专利名称：低率、直接转换fsk射频信号接收器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于FSK调制的低率和直接转换射频信号接收器。
背景技术：
在用于FSK调制的传统射频信号接收器中，如图Ia所示，可在两个不同正交分支中执行直接频率转换，以获得基带信号。每个分支包括混合器4、5，用于执行由本地振荡器 7提供的振荡信号的频率转换。在第一分支中，第一高频混合器4将天线2提取的和接收器的低噪放大器(“LNA”) 3放大的FSK信号与同相振荡信号&混合，以提供中间同相信号 IINT。在第二分支中，第二高频混合器5将天线2提取的和LNA 3放大的FSK信号与正交振荡信号&混合，以提供中间正交信号Qint。这些正交振荡信号经由与本地振荡器7连接的 90°相移器6来获得。然后，在各个低通滤波器8和9中滤波中间信号Iint和( ΙΝΤ，以提供滤波的信号。然后，每个滤波的信号通过各个限制器10和11，然后在传统解调器12中进行数据解调，从而提供数据信号Dot。对于解调级，两个中间同相信号IInt和正交信号Qint是必要的，从而能够识别输入FSK信号频移的标记并分析输入FSK信号数据。根据图Ib中所示的传统FSK射频信号接收器的另一变形，90°相移器可配置在频率转换之前的分支之一中。首先，经由本地振荡器7提供的振荡信号&在第一高频混合器 4中混合FSK射频信号，以提供中间同相信号IINT。然后，经由本地振荡器7的同样的振荡信号&在第二高频混合器5中混合由相移器6相移90°的FSK射频信号，以提供中间正交
fn 巧 Qint ο根据参照图Ia和Ib上述的第一和第二变形，接收器1能够提取可具有大约 2. 45GHz的载波频率&的传统FSK射频信号。围绕&的数据调制频率漂移或偏差+ Δ f 或-Δι可能为大约士250kHz，或更低。由于在两个混合器4和5中执行高频率直接转换， 然后在两个低通滤波器中滤波并在两个显示器中进行振幅限制，所以接收器消耗高水平的电功率，这是缺陷。为了避免在输入射频信号的高频率直接转换期间使用两个混合器，可参照美国专利No. 5，293, 408，其公开了 FSK数据信号接收器。这个接收器具有单混合器，用于将输入 FSK信号直接转换成基带信号。为此，根据第一变形，经由相位控制电路向单混合器提供来自本地振荡器的振荡信号，其中所述相位控制电路在相位切换期间交替作用，如90°相移器。相位控制电路随时间交替地向单混合器提供同相振荡信号和正交振荡信号，以转换由接收器天线提取的FSK射频信号的频率。因此，混合器提供的中间信号是一系列交替中间同相信号和中间正交信号。在低通滤波器中滤波这些中间信号，然后进行数据解调操作。根据FSK射频信号接收器的第二变形，作为90°相移器在相位切换期间交替作用的相位控制电路设置在接收器天线和单混合器之间。这个相位控制电路随时间交替地向单混合器提供相位控制电路的同相FSK射频信号和正交FSK射频信号。本地振荡器向混合器直接提供振荡信号，从而他提供交替中间同相和正交信号。在低通滤波器中滤波这些中间信号，然后进行数据解调操作。
在美国专利No. 5，293, 408的FSK信号接收器中，非常陡然地执行同相信号和正交信号之间的切换。这导致高频率。在这些条件下，因为需要非常高速的切换，所以在单混合器之后需要具有非常宽的宽带的低通滤波器，这是缺陷。这还意味着FSK信号接收器具有低实践敏感性和差接收信道效率，但是具有高电功率消耗。这个接收器仅可用于控制在精确位置、但是没有在具有若干发送和接收信道的通信领域中的装置。此外，基于在低通滤波器输出端的第一基带信号直接控制从通信信号向正交信号改变和反向改变的相位控制电路。从一个相位向另一个相位发生非常陡峭侧面的切换，这需要使用滞后组件。因此，在中心频率上的所有寄生频率通过滤波器以在相位之间保持快速切换。这些寄生频率可能甚至高于输入射频信号的频率，这导致接收器输入级的高功耗。还引用美国专利No. 6，038，268，其公开了 FSK射频信号接收器。这个接收器也使用单混合器，用于将射频信号的频率转换成基带信号。