专利名称：数字接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种数字接收机，且更具体地，涉及一种如下的技术，其通过使用子采 样方案将所接收的模拟射频(RF)信号转换成为中频(IF)信号或直接转换(DC)信号、并且 对期望的信号波段执行过采样，以便将甚至与期望的信号相邻的噪声信号转换成为数字信 号，从而数字地处理与期望的信号邻近的噪声信号。
背景技术：
图1图示了传统的无线通信接收机的结构，具体地，在具有各种各样的结构之中 的直接转换(DC)接收机。通常，传统的无线通信接收机对经由天线接收的信号进行带通滤 波，放大它，通过使用混频器将放大的信号转换成为低频带信号，滤波期望的信道信号，并 通过可变增益放大器(VGA)处理它，从而模数转换器(ADC)能够接收具有特定幅度的信号。 也就是说，传统的模拟类型接收机必须过滤掉不期望的干扰信号，直到通过使用ADC而将 模拟信号转换成为数字信号的时候，这因此需要混频器、滤波器、和VGA。这些块，即混频器、 滤波器、和VGA，需要大量的时间来设计，并且每当升级处理必须进行重新设计。因此，在开 发无线收发机中使用传统的模拟设计方案使得能够处理多波段信号且可应用于各种应用 领域，在功耗、芯片面积、和快速市场适应性方面是不利的。同时，包括数字设计因素的无线收发机可以弥补模拟设计方案的缺点，但是难以 实现这样的包括数字设计因素的无线收发机。具体地，在直接采样高频带信号以执行数字信号处理的数字接收机的情况中，ADC 必须操作在相当高的频率、且具有高比特分辨率，因此不能以现有的技术来实现。图2是理 想的软件定义无线电(SDR software defined radio)接收机的概念视图，其滤波高频信 号、放大它、且然后立即通过过采样ADC将放大的信号转换成为数字信号。但是，在图2中 图示的接收机结构仅仅是概念，当在高载波频率上承载信号波段时，其不可能通过现有的 技术实现。这是因为，为了满足奈奎斯特定理以恢复信号，ADC的采样频率应该至少是载波 信号的频率的两倍。例如，为了处理2GHz的信号，需要能够以4GHz的采样频率操作的ADC， 并且为了支持大的输入信号幅度和操作速度，ADC必须具有大的动态范围。同样，如果这样 的ADC被某种方式实现，则ADC的数据输出速率将太高以致于ADC的后级的数字处理器不 能操作，并且即使数字处理器设法以某种方式操作，将留下巨大能耗的问题需要处理。因此，为了处理高频带的信号，传统的数字接收机必须必要地包括在ADC的前级 (front stage)的用于降低信号的频带的混频器、用于消除噪声的滤波器、以及用于调节信 号的增益以便获得特定幅度的信号的VGA。利用这些模拟信号处理块，ADC只能接收尽可能 期望的信号、且还只能够接收具有尽可能一致的幅度的信号，从而可以简单地设计ADC。图3图示了子采样的概念和问题，示出通过子采样将具有高频率的信号转换成为 具有低频率的信号的方法。与通常的奈奎斯特采样方案相比较，位于与采样频率(fs)的倍 数对应的位置上的所有信号通过子采样由于混叠而与最终采样的信号重叠。因此，利用这 种简单方案，实质上不可能在最终信号上获得期望的信噪比。因此，通常，对于奈奎斯特采样方案和子采样方案二者，应该必要地将抗混叠滤波器放置在ADC的前级。图4图示了使用离散信号处理器的数字接收机的结构，其中使用离散信号处理器 的数字接收机可以是介于能实现的现有模拟类型接收机和理想的数字接收机之间的中间 物。在图4中图示的数字接收机中，在信号被滤波和放大之后，其由离散信号处理器进行处 理。也就是说，图4中图示的数字接收机通过显著地减少所需要的滤波器和VGA的负担而 具有简单的结构。但是，尽管数字接收机具有用于在离散时域中处理信号的修改结构，但是 信号仍然是模拟信号，其因此仍旧太弱而难以获得当实现完美的数字接收机时另外获得的 许多优点。
发明内容
