射器的副导频时计算此相关矩阵艮，但是也可以在任何时 候计算它。然后，Rr的奇异点可以通过艮的奇异值分解来计算
’其中、彡入2。

奇异点是^二^1。图21是示出根据本发明的接入网络方信道量化的示意图2100。将该奇异点信号 Y提供给功率决策控制元件以及信道变化估计和跟踪元件。功率决策控制元件产生单比 特CSI信号，其被反馈到发送功率估计和跟踪元件。将信道变化估计和跟踪元件以及发送 功率估计和跟踪元件的输出提供给功率控制决策元件。图22是示出根据本发明的接入终端信道量化的流程2200的框图。除了接入网络 流程之外，图22的流程2200也示出了用于在接入终端处产生CSI信号的反馈信道元件，该 CSI信号被提供给解释器(“1 — +△ ”)，因而将解释后的调节传递给发送功率控制元件。 一个功率控制目标是通过调节两个TX天线之间的TX功率分配来增加奇异点。A :=功率 调节步长，其可以是2dB、ldB或设置为可以匹配波束成形码本大小或波束成形分辨率的大实际功率分配调节规则是实施方式问题。在此示例中，最优的功率分配调节目标是满足具有两个AT导频之间的信道增益 差Ah[n]的TX功率差ATX[n]，其可以被写为ATX[n] ^ Ah[n]。这反过来可以通过将功率
分配ATX[n]与信道奇异点/ = |匹配来实现。
a2误差检测机制也完全地是实施方式问题，但是图23示出了示范性流程2300。在此 配置中，引入参数ERR0R_THRESH0LD来与ATX[n]的波动相比较，以决定最后一次反馈中是 否有反馈误差，其中PC_STEPSIZE (0. 5dB、ldB、2dB、或匹配波束成形码本大小或分辨率大小)入[n]:=信道奇异点。ATX[n]:=两个AT TX天线之间的TX功率差。A[n]:=预测的从两个AT TX天线或导频接收的功率差。如果没有检测到信道误差，则A[n]被更新为A[n] = A[n-l]+2*b[n]*PC_STEPSIZ
E0如果检测到信道误差，则在产生下一个功率控制命令b[n]= sgn(AEX[n]-A[n-l])之前，利用 A[n_l] = A[n_l]-4*b[n]*PC_STEPSIZ E 校准 A[n]。
b[n] = sgn(AEX[n]]-A[n-l]) = RL MTD 功率控制指令比特。ERR0R_THRESH0LD =这是误差检测的阈值，其可以是OdB、_PC_STEPSIZE、或其它 预定义的值。图24是示出了根据本发明的反向链路波束成形方法的流程图。在操作上，本发明 的特征是通过反馈信道对双天线发射器的功率控制，以使得两个TX天线之间的TX功率差 与信道响应差成比例。本发明的另一方面是通过反馈信道对双天线发射器的功率控制，以 使得从两个天线接收到的信号功率几乎彼此相等。本发明人注意到TX功率控制和Tx共相控制之间的两难选择。因而，为了最优的 共相向量估计，可以预期从两个不同的天线接收到的信号功率彼此接近。此外，为了最优的 接收SNR的两个天线之间的功率分配，可以预期为良好信道状态的天线分配的功率比为具 有次级信道状态的天线分配的功率更多。对于共相向量估计来说，考虑不平衡的TX功率分配或天线选择不是非常理想的， 因而推荐周期性地将AT天线功率分配重置为预定义的值，如相等的TX功率分配。两个天线之间的功率分配的△可以被限制在特定阈值之间，以使得从两个天线 接收到的信号功率之间的差对于下一次共相向量估计或其它目的来说不是太大。本领域技术人员应当理解，他们可以容易地使用公开的构思和详细的实施例作为 设计或修改用于执行本发明的相同目的的其它结构的基础，并且可以在不脱离由所附权利 要求书所定义的本发明的范围的情况下，对这里公开的内容做出各种变化、替换和变更。
权利要求
一种用于无线连接到一接入网络的装置，该装置包括复数个通信模块，耦接到该接入网络，用于接收与该复数个通信模块对应的复数个信号；一接收器，连接到该接入网络，用于从该接入网络接收一索引用于指示该复数个信号的数目；以及一处理器，用于计算该装置与接入网络进行通信的发送增益。
2.如权利要求1所述的装置，其中该复数个信号包括以下参数或其结合 该复数个通信模块之间的一延时参数；该复数个通信模块之间的一相位差参数；以及 该复数个通信模块的一发送功率参数。
3.如权利要求1所述的装置，其中该复数个通信模块更包括发送复数个导频，该复数 个导频根据从该接入网络收到的该复数个信号每隔N个时隙计算并发送，其中N为正整数， 该处理器更包括根据该复数个信号产生一控制信号； 当该控制信号为一第一值时增加该装置的发送功率；以及 当该控制信号为一第二值时降低该装置的发送功率。
4.一用于无线连接到一接入终端的装置，该装置包括 复数个通信模块，耦接到该接入终端，并发送复数个信号；一发送器，连接到该接入终端，用于向该接入终端发送一索引用于指示该复数个信号 的数目；以及一信道估计器，用于根据该接入终端产生该复数个信号。
5.如权利要求4所述的装置，其中每隔M个时隙计算该信号，其中M为正整数，该信道 估计器根据该复数个信号计算一信道响应向量的奇异值。该复数个信号包括以下参数或其 结合该复数个通信模块之间的一延时参数； 该复数个通信模块之间的一相位差参数；以及 该复数个通信模块的一发送功率参数。