在本地振荡器的输出端设置相位控制电路，以向混合器提供同相或正交信号。设置脉冲控制生成器，用于在本地振荡器输出端控制相位控制电路的时钟。对于先前文献，由于相位切换也必须非常快，在混合器输出端的第一低通滤波器具有非常高的带宽。这是缺陷，因为在数据解调阶段之前必须设置具有窄带宽的第二低通滤波器，以去除还未通过第一低通滤波器过滤出的所有寄生频率。因此观察到在输入级(尤其相位控制电路)中的高功耗，并且在频率转换和数据解调之间设置额外组件，这是另一缺陷。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供用于FSK调制的直接转换射频信号接收器，其在低率模式下具有高水平的敏感性和低功耗，以克服本领域现有状态下的上述缺陷。因此，本发明涉及FSK射频信号接收器，其包括在独立权利要求1中定义的特征。在从属权利要求2至14中定义了接收器的特定实施例。根据本发明的用于FSK调制的射频信号接收器的一个优点在于，相比于输入FSK 射频信号中的数据调制频率漂移，以低频率执行相位切换。然而，相位切换频率高于在所述 FSK射频信号中的数据率频率。因此，数据调制频率偏差高于要解调的中间信号的低数据率，这确保可使用窄带的低通滤波器。作为用于频率转换的FSK信号接收器和单合成器的低频率相位切换的结果，大大降低接收器的电功耗。此外，更慢的相位切换不影响解调级中的数据解调。根据本发明的FSK射频信号接收器的另一个优点在于，在解调级中，当选择其他分支以便于解调器中的解调时，在每个分支中重构选择的中间同相和正交信号。
基于附图中示出的非限制性实施例，FSK射频接收器的目的、优点和特征将在以下描述中更加清楚，其中以上引用的图Ia和Ib示出根据现有技术的FSK射频接收器的两个实施例的简化视图；图加和2b示出根据本发明的直接转换、低率、FSK射频信号接收器的两个实施例的简化视图3示出根据本发明通过FSK射频信号接收器的解调级的具有相位选择信号的中间同相和正交信号的时间图；图如示出使用sigma-delta合成的频率合成器的第一简化实施例，其形成具有图 2a的FSK射频信号接收器的集成相移电路的本地振荡器；图4b示出两个时间图，示出经由向图2的FSK射频信号接收器的图如的合成器的sigma-delta调制器提供的二进制字的频率编程；图5示出具有两个可切换延迟单元的频率合成器的第二简化实施例，其形成具有图加的FSK射频信号接收器的集成相移的本地振荡器；图6示出具有两个可切换延迟单元的频率合成器的第二简化实施例，其形成具有图加的FSK射频信号接收器的集成相移的本地振荡器；以及图7示出相移器的实施例，其被设置在图2b的FSK射频信号接收器的输入端。
具体实施例方式在以下描述中，将仅以简化方式描述本领域技术人员已知的射频信号调制接收器 (FSK)的所有那些组件。设置所述FSK射频信号接收器，主要用于经由单混合器执行低数据率射频信号向基带信号的直接转换。如图加和2b所示的FSK射频信号接收器1被配置为能够在低率数据或控制接收模式下运行。因此，在FSK信号中该调制的数据或控制率低于10千比特/秒，例如大约1千比特/秒。在这些条件下，接收器1的天线2提取的射频信号的功率通常集中于与FSK信号的载波频率fo相对的(正负)调制频率漂移或偏差Δ ·。这个载波频率&可大于300MHz， 例如，大约2. 45GHz。调制频率漂移或偏差必须理论上足够高，例如高于或等于100kHz，优选地为250kHz，以避免在频率转换之后受到接近OHz的噪声的高电平Ι/f的影响。一般地， 在输入信号频率调制中，通过将载波频率&与调制频率漂移Δ f相加来定义“1”调制状态， 其给出 ^+Δ ·，而通过从载波频率&减去调制频率漂移Af来定义“0”调制状态，其给出 fo" Δ f。当然，可设想将“0”调制状态定义为载波频率&，但是Δ f禾Π ff Δ f的数据调制频率是优选的。图加中示出FSK射频信号接收器1的第一实施例。图加的接收器首先包括FSK 射频信号接收器天线2和LAN 3，后者用于传统FSK信号的放大和滤波。接收器还包括本地振荡器7，用于向相移电路16提供振荡信号。