本发明的一方面提供一种数字接收机，其用于在数字领域以其最大水平设计在相 关的技术中在模拟区域(即，模拟域)已经设计的数字接收机。根据本发明的一方面，提供了 一种数字接收机，包含噪声衰减和信号幅度映射可 变放大单元，包括滤波器和可变放大器，该噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元用于将 模拟信号的功率划分为多个部分，按照部分控制增益以调节模拟信号的幅度，并且衰减模 拟信号中的白噪声和干扰信号；模数转换器(ADC)，用于通过使用采样频率对期望信号的 载波频率执行子采样并且对期望信号的波段执行过采样，以便将已经通过噪声衰减和信号 幅度映射可变放大单元的模拟信号转换为直接转换(DC)频带或中频频带的数字信号，所 述ADC通过当将模拟信号转换为数字信号时使用过采样而具有用于处理期望信号并且处 理邻近期望信号的不期望信号的动态范围；和数字信号处理单元，用于转换数字信号的信 号频率、或数字滤波在该数字信号中的不期望信号，并且通过数字地调节增益来处理数字 信号。所述噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元具有用于转换传送至ADC的信号功率的 信号电压的幅度的阻抗变换功能。在操作子采样的过程中，所述子采样频率可比所述载波频率小，且可被设置为允 许滤波器衰减当执行子采样时生成的混叠噪声和干扰信号，从而获得ADC的输出所需要的 信噪比。所述可变放大器可通过按照部分控制增益来将模拟信号的信号范围转换为ADC 的输入信号范围。根据本发明的另一方面，提供了一种数字接收机，包含噪声衰减和信号幅度映射 可变放大单元，包括滤波器和可变放大器，该噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元用于 将模拟信号的功率划分为多个部分，按照部分控制增益以调节模拟信号的幅度，且衰减模 拟信号中的白噪声和干扰信号；模数转换器(ADC)，用于通过使用采样频率对期望信号的 载波频率执行子采样并且对期望信号的波段执行过采样，以将经过噪声衰减和信号幅度映 射可变放大单元的模拟信号转换为直接转换(DC)频带或中频频带的数字信号，所述ADC通 过当将模拟信号转换为数字信号时使用过采样而具有用于处理期望信号且处理邻近期望 信号的不期望信号的动态范围；和数字信号处理单元，用于转换数字信号的信号频率或数 字滤波在数字信号中的不期望信号，并且通过数字地调节增益来处理数字信号。所述ADC 包含I通道子采样ADC和Q通道子采样ADC，该I通道子采样ADC根据第一时钟信号通过使 用采样频率将模拟信号转换为I信号，以及该Q通道子采样ADC根据第二时钟信号通过使用采样频率而将模拟信号转换为Q信号，该第一时钟信号和该第二时钟信号相互正交。
根据接下来的结合附图的详细描述，本发明的以上和其他方面、特征和其他优点 将被更清楚地理解，其中图1图示了传统的无线通信接收机的结构；图2是理想软件定义无线电(SDR)接收机的概念视图；图3图示了子采样的概念和问题；图4是示出使用离散信号处理器的数字接收机的结构的示意框图；图5是示出根据本发明的实施例的数字接收机的结构的示意框图；图6图示了根据本发明的实施例通过数字接收机消除噪声的方法；图7图示了根据本发明的实施例用于通过数字接收机处理输入信号和相邻的干 扰信号的信号幅度映射方法；图8是根据本发明的实施例的数字接收机的框图；图9是根据本发明的另一实施例的数字接收机的框图；图10是根据本发明的又一实施例的数字接收机的框图；和图11是根据本发明的又一实施例的数字接收机的框图。
具体实施例方式现在将参照附图来详细描述本发明的实施例。然而，本发明可能以多种不同的形 式来实现、并且不应当被解释为限于此处阐明的实施例。而是，提供这些实施例，使得这个 公开将是彻底和完整的，且将全面地向本领域的技术人员传达本发明的范围。在描述本发 明时，如果对于相关的已知功能或构架的详细解释被认为不必要地偏移的本发明的要旨， 则这样的解释将被省略，但将为本领域的技术人员所理解。贯穿说明书，相同的元件或等同 物用相同附图标记来指示。将理解的是，当元件被称为与另一个元件“连接”时，它可直接与其它元件连接、或 者可以非直接地与其它元件连接而存在介于它们之间的(多个)元件。除非明确地相反描 述，词语“包含(comprise)”和诸如“包含(comprises) ”或“包含(comprising) ”的变体将 被理解为意指包括所陈述的元件但不排除任何其他元件。图5是示出了根据本发明的实施例的数字接收机的结构的示意框图。如图5中示出的，根据本发明的实施例的数字接收机100包括噪声衰减和信号幅 度映射可变放大单元110、子采样模数转换器(ADC) 120、和数字信号处理单元130。噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元110对所接收的模拟射频(RF)信号 进行放大和带通滤波，以将包括在所接收的模拟RF信号中的诸如干扰信号(即干扰波 (interferer)),白噪声或类似物的噪声的功率减少至低于特定电平。此处，噪声衰减和信 号幅度映射可变放大单元110可以实现为滤波器、具有噪声消除功能的放大器、或一个或 多个滤波器和放大器的组合。子采样ADC 120根据子采样方案将经过噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元 110的模拟RF信号转换成为IF或DC数字信号，并且通过使用比通常的奈奎斯特采样频率(或采样时钟)高的采样频率来对具有确定带宽(BW)的期望信号波段执行过采样，从而 将包括在模拟RF信号中的甚至邻近期望信号的噪声信号连同期望信号一起转换为数字信 号。以这种方式，子采样ADC 120具有这样动态范围，用于将包括在所接收的模拟RF信号 中的甚至邻近的信号连同期望信号一起转换为数字信号。此处，子采样频率(fs)可以被设 置成比模拟RF信号的载波频率(fRF)小以用于子采样。另外，采样频率可以被设置成比 期望信号的带宽的有理数倍数(BW*M，M是有理数)大以用于过采样。此外，子采样频率可 以被设置为允许滤波器衰减当执行子采样时产生的混叠噪声和干扰信号，从而获得子采样 ADC 120的输出所需要的信噪比。子采样ADC 120的特性取决于采样方案而不同，且可以在时钟的工作(duty)期间 或在时钟的边缘上执行采样。在一个实施例中，在时钟的边缘上执行子采样ADC 120。数字信号处理单元130转换数字信号的信号频率、或对已经由子采样ADC 120转 换的数字信号进行数字滤波以消除邻近期望信号的噪声信号，并且根据输入信号的幅度来 控制增益，以仅仅恢复期望信号。图6图示了根据本发明的实施例的通过数字接收机消除噪声的方法。由于已经经 过子采样而采样的信号是DC或IF信号，所以信号可以不同地图示。同样，在图6中，模拟 RF信号的波段被图示为位于采样频率的整数倍数上，且它还可以位于有理数倍数上。参照图6 (a)，多个干扰信号510和530存在于期望信号的周围或附近，且当通过使 用过采样频率(fos)对模拟RF信号执行子采样时，存在于基于折叠频率(fos/2)的带外过 采样部分上的干扰信号510与存在于带内过采样部分上的干扰信号530重叠，引起混叠现 象。为了解决这个问题，如图6(b)示出的，充分地衰减存在于带外过采样部分上的干 扰信号510的功率幅度，从而不会引起问题，即使干扰信号510与存在于带内过采样部分上 的干扰信号530重叠，然后，也执行过采样。在这种情况中，使用的滤波器的特性和采样频 率具有折衷关系，从而如果滤波器未能充分地减少干扰信号，则采样频率被设计成增加以 展宽采样波段从而充分地减少重叠的干扰信号。然而，在这种情况中，如果采样频率被过度 地增加，则用于信号处理的频率上升、并因而引起功耗，因此考虑滤波器的特性来确定采样 频率。因此，根据本发明的实施例的数字接收机的子采样ADC120具有甚至允许邻近期望信 号的噪声信号被转换成为数字信号的动态范围。图7图示了根据本发明的实施例的用于通过数字接收机处理输入信号和邻近的 干扰信号的信号幅度映射方法。鉴于考虑到在接收机中产生的噪声而可以从期望的信道带宽(BW)最终获得的信 噪比，DRin指的是输入信号功率的最大值和最小值之间的范围。在一个实施例中，ADC可通 过使用可变放大器的增益控制而在技术上设计，并且为了有效的设计，01^被映射至ADC的 输入信号可用范围内。在这种情况中，DRin被划分成特定数目的部分且被进行增益控制，从 而被映射至ADC。此外，提供设计余量，诸如考虑到量化噪声的Pmargin、和考虑到信号的最 大幅度和平均幅度之间的比率的PAPR，以适当地接收信号，并且期望信号被映射至Psig。 因此，ADC的总的输入信号范围对应于处于PFS,ADC和PNQISE, ADC之间的DRADC。如果ADC的输入 信号范围足够宽，则增益控制将不是必要的，且不说实现的可能性，其在理论上是可能的。 但是，现有的技术是难以负担的，并且对于ADC的有效设计，需要来自放大器的增益。