6.如权利要求4所述的装置，其中该信道估计器包括一信道变化估计器，用于接收与复数个信号对应的一增益信号，根据该增益信号和信 道环境产生一信道变化矢量；一发送功率信号产生器，用于接收该信道变化矢量和该功率控制信号并估计该复数个 信号的一发送功率矢量；以及一功率控制器，用于接收该信道变化向量以及该发送功率矢量并产生该功率控制信号。
7.如权利要求4所述的装置，其中该信道估计器包括一反馈错误检测器，用于接收一增益信号和一功率控制信号并产生一错误检测信号； 一功率估计器，用于接收该错误检测信号和该功率控制信号，并估计一发送功率矢量；以及一量化器，用于接收该发送功率矢量，并映射该发送功率矢量到与该复数个信号相关的该功率控制信号，其中该反馈错误检测器更包括一计时器，用于接收该增益信号并周期性的更新一累计值；一比较器，用于接收该增益信号并决定是否该增益信号大于前一时隙的功率控制信号 和该累计值；以及一处理器，当该累计值更新以及该增益信号大于该前一时隙的功率控制信号和该累计 值时，该处理器根据该累计值和该功率控制信号计算该发送功率矢量。
8.如权利要求4所述的装置，其中该信道估计器包括一估计器，用于使用该复数个信号中的一个信号作为一参考信号，计算该参考信号和 其他复数个信号间的相位差；以及一调制器，连接到该估计器用于将该相位差映射到复数个比特， 其中该参考信号更包括一第二相位，该第二相位与该第一相位有一间隔。
9.如权利要求8所述的装置，其中该调制器使用以下调制方法之一 直接Δ调制； Δ- Σ调制； 自适应Δ调制；以及 线性量化。
10.一种用于使一接入终端无线连接到一接入网络的方法，该方法包括 接收与该复数个通信模块对应的复数个信号；从该接入网络接收一索引用于指示该复数个信号的数目；以及 计算该接入终端与接入网络进行通信的发送增益。
11.如权利要求10所述的方法，其中该复数个信号包括以下参数或其结合 该复数个通信模块之间的一延时参数；该复数个通信模块之间的一相位差参数；以及 该复数个通信模块的一发送功率参数。
12.如权利要求10所述的方法，其中更包括发送复数个导频，该复数个导频根据从该接入网络收到的该复数个信号每隔N个时隙 计算并发送，其中N为正整数；根据该复数个信号产生一控制信号； 当该控制信号为一第一值时增加该装置的发送功率；以及 当该控制信号为一第二值时降低该装置的发送功率。
13.一用于使一接入网络无线连接到一接入终端的方法，该方法包括 发送与该接入终端对应的复数个信号；向该接入终端发送一索引用于指示该复数个信号的数目；以及 根据该接入终端产生该复数个信号。
14.如权利要求13所述的方法，其中每隔M个时隙计算该信号，其中M为正整数，根据 该复数个信号计算一信道响应向量的奇异值。该复数个信号包括以下参数或其结合该复数个通信模块之间的一延时参数； 该复数个通信模块之间的一相位差参数；以及该复数个通信模块的一发送功率参数。
15.如权利要求13所述的方法，其中该方法包括接收与复数个信号对应的一增益信号，根据该增益信号和信道环境产生一信道变化矢量；根据该信道变化矢量和该功率控制信号并估计该复数个信号的一发送功率矢量；以及 根据该信道变化向量以及该发送功率矢量并产生该功率控制信号。
16.如权利要求13所述的方法，其中该方法包括接收一增益信号和一功率控制信号并产生一错误检测信号；根据该错误检测信号和该功率控制信号，并估计一发送功率矢量；以及根据该发送功率矢量，映射该发送功率矢量到与该复数个信号相关的该功率控制信号。
17.如权利要求16所述的方法，其中该方法更包括 接收该增益信号并周期性的更新一累计值；根据接收该增益信号并决定是否该增益信号大于前一时隙的功率控制信号和该累计 值；以及当该累计值更新以及该增益信号大于该前一时隙的功率控制信号和该累计值时，根据 该累计值和该功率控制信号计算该发送功率矢量。
18.如权利要求13所述的方法，其中该方法包括使用该复数个信号中的一个信号作为一参考信号，计算该参考信号和其他复数个信号 间的相位差；以及将该相位差映射到复数个比特，其中该参考信号更包括一第二相位，该第二相位与该第一相位有一间隔。
19.如权利要求18所述的方法，其中该映射使用以下调制方法之一 直接Δ调制；Δ - Σ调制； 自适应Δ调制；以及 线性量化。
20.一无线通信系统，该系统包括 一接入终端，包括复数个通信模块，用于接收与该复数个通信模块对应的复数个信号；一接收器，用于接收一索引用于指示该复数个信号的数目；以及一处理器，用于计算该接入终端进行通信的发送增益；以及一接入网络，无线连接到该接入终端，包括复数个通信模块，耦接到该接入终端，并发送该复数个信号；一发送器，用于向该接入终端发送该索弓I用于指示该复数个信号的数目；以及一信道估计器，用于根据该接入终端产生该复数个信号。
全文摘要
一用于无线连接到一接入终端的装置，该装置包括复数个通信模块，发送器以及信道估计器。复数个通信模块，耦接到该接入终端，并发送复数个信号。发送器，连接到该接入终端，用于向该接入终端发送一索引用于指示该复数个信号的数目。信道估计器，用于根据该接入终端产生该复数个信号。
文档编号H04L1/06GK101902308SQ20101023711
公开日2010年12月1日 申请日期2010年7月21日 优先权日2009年7月21日
发明者杨鸿魁, 王曙 申请人:美商威睿电通公司