生成振荡信号L0，其具有与输入FSK信号的载波频率fo等同的频率。由相位选择信号SEL来控制相移电路16，以在相位切换周期1/ fs的每个半期内将本地振荡器7提供的振荡信号LO从0°相移到90°和反向相移。这使得能够向单混合器4交替提供同相振荡信号和正交振荡信号，所述正交信号对于同相振荡信号相移90°。例如，当信号SEL在“0”状态时提供同相振荡信号，然而例如，当信号SEL在“1” 状态时提供正交振荡信号。然而，还可设想由信号SEL的反向选择。将相位切换周期的频率fs设计为低于频率偏差Δ ·，但是远大于FSK射频信号中的调制的数据率D的频率。切换周期的频率fs可设置为低于频率偏差Δ f的10至20倍，例如在10和25kHz之间，而频率偏差Δ f可在100和250kHz之间。然而，相位切换周期频率高于数据率频率D的10至 20倍，例如1千比特/秒。
因此，经由振荡信号在混合器4中执行输入FSK信号频率转换，以提供中间基带信号INT。由于向混合器4提供的振荡信号LO是交替和连续的同相振荡信号和正交振荡信号，所以在单混合器4的输出端生成的中间信号INT是交替和连续的中间同相和正交信号。然后，这些中间信号INT通过低通滤波器8来滤波，考虑到接收器1被配置为接收低率FSK射频信号，并且相位切换频率有利地较低，所以低通滤波器8具有低带宽。滤波的中间信号INT在进入解调级20之前同样在振幅限制器10中放大。基于滤波和放大的中间信号，这个解调级能够在解调之后在输出端提供数据信号Dott。这些数据信号Dott可通过处理单元(未示出)立即使用，例如用于控制其中设置接收器的器件的功能。解调级20输入端包括去多路复用器13，其接收滤波和放大的中间信号INT。这个去多路复用器13由相位选择信号SEL控制，当信号SEL在“0”状态时，在第一输出端提供选择的中间同相信号Im，当信号SEL在“1”状态时，在第二输出端提供选择的正交中间信号 Qm。由于相对慢地以例如等于IOkHz的切换周期频率f s执行相位切换，这在相位切换期间并未导致高寄生频率，例如抖动。仅出现切换瞬态，但是在低频率下，不影响数据解调。由于去多路复用器13在时间上滞后1Λ2 -fs)周期地提供中间同相信号Lii以及在连续时间周期1Λ2 · fs)提供中间正交信号Qm，在去多路复用器输出端的每个解调分支的信号中保留有“孔”。因此，相对于具有两个转换分支的传统接收器，这降低了接收器的大小和功耗，但是还使得接收器的敏感度降低了大约3dB，这并非不利。然而，为了允许在解调级20中连续数据解调，在每个各自分支中使用称为“魔术电路” 14和15的第一和第二电路。第一魔术电路14接收选择的中间同相信号Im，而第二魔术电路15接收选择的中间正交信号咖。每个魔术电路的任务是根据相位选择信号SEL在每个分支的暂停时间内重构同相Lii或正交Qm信号。因此，在经由相位选择信号SEL控制的去多路复用器提供新同相信号加或正交信号Qm之前，对于暂停的整个持续时间，每个魔术电路14、15利用输入信号的图像，基于此重构所述信号。作为这些魔术电路的结果，重要地，在解调级输出端向数据解调器连续提供选择的中间同相信号Lii和正交信号Qm。每个魔术电路14、15有利地包括已知伪数字锁相环(PLL)，其在其他分支的选择之前连续生成表示接收信号的同相信号Lii或正交信号Qm。在经由选择信号SEL在去多路复用器13输出端获取选择的中间同相信号加或Qm的阶段中，通过接收器中的时钟来计算时钟的魔术电路计数器测量在切断之前接收的所述中间信号的平均周期。时钟频率例如可为大约^MHz。基于这个测量，通过接收器时钟来计算时钟的数字PLL(NC0合成器)在每个切换操作经过一次频率调节，并且开始于与平均测量的相位相等的相位。因此，每个数字 PLL的寄存器可存储接收信号的相位和频率，以在暂停或切断时刻生成接收信号的图像信号。因此，解调器12连续接收中间同相和正交信号Lii和Qm。解调级20的解调器12可以是简单的D触发器，例如在D输入端接收中间同相信号Lii并通过中间正交信号Qm在其时钟端子CLK计算时钟。通过这个触发器并依赖于每个数据位的状态，触发器在数据信号Dot中的输出为等级1或等级0。