图8是根据本发明的实施例的数字接收机的框图。如图8中示出的，根据本发明的实施例的数字接收机200包括第一滤波器210、可 变放大器220、第二滤波器230、子采样ADC 240、和数字信号处理单元250。第一滤波器210、 可变放大器220和第二滤波器230可以对应于图5的噪声衰减和信号幅度映射可变放大单兀。第一滤波器210对所接收的模拟RF信号进行带通滤波，以减小包括在模拟RF信 号中的诸如干扰信号、白噪声或类似物的噪声的功率。可变放大器220变化地放大通过第一滤波器210的信号。除了信号放大功能之外， 可变放大器220还具有噪声消除功能。详细地，可变放大器220具有可变增益特性，以根据从第一滤波器210输出的信号 的幅度来调节输入至子采样ADC 240的信号的幅度，且具有特定的放大程度，以便当输出 数字信号时允许子采样ADC 240具有期望的信噪比。第二滤波器230带通滤波从可变放大器220输出的信号，以进一步减小包括在模 拟RF信号中的诸如干扰信号、白噪声和类似物的噪声的功率。此处，第二滤波器230可以 通过电路而被包括在可变放大器220中从而被实现。根据本实施例的实施例的数字接收机不一定包括第一滤波器210、可变放大器 220、和第二滤波器230的全部，但可以包括它们的一个或多个。也就是说，原因是因为子采 样ADC 240的前级将足以充分地消除通过子采样可能重叠的干扰信号，然后，残存在模拟 RF信号中、还没有在子采样ADC240的前级完全地被消除的、在期望信号附近或与其邻近的 任何干扰信号将通过子采样ADC 240而被转换成为数字信号，并且进一步地，数字信号处 理单元250还将通过数字滤波而消除包括在数字信号中的任何噪声信号。因此，子采样ADC 240的前级可以具有包括第一滤波器210、可变放大器220、和第二滤波器230的配置；包 括第一滤波器210和可变放大器220的配置；和包括可变放大器220和第二滤波器230的 配置。如果子采样ADC 240的动态范围很宽，则子采样ADC 240的前级可以仅利用滤波器 来实现。但是，在当前技术水平和它在无线通信应用领域中的应用方面，包括所有的第一滤 波器210、可变放大器220和第二滤波器230的配置可以是有效的。同样，为了改变输入至子采样ADC 240的信号电压的幅度，噪声衰减和信号幅度 映射可变放大单元可以具有阻抗变换功能和类似的功能。具体地，第二滤波器可以被配置 为阻抗变换的滤波器。阻抗变换功能意指具有转换输入和输出阻抗地传送信号功率的技 术，并且可以用变换器配置。当通过阻抗变换功能增加输出阻抗时，输出信号电压的幅度增 加，且输出信号电流的幅度减小。然后，在可变放大器220(即，低噪声放大器)中放大的输 出信号的电压幅度可以通过噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元的阻抗变换功能而增 加。结果，噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元的输出信号的电压幅度可以适合子采样 ADC 240的输入电压范围，而不过度地增加可变放大器220的放大率。如此，当仅RF波段的 放大器(即，可变放大器220)被使用在ADC的先前级(previous stage)中时，难以将信号 放大到具有相对大的最小输入信号幅度的ADC 240的输入信号范围。但是，本发明的实施 例的阻抗变换功能可解决这个困难。另外，根据本发明实施例的数字接收机可以根据ADC 240的先前级的输入信号的 幅度来调节ADC 240的动态范围。ADC 240的动态范围可以通过变化ADC 240的满标度电压而调节。也就是说，ADC 240可以被配置为具有可编程满标度电压(PFSV)的子采样 ADC。当输入信号的幅度小时，通过减小满标度(full scale)电压而提高输入信号的信噪 比(SNR)，从而灵敏度功率电平可以减小。当输入信号幅度大时，输入信号的线性可通过增 加满标度电压而提高。如此，调整满标度电压可允许从ADC 240的输出获得期望的SNR并 且允许当输入信号的幅度变化时保持恒定的比特宽度。另外，当ADC具有宽的信号输入范 围时，还增加ADC的输出比特宽度，从而增加数字信号处理单元的硬件。但是，通过调整满 标度电压减少了在数字信号处理单元中处理的比特宽度，从而硬件能够简单。作为结果，能 够在本发明的实施例中实现宽输入信号范围和简单数字信号处理单元两者。更进一步，因为假定子采样ADC 240的输入单元接收比子采样ADC 240的采样频 率高的频率的信号，所以考虑信号输入可用带宽。可变放大器自身可以被设计为另外地执 行通过电路衰减不同的不期望信号的幅度的功能，从而作为滤波器。作为通常的方案，由这 样的可变放大器执行的功能可以包括前馈、反馈干扰波消除和类似物。子采样ADC 240根据子采样方案、通过使用子采样时钟(fs)将输入模拟RF信号 转换为IF或DC数字信号，且还对具有特定带宽(BW)的期望信号波段执行过采样。此处， 子采样频率fs可以比模拟RF信号的载波频率(fRF)小以用于子采样，且比期望信号的带 宽的有理数倍数(BW*M，M是有理数)大以用于过采样。同样，显著的结构设计关注的是，噪 声衰减和信号幅度映射可变放大单元的滤波器功能能够显著地衰减在子采样期间产生的 混叠噪声和干扰信号，从而获得对ADC输出进行子采样所需要的信噪比。也就是说，本发明 的实施例意图在由于在ADC的前级缺少带通滤波功能而导致、由子采样引起的混叠噪声 进入期望的信号波段从而降低了信噪比的情况中、通过使用增加子采样频率的技术，来解 决在无线通信应用领域中现有的技术水平还没有克服的子采样问题。数字信号处理单元250转换或滤波已经由子采样ADC 240转换的数字信号的信号 频率以消除邻近期望信号的噪声信号，并且根据输入信号的幅度来控制增益以仅仅恢复期 望的信号。不同于模拟区域，在数字区域可以急剧地设计滤波器，因而对于仅恢复期望的信 号而言数字信号处理单元250是有利的。作为结果，根据本发明的实施例的数字接收机能够以更简单的配置来实现，排除 了诸如混频器、滤波器、VGA和类似物的模拟元件，且能够在数字区域内有效地消除噪声。图9是根据本发明另一实施例的数字接收机的框图。如图9中所示的，根据本发明的另一实施例的数字接收机300包括第一滤波器 310、可变放大器320、第二滤波器330、第一和第二子采样ADC 341和342、以及数字信号处 理单元350。具体地，第二滤波器330可以被配置为阻抗变换滤波器，且第一和第二子采样 ADC 341和342可以被配置为具有可编程满标度电压(PFSV)的子采样ADC。除了两个子采样ADC 341和342之外，图9中图示的数字接收机300与图8中图示 的数字接收机200是相同的，因而将省略第一滤波器310、可变放大器320、第二滤波器330、 和数字信号处理单元350的详细描述。第一和第二子采样ADC 341和342分别形成I通道和Q通道。实现关于I通道的 第一子采样ADC 341和关于Q通道的第二子采样ADC 342，以通过使用相互正交的I和Q时 钟信号而将输入模拟RF信号转换为相互正交的I和Q信号。根据传统的I/Q分离方法，因为已经由I/Q混频器分离的I信号和Q信号被输入至I通道ADC和Q通道ADC，所以I通道ADC和Q通道ADC用具有相同相位的时钟对分离 的I信号和Q信号进行采样。但是，根据本发明的实施例，ADC 341和342不对分离的I信 号和Q信号进行采样，而利用具有90°相位差的I和Q时钟对输入信号进行采样。因此， ADC 341和342的输出是具有90°相位差的数字信号。然后，数字信号处理单元350通过 数字信号处理来补偿相位差，且数字信号处理是简单和精确的处理。另外，在I通道和Q通 道ADC采样在传统I/Q分离方法中已经被分离成为I和Q信号的离散信号的情况中，如果 I通道和Q通道ADC使用被调节至I信号的时钟，则Q信号的相位被延迟。作为结果，数据 眼图被减小。但是，这个问题不会发生在本发明的实施例中。图10是根据本发明的又一实施例的数字接收机的框图。如图10中示出的，根据本发明的又一实施例的数字接收机400包括第一滤波器 410、可变放大器420、第二滤波器430、多个子采样ADC 440、和数字信号处理单元450。具 体地，第二滤波器430可以被配置为阻抗变换滤波器，并且子采样ADC 440可以被配置为具 有可编程满标度电压(PFSV)的子采样ADC。除了多个并行地连接的子采样ADC 440之外，图10中图示的数字接收机400与图 8中图示的数字接收机200相同，因而将省略第一滤波器410、可变放大器420、第二滤波器 430、和数字信号处理单元450的详细描述。