图3示出经过FSK射频信号接收器的解调级、具有相位选择信号SEL的滤波的中间同相和正交信号Lii和Qm的时间图的简化图。应注意，在切换周期Ι/fs的每个半期内， 在信号^ii或to中存在“孔”，但是作为每个魔术电路的结果，重构这些信号的图像，如信号Lii和Qm之下的每个箭头所示。因此，在魔术电路的输出端的中间同相信号Lii和Qm不间断，用于在解调器中进行连续数据解调。图2b示出FSK射频信号接收器1的第二实施例。这个第二实施例与上述图加的接收器的第一实施例相比区别仅在于，相移电路26位于天线2提取的FSK射频信号的路径上。这个相移电路沈设置在LNA 3和单混合器4之间。相移电路通过相位选择信号SEL 来计算时钟，以在每个连续相位切换周期交替生成同相FSK射频信号和正交FSK射频信号。 这些同相和正交FSK信号经由振荡信号LO在混合器4中进行频率转换，以生成中间基带信号INT。这些中间信号INT交替包括中间同相信号和中间正交信号。这些中间信号INT通过与参照图加描述的接收器1的第一实施例相同的方式在解调级20中处理。对于图加和2b的FSK射频信号接收器的第一和第二实施例，可通过与本地振荡器7的基准石英振荡器连接的可编程或多模式频分器来有利地获得相位选择信号SEL。用于对魔术电路14和15计算时钟的时钟频率也可由本地振荡器的石英振荡器来提供。这个本地振荡器7可以是传统频率合成器。这个合成器包括基准石英振荡器，其生成用于相位和频率检测器的基准频率。这控制合成器PLL中的VC0，其生成用于单混合器4中的混合操作的振荡信号L0。在VCO的输出端以及相位和频率检测器之间的可编程分割器确定振荡信号LO的频率fQ。由于相位选择信号SEL的切换周期的低频率fs，FSK信号接收器有可能具有标准结构。通过单频率转换混合器4来使用单分支，这相比于现有接收器降低了电功耗。此外， 如上所示，这个类型的接收器的敏感性(在_3dB)基本与具有FSK的两个频率转换分支的传统接收器相同。图如描述本地振荡器的第一简化实施例，其结合了用于图加的FSK射频信号接收器的相移电路。这个本地振荡器优选地是使用sigma-delta合成作用的频率合成器。因此，这个频率合成器包括石英基准振荡器30，其能够向PLL中的相位和频率检测器31提供基准频率信号Fref。频率Fref可大约为^MHz。在PLL中，这个相位和频率检测器31还接收分割的频率信号。这些分割的频率信号来源于在VCO 34的输出端提供的振荡信号L0，他们是由可编程分割器35分割的频率。分割器35的分割因子通过传统 sigma-delta调制器36来编程。这个频率合成器还包括从相位和频率检测器接收比较信号的电荷泵32，用于滤波在电荷泵输出端提供的信号的低通滤波器33，以及VCO 34。这个VCO 34通过在低通滤波器33的输出端提供的确定电压来控制，以生成在预定频率的振荡信号。这个预定频率可以是例如频率&，其匹配于输入FSK射频信号的载波频率。根据sigma-delta调制器36的二进制编程字而，频率合成器的这个第一实施例可在频率合成器输出端生成在预定频率fo的振荡信号L0。经由sigma-delta调制器36的特定时间编程，可执行90°相移，以在VCO 34的输出端将同相振荡信号改变为正交信号。也可执行-90°的反向相移，以将正交振荡信号改变为同相振荡信号。图4b的简化图中还示出，为了将同相振荡信号改变为正交振荡信号，通过特定第一二进制字而来编程调制器36。根据这个第一二进制字，振荡信号LO的期望频率等于在周期At将频率f^与低补偿频率相加。在这个周期At的结尾，通过基础二进制字而再次编程调制器，以在振荡信号LO中再次获得频率&。在这个周期At期间，执行90°相移，以在VC034的输出端将同相振荡信号改变为正交振荡信号。为了执行这个相位切换，当从 “0”状态改变为“1”状态时，相位选择信号(未示出)向调制器36提供第一二进制字而。为了将正交振荡信号改变为同相振荡信号，通过第二特定二进制字而来编程调制器。根据这个第二二进制字，振荡信号的期望频率等于在周期At从频率&减去低补偿频率f\。在这个周期At的结尾，通过基础二进制字1 再次编程调制器，以在振荡信号LO 中再次获得频率fo。在这个周期At期间，振荡信号相移再次改变90°而到0°，以在VCO 的输出端提供同相振荡信号。为了执行这个相位切换，当从“1”状态改变为“0”状态时，例如，相位选择信号(未示出)向调制器36提供第二二进制字而。由于这个相移方法已知， 将不给出额外细节。应注意，通过这个类型的频率合成器，相移电路有利地集成在本地振荡器中。还应注意，取代于在短周期At期间向sigma-delta调制器36提供第一和第二二进制字1 ，还可设想在合成器输出端设置多路复用器。多路复用器输入端(未示出)接收由不同类型VCO提供的同相和正交振荡信号。这个多路复用器可有利地由相位选择信号 SEL控制，以在输出端提供同相振荡信号、或正交振荡信号。图5描述本地振荡器的第二简化实施例，其结合了用于图加的FSK射频信号接收器的相移电路。这个本地振荡器优选地是具有两个延迟单元46和47 (可通过相位选择信号SEL切换)的频率合成器。由于这个第二实施例的频率合成器的若干组件等同于参照图如所述的那些组件，为了简化，将不再重复其描述。因此，频率合成器的这个第二实施例和参照图如的上述第一实施例之间的区别在于使用两个可切换延迟单元46和47代替sigma-delta调制器。由VCO 34生成的振荡信号LO在标准N分器或多模式分割器45中根据需要进行分割，然后将分割的信号指向第一延迟单元46和第二延迟单元47的输入端。每个延迟单元的输出端连接至多路复用器48 的输入端，其中将多路复用器48的分割的输出端信号提供至相位和频率检测器31。相位选择信号SEL使得分割信号的选择在多路复用器48的输出端提供。在相位切换周期Ι/fs的第一半期期间，向检测器31提供分割的“同相”信号，以执行与基准信号Fref的比较。在相位切换周期的第二连续半期期间，向检测器31提供分割的“正交”信号。因此，在每个切换周期，VCO 34在输出端交替和连续生成同相振荡和正交信号L0。每个延迟单元46、47可通过串联设置逆变器和压控延迟传输门来实现。这个电压被控制以建立向检测器31提供的必要延迟。延迟可通过串联的m个逆变器来控制，随后是 m个可变控制电压传输门。因此，这形成了环振荡器，其被相位锁定在例如由石英振荡器30 生成的基准频率Fref。在第二延迟控制单元47中，环振荡器包括η个逆变器，随后是η个可变控制电压传输门，其被相位锁定在基准频率Fref。在两个延迟单元的组件之间的延迟差通过公式((l/Fref)/m)-((l/Fref)/n)来精确设置。在m等于37且η等于31的情况下，基准频率Fref等于^MHz,延迟差为大约lOOps。在振荡信号LO中2. 45GHZ的频率fQ 的情况下，由延迟单元提供的分割信号中的时间差因此大约为lOOps。图6描述本地振荡器的第三简化实施例，其结合了用于图加的FSK射频信号接收器的相移电路。这个本地振荡器优选地是具有两个延迟单元56和57 (可通过相位选择信号SEL切换)的频率合成器。由于这个第三实施例的频率合成器的若干组件等同于参照图如和5所述的那些组件，为了简化，将不再重复其描述。
频率合成器的这个第三实施例非常类似于图5中所示的第二实施例。在这个第三实施例中，此时在基准振荡器30以及相位和频率检测器31之间设置两个延迟单元56、57。 由VCO 34生成的振荡信号LO仅通过可编程或多模式分割器55来分割。这个可编程分割器55向PLL中的相位和频率检测器31提供分割的信号。每个延迟单元56和57接收基准信号Fref。每个延迟单元的输出端连接至多路复用器58的输入端，从而在多路复用器58的输出端的基准信号Fref被提供到相位和频率检测器31。通过相位选择信号SEL在多路复用器58中选择必须向检测器31提供基准信号的延迟单元之一。在相位切换周期的第一半期Ι/fs期间，向检测器31提供“同相”基准信号，以执行与来自可编程分割器阳的分割信号的比较。在相位切换周期的第二连续半期期间，向检测器31提供“正交”基准信号。因此，在每个切换周期，VC034在输出端交替和连续生成同相振荡和正交信号L0。如第二实施例，这个第三实施例的延迟单元56、57类似于上述单元46和47。