在这种情况中，已经通过第二滤波器430的信号被划分成多个子信道，多个子信 道的每一个被输入至多个子采样ADC，从而被转换为数字信号。数字信号处理单元450另外 地执行合并多个数字信号的功能。图11是根据本发明的又一实施例的数字接收机的框图。明确地，图11示出了图9 中图示的第一和第二多子采样ADC 341和342分别被实现为并行地连接的多个子采样ADC， 就像图10中图示的那些。具体地，第二滤波器530可以被配置为阻抗变换滤波器，以及多 子采样ADC 541和542可以被配置为具有可编程满标度电压(PFSV)的子采样ADC。在这种情况中，第一和第二多子采样ADC 541和542分别形成I和Q通道，并且实 现关于I通道的第一多子采样ADC 541和关于Q通道的第二多子采样ADC 542，以通过使用 相互正交的I和Q时钟信号来将输入模拟RF信号转换为相互正交的I和Q信号。同样，像图10中图示的数字接收机400—样，在数字接收机500中，已经通过第二 滤波器530且然后输入至I和Q通道的信号被划分为多个子信道，多个子信道的每一个被 输入至多个子采样ADC，从而被转换为数字信号。数字信号处理单元550另外地执行合并多 个数字信号的功能。其间，不同于现有的奈奎斯特ADC，在图8至图11中图示的子采样ADC240、341、 342、440、541、542包括高速输入单元(未示出)，以便以高速接收在用于子采样的载波频率 上承载的输入RF信号，从而最小化输入RF信号的衰减。此处，高速输入单元可以以各样的 形式来实现。例如，它可以经历诸如采样器或类似物的自举处理，为此，高速输入单元可以 执行阻抗匹配。如上面阐述的，在根据本发明的实施例的数字接收机中，根据子采样方案将所接 收的模拟RF信号转换为IF信号或DC信号，并且对期望信号波段执行过采样，从而即使 是临近期望信号的噪声信号也被转换为数字信号，因此数字地处理临近期望信号的噪声信 号。
因为在数字区域中以它的最大水平来设计传统上已经在模拟区域中设计的那些 功能，所以相应的配置能够被容易地应用到多标准、且每次升级处理时能够被数字地设计， 并且能够大幅缩短上市时间。尽管已经结合实施例来示出和描述了本发明，但是对本领域的技术人员将明显的 是，在不脱离如附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可进行修改和变化。
权利要求
一种数字接收机，包含噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元，包括滤波器和可变放大器，该噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元用于将模拟信号的功率划分为多个部分，按照部分控制增益以调节模拟信号的幅度，并且衰减模拟信号中的白噪声和干扰信号；模数转换器(ADC)，用于通过使用采样频率对期望信号的载波频率执行子采样并且对期望信号的波段执行过采样，以便将已经通过噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元的模拟信号转换为直接转换(DC)频带或中频频带的数字信号，所述ADC通过当将模拟信号转换为数字信号时使用过采样而具有用于处理期望信号并且处理邻近期望信号的不期望信号的动态范围；和数字信号处理单元，用于转换数字信号的信号频率、或数字滤波在该数字信号中的不期望信号，并且通过数字地调节增益来处理数字信号，其中所述噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元具有用于转换传送至ADC的信号功率的信号电压的幅度的阻抗变换功能。
2.根据权利要求1的该数字接收机，其中通过变化ADC的满标度电压来调节ADC的输 入信号范围。
3.根据权利要求1的数字接收机，其中所述子采样频率比所述载波频率小，且被设置 为允许滤波器衰减当执行子采样时生成的混叠噪声和干扰信号从而获得ADC的输出所需 要的信噪比。
4.根据权利要求1的数字接收机，其中所述滤波器包含第一滤波器，用于带通所述模拟信号以衰减白噪声和干扰信号，并传送所衰减的白噪 声和干扰信号至可变放大器；和第二滤波器，用于带通从可变放大器输出的信号以衰减白噪声和干扰信号，其中该可变放大器通过按照部分控制增益来放大从第一滤波器输出的信号。