因此，将不再重复这些延迟单元56和57的描述。还应注意，除了参照图如、5和6所述的所有频率合成器实施例，可设想首先提供同相振荡和正交信号的VC0，其频率仍旧适用于输入射频信号。在第一变形中，VCO 34可生成振荡信号，其频率是FSK射频信号的频率f^的一半。在这个情况下，频率双倍器必须设置在VCO输出端。通过在VCO输出端的45°相移，可在双倍器输出端获得90°相移。在第二变形中，VCO可生成振荡信号，其频率是FSK射频信号的两倍。在这个情况下，在VCO输出端设置二分器。通过在VCO输出端的180°相移，这意味着在二分器输出端的90°相移。图7示出相移电路沈的实施例，其设置在图2b所示的第二实施例的FSK射频信号接收器的输入端。图7仅示出接收器的输入端部分。相移电路沈主要包括不同连接的可切换电容器的阵列。可切换电容器的这个阵列经由LNA 3与电感器L和天线2并行设置，以形成谐振电路。如下所述，这个谐振电路必须被校准，使得由天线提取的FSK射频信号在每个连续相位切换周期中是交替的同相FSK 射频信号和正交FSK射频信号。对于这个相移电路沈应用相位选择信号SEL，以在谐振电路中执行相位切换。由于可切换电容器的这个阵列为不同类型，LNA 3具有相位反向的两个输出端。因此，可切换电容器的阵列连接至LNA 3的两个输出端，以及单混合器4的双输入端。因此， 可切换电容器的阵列包括η个电容组，其并行连接至LNA 3的两个输出端线。每个电容组包括两个电容器Cl、Cl’、C2、C2’、Cn、Cn'和一个开关，例如在两个电容器之间串联的MOS 晶体管Nl、N2、Nm。MOS晶体管优选地是NMOS型。将阵列的每对电容器的电容值加权为2 的幂。为了从要与电感器L并行设置的电容组中选择一对电容器或另一对电容器，NMOS晶体管N1、N2至Nm被跨门lc、2c至nc来控制，以使得所述晶体管经由自校准逻辑电路四提供的η比特配置字导电。在第一相位中，必须通过可切换电容器的阵列来校准谐振电路。这通过使可切换相移电路26基于与并行谐振电路的振幅和相位相关联的属性来实现。这需要精确确定距离最大谐振增益位于-3dB的两个点。这两个点(在距离最大增益的_3dB)具有正好90° 的相位差。此外，根据FSK射频信号接收器的质量因子，这个差对于带宽限制中的频率相对恒定。由电容组形成的谐振电路简单地需要依据自校准逻辑电路四根据相位选择信号交替发送的两个二进制字来校准，上述相位选择信号控制自校准逻辑电路。由于向可切换电容器的阵列交替发送的这两个二进制字，相移电路向混合器4交替提供同相射频信号和正交射频信号。这个校准通过引入并测量测试振荡信号LO来发生。这些振荡测试信号LO通过本地振荡器7提供至LNA 3的输入端，特别地经由电容器Ce。当然，一旦校准了可切换电容器的阵列，本地振荡器不再需要向LNA 3输入端提供振荡测试信号L0。为此，可在电容器Cc 之前在本地振荡器输出端和LNA 3输入端之间提供开关(未示出)。来自优选为频率合成器的本地振荡器7的其他振荡信号LO直接提供至混合器4，用于FSK射频信号向中间基带信号INT的频率转换。对于这个直接转换，将振荡信号频率设置为等于输入FSK射频信号的频率fo。为了执行振幅测量，首先配置第一测量电路27，其连接至LNA 3输出端和可切换电容器的阵列。这个第一测量电路27的目的是确定经由自校准逻辑电路四的最大增益点。 这个自校准逻辑电路连续使得一定数目个NMOS晶体管导电，以将电容组的一对或若干对电容器并行设置，直到第一测量电路确定最大增益。一旦确定了最大增益，与第一测量电路 27并行的第二测量电路观接收(例如使用衰减器，诸如电容分割器)衰减了 _3dB的信号。 在第二测量电路测量和第一测量电路测量之间进行比较。这使得距离最大增益_3dB的两个点被确定，从而自校准逻辑电路四向可切换电容器的阵列连续提供两个二进制校准字。应注意，至少第一测量电路27可被配置为执行公知的增强Bessel振幅测量。这通过使用与要测量的FSK射频信号耦合的弱逆变MOS晶体管的指数特征来实现。正弦函数的指数是零阶Bessel函数，当耦合的FSK射频信号的振幅增加时其输出端电压值降低。为了依据振幅获得更大改变，公知的增强Bessel检测器通过在电压电源的两个端子之间串联设置两个互补NMOS和PMOS晶体管和电流源来耦合两个类似行为。将输出端电压信号提供至PMOS晶体管源，其连接至电流源。这个检测器具有不同配置，以利用相关的虚质量。上述FSK射频信号接收器包括集成电路，其中集成了大部分接收器组件。这个集成电路可通过例如0. 18um CMOS技术来形成。从给出的说明书，本领域技术人员可在不脱离权利要求定义的本发明的范围的情况下设计FSK射频信号接收器的若干变形。可在天线和低噪放大器之间设置相移电路。相移电路的可切换电容器的阵列可通过电容组形成，其具有与双极或MOS晶体管串联的单电容器，其连接在LAN的单输出线和接地端子之间。可切换电容器的这个阵列还可直接连接至天线。
权利要求
1.用于FSK调制的低率射频信号接收器(1)，所述低功率接收器包括天线O)，用于接收FSK射频信号；低噪放大器(3)，用于放大和滤波由天线提取的信号；本地振荡器(7)，用于提供具有与输入FSK射频信号的载波频率基本相同频率的振荡信号(LO)；相移电路(16二6)，用于在相位切换周期(Ι/fs)的每个半期内执行振荡信号(LO)或输入FSK射频信号的0°到90°相移和反向相移，以交替和连续地生成同相和正交振荡信号或同相和正交输入FSK射频信号；混合器(4)，用于将同相和正交信号与滤波和放大的输入FSK射频信号混合，或将振荡信号(LO)与同相和正交FSK射频信号混合，以交替生成中间同相和正交基带信号(INT)；至少一个低通滤波器(8)，用于滤波中间同相和正交信号；以及解调级(20)，用于从滤波的中间同相和正交(Im，Qm)信号解调数据(Dout)；其特征在于，所述接收器被设置为使得相移电路(16，26)通过相位选择信号(SEL)被切换至相位切换周期频率(fs)，其低于FSK射频信号中的调制数据的频率偏差(Af)并高于数据率。
2.如权利要求1所述的接收器(1)，其特征在于，所述接收器被设置为使得，相移电路 (16，26)通过相位选择信号被切换至相位切换周期频率(fs)，其在低于FSK射频信号中的调制数据的频率偏差(Δι)的10和20倍之间并在高于数据率的10和20倍之间。
3.如权利要求1所述的接收器(1)，其特征在于，所述解调级00)输入端包括去多路复用器(13)，用于接收滤波的中间同相和正交信号，所述去多路复用器(13)通过相位选择信号(SEL)控制，以在第一输出端周期地提供滤波的中间同相信号(Im)以及在第二输出端提供滤波的中间正交信号(Qm)，所述解调级00)输入端还包括数据解调器(12)，用于从去多路复用器(13)接收滤波的中间同相和正交信号以提供数据信号(Dott)。
4.如权利要求3所述的接收器(1)，其特征在于，所述解调级00)包括在第一去多路复用器(1 输出端和所述解调器(1 之间的第一魔术电路(14)，以及在第二去多路复用器(1 输出端和所述解调器(12)之间的第二魔术电路(15)，每个魔术电路包括伪数字锁相环，用于连续生成同相或正交信号，以在由相位选择信号(SEL)在去多路复用器(13)中产生的相位切换引起的任何中断之后重构中间同相或正交信号。
5.如权利要求4所述的接收器(1)，其特征在于，每个魔术电路(14，15)包括计数器， 用于测量选择的滤波中间信号的周期；以及数字锁相环，其在每个切换操作经过一次频率调节，调节的相位等于在由于相位切换引起的任何中断之前在滤波的中间信号的持续时间期间测量的平均相位，以在中断之后连续生成向解调器(12)提供的中间同相或正交信号， 用于从两个魔术电路(14，15)连续解调滤波的中间同相和正交信号。
6.如权利要求3所述的接收器(1)，其特征在于，所述解调器(12)是D触发器，用于在一个输入端接收滤波的中间同相(Im)或正交(Qm)信号，以及通过其他滤波的中间正交或同相信号计算时钟。
7.如权利要求1所述的接收器(1)，其特征在于，所述相移电路(16)集成在本地振荡器中，其是频率合成器，以交替和连续地提供同相和正交振荡信号。