5.根据权利要求1的数字接收机，其中所述滤波器带通所述模拟信号以衰减白噪声和 干扰信号，并传送所衰减的白噪声和干扰信号至该可变放大器，以及所述可变放大器通过按照部分控制增益来放大从滤波器输出的信号。
6.根据权利要求1的数字接收机，其中所述可变放大器通过按照部分控制增益来放大 所述模拟信号，以及所述滤波器带通从可变放大器输出的信号以衰减白噪声和干扰信号。
7.根据权利要求1的数字接收机，其中所述可变放大器通过按照部分控制增益来将模 拟信号的信号范围转换为ADC的输入信号范围。
8.根据权利要求1的数字接收机，其中所述ADC包含多个并行的ADC，已经通过噪声衰减和信号幅度的模拟信号被划分为多个子信道，每个并行的ADC将多个子信道之中的对应子信道转换为数字信号，以及所述数字信号处理单元合并分别从多个并行的ADC输出的多个数字信号。
9.一种数字接收机，包含噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元，包括滤波器和可变放大器，该噪声衰减和信 号幅度映射可变放大单元用于将模拟信号的功率划分为多个部分，按照部分控制增益以调 节模拟信号的幅度，且衰减模拟信号中的白噪声和干扰信号；模数转换器(ADC)，用于通过使用采样频率对期望信号的载波频率执行子采样并且对 期望信号的波段执行过采样，以将经过噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元的模拟信号 转换为直接转换(DC)频带或中频频带的数字信号，所述ADC通过当将模拟信号转换为数字 信号时使用过采样而具有用于处理期望信号且处理邻近期望信号的不期望信号的动态范 围；和数字信号处理单元，用于转换数字信号的信号频率或数字滤波在数字信号中的不期望 信号，并且通过数字地调节增益来处理数字信号，其中所述ADC包含I通道子采样ADC和Q通道子采样ADC，该I通道子采样ADC根据第一时钟信号通过使用采样频率而将模拟信号转换为I信 号，以及该Q通道子采样ADC根据第二时钟信号通过使用采样频率而将模拟信号转换为Q信 号，该第一时钟信号和该第二时钟信号相互正交。
10.根据权利要求9的数字接收机，其中通过变化ADC的满标度电压来调节所述ADC的 输入信号范围。
11.根据权利要求9的数字接收机，其中所述噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元 具有用于转换传送至ADC的信号功率的信号电压幅度的阻抗变换功能。
12.根据权利要求9的数字接收机，其中所述子采样频率比载波频率小，且被设置为允 许滤波器衰减当执行子采样时产生的混叠噪声和干扰信号从而获得ADC的输出所需要的 信噪比。
13.根据权利要求9的数字接收机，其中所述I通道子采样ADC包含多个并行的I通道ADC，所述Q通道子采样ADC包含多个并行的Q通道ADC，已经经过噪声衰减和信号幅度的模拟信号被划分成为多个子信道，每个并行的I通道ADC将多个子信道之中的对应子信道转换为I信号，每个并行的Q通道ADC将多个子信道之中的对应子信道转换为Q信号，以及所述数字信号处理单元合并分别从多个并行的I通道ADC输出的多个I信号、和分别 从多个并行的Q通道ADC输出的多个Q信号。
全文摘要
在数字接收机中，噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元包括滤波器和放大器，放大且带通滤波模拟信号，并衰减除波段信号之外的白噪声和干扰信号。ADC通过使用采样频率对期望信号的载波频率执行子采样并且对期望信号的波段执行过采样，以便将已经通过噪声衰减和信号幅度映射可变放大单元的模拟信号转换为直接转换频带或中频频带的数字信号。所述ADC具有用于处理期望信号和邻近期望信号的不期望信号二者的动态范围。数字信号处理单元转换数字信号的信号频率、或数字滤波在该数字信号中的不期望信号，并且通过数字地调节增益来处理数字信号。
文档编号H04B1/10GK101931425SQ20101024035
公开日2010年12月29日 申请日期2010年6月22日 优先权日2009年6月23日
发明者刘贤奎, 韩先镐 申请人:韩国电子通信研究院