8.如权利要求7所述的接收器(1)，其特征在于，所述频率合成器包括石英基准振荡器(30)，能够向锁相环中的相位和频率检测器(31)提供基准频率信号(Fref)；该石英基准振荡器包括电荷泵(32)，连接至检测器(31)输出端；低通滤波器(3 ；压控振荡器(34)， 接收滤波的信号以生成振荡信号(LO)；可编程或多模式分割器(35)，用于与sigma-delta 调制器(36)结合对振荡信号进行频率分割，以向相位和频率检测器(31)提供分割的信号， 所述sigma-delta调制器在每个相位切换周期通过二进制字0 )来编程，从而压控振荡器 (34)交替和连续地提供同相和正交振荡信号。
9.如权利要求7所述的接收器(1)，其特征在于，所述频率合成器包括石英基准振荡器(30)，能够向锁相环中的相位和频率检测器(31)提供基准频率信号(Fref)；该石英基准振荡器包括电荷泵(32)，连接至检测器(31)输出端；低通滤波器(3 ；压控振荡器(34)， 接收滤波的信号以生成振荡信号(LO)；多模式分割器或N分器(35)，用于对振荡信号进行频率分割；两个延迟单元06，47)，用于从分割器05)接收分割的信号；以及多路复用器 (48)，连接至两个延迟单元并由相位选择信号(SEL)控制，以经由第一延迟单元G6)和第二延迟单元G7)向相位和频率检测器(31)交替提供分割的信号，从而压控振荡器(34)交替和连续生成同相和正交振荡信号。
10.如权利要求7所述的接收器(1)，其特征在于，所述频率合成器包括石英基准振荡器(30)，能够向两个延迟单元(56，57)提供基准频率信号(Fref)，所述延迟单元连接至由相位选择信号(SEL)控制的多路复用器(58)，以经由第一延迟单元(56)和第二延迟单元 (57)向锁相环中的相位和频率检测器(31)交替提供基准信号；该石英基准振荡器包括电荷泵(32)，连接至检测器(31)输出端；低通滤波器(3 ；压控振荡器(34)，接收滤波的信号以交替生成同相和正交振荡信号；N分器或多模式分割器(55)，用于对振荡信号进行频率分割，并向相位和频率检测器(31)提供分割的信号。
11.如权利要求1所述的接收器(1)，其特征在于，所述相移电路06)设置在LNA(3) 和单混合器⑷之间。
12.如权利要求11所述的接收器(1)，其特征在于，所述相移电路06)包括经由低噪放大器⑶与电感器(L)和天线(2)并行设置的可切换电容器的阵列，以定义谐振电路；自校准逻辑电路09)，由相位选择信号(SEL)控制，用于向可切换电容器的阵列交替提供两个二进制配置字，以向混合器(4)提供同相射频信号和正交射频信号。
13.如权利要求12所述的接收器(1)，其特征在于，所述相移电路06)包括第一测量电路(27)，用于确定经由自校准逻辑电路09)的谐振电路的最大增益点；以及第二测量电路( )，用于确定相对于最大增益点衰减_3dB的两个点，以配置自校准逻辑电路，该自校准逻辑电路向可切换电容器的阵列交替和连续提供两个配置字以在输入FI射频信号中执行0°至90°的相移和反向相移。
14.如权利要求13所述的接收器(1)，其特征在于，所述本地振荡器(7)被设置为在校准可切换电容器的阵列的校准周期期间向低噪放大器(3)提供振荡信号。
全文摘要
接收器提取低率FSK射频信号。该接收器包括天线；连接至天线的低噪放大器；本地振荡器；相移电路，用于在相位切换周期的每个半期内执行振荡信号或输入FSK射频信号的0°到90°相移和反向相移。相移电路交替和连续地生成同相和正交振荡信号或同相和正交输入FSK射频信号。接收器包括混合器，用于将振荡信号与输入FSK射频信号混合。接收器还包括低通滤波器，用于滤波中间同相和正交信号；以及解调级，用于从滤波的中间同相和正交信号解调数据。所述接收器被设置为使得，相移电路通过相位选择信号被切换至相位切换周期频率。解调级中的魔术电路在解调器中的连续解调的每个切换操作期间重构中间信号。
文档编号H04L27/152GK102377709SQ201110236610
公开日2012年3月14日 申请日期2011年8月17日 优先权日2010年8月18日
发明者A·卡萨格兰德 申请人:斯沃奇集团研究和开发有限公司